JPS59223034A - デイジタル信号伝送装置 - Google Patents
デイジタル信号伝送装置Info
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- JPS59223034A JPS59223034A JP9768883A JP9768883A JPS59223034A JP S59223034 A JPS59223034 A JP S59223034A JP 9768883 A JP9768883 A JP 9768883A JP 9768883 A JP9768883 A JP 9768883A JP S59223034 A JPS59223034 A JP S59223034A
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- pcm
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
- H04B14/04—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using pulse code modulation
- H04B14/046—Systems or methods for reducing noise or bandwidth
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、PCMディジタル信号のようなディジタル信
号を伝送するためのディジタル信号伝送装置に関し、特
に、一般PCMモード、差分PCMモー1へ、和分PC
Mモードのうちで圧縮率の大きなモードを切換選択して
伝送するようなディジタル信号伝送装置に関する。
号を伝送するためのディジタル信号伝送装置に関し、特
に、一般PCMモード、差分PCMモー1へ、和分PC
Mモードのうちで圧縮率の大きなモードを切換選択して
伝送するようなディジタル信号伝送装置に関する。
近年において、ディジクル技術の進歩に伴ない、オーテ
ィオ信号やビデオ信号等のアナログ信号をサンプリング
して量子化及び符号化処理を行ない、いわゆる1) C
M (パルスコードモジュレーンヨン)信号として伝送
(記録・再生も含む。)することが多くなっている。
ィオ信号やビデオ信号等のアナログ信号をサンプリング
して量子化及び符号化処理を行ない、いわゆる1) C
M (パルスコードモジュレーンヨン)信号として伝送
(記録・再生も含む。)することが多くなっている。
このようζこ、アナログ信号をPCMディジクルー信号
に変換して伝送する際には、一般に、ザンプリング周波
数を高くするほど伝送可能なアナログ信号の帯域が広く
なり、量子化ヒント数を多くするほどグイナミソクレン
ジが広くなることが知られている。従って、元のアナロ
グ信号を高忠実度で、すなわち広帯域かつ大ダイナミッ
クレンジでティシタル伝送しようとすると、高いサンプ
リング周波数及び多くの量子化ビット数を要し、単位時
間当りに伝送するビット数、いわゆるビットレートが高
くなる。
に変換して伝送する際には、一般に、ザンプリング周波
数を高くするほど伝送可能なアナログ信号の帯域が広く
なり、量子化ヒント数を多くするほどグイナミソクレン
ジが広くなることが知られている。従って、元のアナロ
グ信号を高忠実度で、すなわち広帯域かつ大ダイナミッ
クレンジでティシタル伝送しようとすると、高いサンプ
リング周波数及び多くの量子化ビット数を要し、単位時
間当りに伝送するビット数、いわゆるビットレートが高
くなる。
しかしながら、伝送媒体(記録媒体も含む。)の特性に
より上記ピットレー1・は制限を受け、また、送受信側
(記録・再生側)でのディジタル信号処理速度等によっ
ても上記ビットレートの制限が生じ、さらに現実問題と
して、PCM信刊記録再生装置等の製品を供給する場合
の経済性、コストパフォーマンス等を考慮することによ
り、なるべく低いヒツトレートで高品質の信号伝送ある
いは記録再生を行なうことが重要となる。
より上記ピットレー1・は制限を受け、また、送受信側
(記録・再生側)でのディジタル信号処理速度等によっ
ても上記ビットレートの制限が生じ、さらに現実問題と
して、PCM信刊記録再生装置等の製品を供給する場合
の経済性、コストパフォーマンス等を考慮することによ
り、なるべく低いヒツトレートで高品質の信号伝送ある
いは記録再生を行なうことが重要となる。
ここで、低いピットレー1・て太ダイナミックレンジを
実現する技術として、差分PCM方式が知られている。
実現する技術として、差分PCM方式が知られている。
この差分PCM方式は、入力信号周波数がサンプリング
周波数の176までの低・中域範囲において、少ない量
子化ビット数で一般PCへ4方式よりも大きなダイナミ
ックレンジを得ることができる。しかしながら、入力信
号周波数が高域の範囲では、差分PCM方式のダイナミ
ックレンジが一般PCM方式よりも減少することがあり
、また歪率の増加による音質劣化等の悪影響も生じ易い
。
周波数の176までの低・中域範囲において、少ない量
子化ビット数で一般PCへ4方式よりも大きなダイナミ
ックレンジを得ることができる。しかしながら、入力信
号周波数が高域の範囲では、差分PCM方式のダイナミ
ックレンジが一般PCM方式よりも減少することがあり
、また歪率の増加による音質劣化等の悪影響も生じ易い
。
本発明は、このような従来の実情に鑑み、入力信号を・
伝送するのに最も適した伝送モード、例えば一般PCM
モード、差分PCMモード、和分PCMモードのうぢの
いずれかのモードを、時間に関して分割したブロック毎
に決定して、最大の伝送効率を得るようにしたディジタ
ル信Δ体送装置の提供を目的とする。また、本発明の他
の目的は、時間的な変化が激しい楽器音の立上り部のよ
うな波形相関率の小さい信号波形をも少ないピットレー
1・で効率良く伝送(記録・再生も含む。)し得るよう
なディジタル信号伝送装置を提供することである。
伝送するのに最も適した伝送モード、例えば一般PCM
モード、差分PCMモード、和分PCMモードのうぢの
いずれかのモードを、時間に関して分割したブロック毎
に決定して、最大の伝送効率を得るようにしたディジタ
ル信Δ体送装置の提供を目的とする。また、本発明の他
の目的は、時間的な変化が激しい楽器音の立上り部のよ
うな波形相関率の小さい信号波形をも少ないピットレー
1・で効率良く伝送(記録・再生も含む。)し得るよう
なディジタル信号伝送装置を提供することである。
すなわち、不発明番と係るディジタル信号伝送装置の特
徴は、入力信号のサンプリング波高値データに基づき、
一般PCMモードのディジタルデーりとしての波高値デ
ータ、差分PCMモードのディジクルデータとしての差
分値データ、及び和分P CMモードのティジクルテー
クとしての和分値データのうちの少なくとも2種類のデ
ータを出力する手段と、このデータ出力手段からの各種
類のデータを比較して圧縮率が最も高いモードを判別す
るデータ比較手段と、このデータ比較手段からの出力(
と応じて圧縮率の最も高いモードを選択して、複数ワー
ドを1ブロツクとして出力する選択手段とを備えて成る
こLである。
徴は、入力信号のサンプリング波高値データに基づき、
一般PCMモードのディジタルデーりとしての波高値デ
ータ、差分PCMモードのディジクルデータとしての差
分値データ、及び和分P CMモードのティジクルテー
クとしての和分値データのうちの少なくとも2種類のデ
ータを出力する手段と、このデータ出力手段からの各種
類のデータを比較して圧縮率が最も高いモードを判別す
るデータ比較手段と、このデータ比較手段からの出力(
と応じて圧縮率の最も高いモードを選択して、複数ワー
ドを1ブロツクとして出力する選択手段とを備えて成る
こLである。
本発明の詳細な説明に先立ち、一般のPCM、差分PC
M、和分PCMの差違について説明する。
M、和分PCMの差違について説明する。
すなわち、第1図に示すような入力信号をサンプリング
した各サンプリング波高値りを量子化し符号化したもの
が一般PCMデータであるのに対し、隣接サンプリング
値開の差分値dを量子化し符号化し勺ものが差分20M
データである。そして、入力波形が比較的ゆっくりと変
化するとき、すなわちサンプリング周波数に比べて入力
信号周波数が低い場合には、サンプリング波高値に比べ
て上記差分値が小さく、同じ量子化ビット数の条件で、
差分1) CMの方が一般PCMよりも大きなダイナミ
ックレンジを得ることができる。
した各サンプリング波高値りを量子化し符号化したもの
が一般PCMデータであるのに対し、隣接サンプリング
値開の差分値dを量子化し符号化し勺ものが差分20M
データである。そして、入力波形が比較的ゆっくりと変
化するとき、すなわちサンプリング周波数に比べて入力
信号周波数が低い場合には、サンプリング波高値に比べ
て上記差分値が小さく、同じ量子化ビット数の条件で、
差分1) CMの方が一般PCMよりも大きなダイナミ
ックレンジを得ることができる。
ここで、一定周波数fi (角周波数ω1=2πfi)
の正弦波入力信号を一定のサンプリング周波数fsでサ
ンプリングし、隣接サンプリング値開の差分値をとる場
合について考察する。
の正弦波入力信号を一定のサンプリング周波数fsでサ
ンプリングし、隣接サンプリング値開の差分値をとる場
合について考察する。
先ず、入力信号としての時間tの関数f(t)を、/(
t)=sinω、t ・・・曲・・・・・
・・・■とするとき、サンプリング周期Ts (= 1
/fs )のときの差分値d (tlは、 d(1)−f(t) f (t Ts)=sinω
1t−ainω1(t−7M) −・−曲−=…■こ
のd (t)の最大値を求めるために、0式を微分して
、 d’(を沖ω1(1−6sr −7; ) S石妬t+
5iu−■Sω1t …・・・・…パ・
・・■S との0式のd’(t)=Oとおいて、 s この0式より、 X5in(ω、を十ψ) ・曲面・曲・■従って
、0式よりd (t)の最大値dlnaXは、ここで、
一般の1) CMの場合のデータの最大値は最大サンプ
リング値となる振幅値であり、■式の振幅1であるから
、差分PCMの最大値と一般PCMの最大値が等しくな
る入力周波数、7’ilは、上記0式のdmaX=1と
して、 2008−=1 fS 巴す−。os−’−!−一二 /S23 、−、 fi、−一迦=ユ・750Cf3 ”2π
2π 2 一杏f・ キ0.167fs ・・・・・・・・・・・・
・・・■すなわち、入力周波数f1がサンプリング周波
数fsの176となるとき、差分PC,Mデータの最大
値と一般PCMデータの最大値とが等しくなり、同じダ
イナミックレンジとなる。
t)=sinω、t ・・・曲・・・・・
・・・■とするとき、サンプリング周期Ts (= 1
/fs )のときの差分値d (tlは、 d(1)−f(t) f (t Ts)=sinω
1t−ainω1(t−7M) −・−曲−=…■こ
のd (t)の最大値を求めるために、0式を微分して
、 d’(を沖ω1(1−6sr −7; ) S石妬t+
5iu−■Sω1t …・・・・…パ・
・・■S との0式のd’(t)=Oとおいて、 s この0式より、 X5in(ω、を十ψ) ・曲面・曲・■従って
、0式よりd (t)の最大値dlnaXは、ここで、
一般の1) CMの場合のデータの最大値は最大サンプ
リング値となる振幅値であり、■式の振幅1であるから
、差分PCMの最大値と一般PCMの最大値が等しくな
る入力周波数、7’ilは、上記0式のdmaX=1と
して、 2008−=1 fS 巴す−。os−’−!−一二 /S23 、−、 fi、−一迦=ユ・750Cf3 ”2π
2π 2 一杏f・ キ0.167fs ・・・・・・・・・・・・
・・・■すなわち、入力周波数f1がサンプリング周波
数fsの176となるとき、差分PC,Mデータの最大
値と一般PCMデータの最大値とが等しくなり、同じダ
イナミックレンジとなる。
次に、上記サンプリング値の隣接するものの和分値を量
子化し符号化したものが和分PCMデータであり、上記
正弦波の入力信号j(t)のときの和分値a(t)は、 a(tl−j(t)+f(t −1118)=sinω
11+sinωH(t−五) −=−曲面■となる。
子化し符号化したものが和分PCMデータであり、上記
正弦波の入力信号j(t)のときの和分値a(t)は、 a(tl−j(t)+f(t −1118)=sinω
11+sinωH(t−五) −=−曲面■となる。
この和分値a (t)の最大値amaXは、前記差分値
の場合と同様に計算でき、 周波数f1□は、 f1□−一口 2π fS−+ 1 一石■・(−Σ) Lf5 キ0.333fs ・曲面・回置となる。
の場合と同様に計算でき、 周波数f1□は、 f1□−一口 2π fS−+ 1 一石■・(−Σ) Lf5 キ0.333fs ・曲面・回置となる。
すなわち、入力周波数flがサンプリング周波数fS
の1/3となるとき、和分PCMデータの最大値と一般
PCMデータの最大値とが等しくなる。
の1/3となるとき、和分PCMデータの最大値と一般
PCMデータの最大値とが等しくなる。
従って、入力信号を一定のサンプリング周波数でサンプ
リングし、上記波高値、差分値、及び和分値をそれぞれ
等しいビット数で量子化するときに得られるダイナミッ
クレンジは、例えば第2図のようになる。この第2図に
おいては、縦軸にダイナミックレンジのdB値を、横軸
に入力信号周波数j1をそれぞれとっており、サンプリ
ング周波数fs及び量子化ビット数をそれぞれ例えば3
2i<IIz 及び8ビットとした場合の、一般PCM
モード時の特性曲線A、差分PCMモード時の特性曲線
B、及び和分PCMモート時の特性曲線Cを、それぞれ
示している。この第2図から明らかなように、入力信号
周波数flが低域からfs/6までのときは、差分1)
CMモードのダイナミックレンジが大きく、相対的に圧
縮効率が最も高い。同様に、入力信号周波数f1がfs
/6からfs/3まての範囲では一般PCMモードが、
また入力信号周波数f1 がfs/3以上のときは和分
PCMモードが、それぞれダイナミックレンジを大きく
とれ、圧縮効率が高いものとなる。
リングし、上記波高値、差分値、及び和分値をそれぞれ
等しいビット数で量子化するときに得られるダイナミッ
クレンジは、例えば第2図のようになる。この第2図に
おいては、縦軸にダイナミックレンジのdB値を、横軸
に入力信号周波数j1をそれぞれとっており、サンプリ
ング周波数fs及び量子化ビット数をそれぞれ例えば3
2i<IIz 及び8ビットとした場合の、一般PCM
モード時の特性曲線A、差分PCMモード時の特性曲線
B、及び和分PCMモート時の特性曲線Cを、それぞれ
示している。この第2図から明らかなように、入力信号
周波数flが低域からfs/6までのときは、差分1)
CMモードのダイナミックレンジが大きく、相対的に圧
縮効率が最も高い。同様に、入力信号周波数f1がfs
/6からfs/3まての範囲では一般PCMモードが、
また入力信号周波数f1 がfs/3以上のときは和分
PCMモードが、それぞれダイナミックレンジを大きく
とれ、圧縮効率が高いものとなる。
本発明の要旨は、例えはこの周波数特性クラ7に応じて
、最もダイナミックレンジが大きくなるモードを判別し
、そのモードのデータを伝送するように切換選択するこ
とである。この場合の切換選択は、後述するフロック(
一定接数ワードより成るフロック)単位で行なっている
。
、最もダイナミックレンジが大きくなるモードを判別し
、そのモードのデータを伝送するように切換選択するこ
とである。この場合の切換選択は、後述するフロック(
一定接数ワードより成るフロック)単位で行なっている
。
ところで、以上のような差分1)CMデデー等のティシ
クルデータを伝送(記録・再生も含む。)する際に、デ
ータの全ビットを用いずに一部のヒソ1〜を伝送するよ
うな適応型(アダプティブ)処理が一般に知られている
。
クルデータを伝送(記録・再生も含む。)する際に、デ
ータの全ビットを用いずに一部のヒソ1〜を伝送するよ
うな適応型(アダプティブ)処理が一般に知られている
。
例えは第3図は、適応型差分1) CMのエンコーダの
一例を示し、この第3図において、入力端子1には上記
ザンプリング値を量子化(及び符号化)したディジクル
信号が供給されている。この入力デイシタル信号は、加
算器2に送られて、局部デコーダ10からの出力との差
fなわち誤差分がとられ、この加算器2からの誤差信号
は、量子化器3により再量子化されて、1ワードのビッ
ト長ヲ短かくするようないわゆるビットリダクンヨンが
なされ、出力端子5に送られる。ここで、アクプティフ
アルゴリズムブロック4は、量子化器3及び量子化器特
性とコンプリメンタリ動作を行なう乗算器6の特性を適
応的に変化させるものであり、そのアルゴリズムには種
々のものが考えられているが、代表例としては、出力信
号のレベルが犬となるほど量子化器3の量子化ステップ
幅を大きくとるようにしたものがある。局部デコーダ1
0は、量子化器3からの出力信号をテコード。して予測
された出力としての局部デコーダ出力を加算器2に送り
、上記入力信号から減算することにより、入力信号と予
測信号の差、すなわち上記誤差信号を得るためのもので
ある。この2局部デコーダ10は、量子化器3に対して
相補的な動作を行なう乗算器6と、この乗算器6の出力
古上記局部デコーダ出力とを加算する加算器7と、この
加算器7からの出力を1サンプリング周期だけ遅延させ
る遅延回路8と、この遅延回路8の出力に減衰係数kを
乗算してエラー減衰を行なうだめの係数乗算器9とより
成っている。
一例を示し、この第3図において、入力端子1には上記
ザンプリング値を量子化(及び符号化)したディジクル
信号が供給されている。この入力デイシタル信号は、加
算器2に送られて、局部デコーダ10からの出力との差
fなわち誤差分がとられ、この加算器2からの誤差信号
は、量子化器3により再量子化されて、1ワードのビッ
ト長ヲ短かくするようないわゆるビットリダクンヨンが
なされ、出力端子5に送られる。ここで、アクプティフ
アルゴリズムブロック4は、量子化器3及び量子化器特
性とコンプリメンタリ動作を行なう乗算器6の特性を適
応的に変化させるものであり、そのアルゴリズムには種
々のものが考えられているが、代表例としては、出力信
号のレベルが犬となるほど量子化器3の量子化ステップ
幅を大きくとるようにしたものがある。局部デコーダ1
0は、量子化器3からの出力信号をテコード。して予測
された出力としての局部デコーダ出力を加算器2に送り
、上記入力信号から減算することにより、入力信号と予
測信号の差、すなわち上記誤差信号を得るためのもので
ある。この2局部デコーダ10は、量子化器3に対して
相補的な動作を行なう乗算器6と、この乗算器6の出力
古上記局部デコーダ出力とを加算する加算器7と、この
加算器7からの出力を1サンプリング周期だけ遅延させ
る遅延回路8と、この遅延回路8の出力に減衰係数kを
乗算してエラー減衰を行なうだめの係数乗算器9とより
成っている。
以上のような適応型(アクブチイブ)差分PCMエンコ
ータにおいて、アクプティフアルゴリズムフロック4に
よる適応型(アダプティブ)動作は、量子化器3と乗算
器66ごて行なイっれており、一般的には出力端子5の
エン出力1−出カが大きいほど大きい量子化ステップを
与えるよう(・こしている。この適応型(アクブチイブ
)動作により、限られたワー1へビット長で高域の大り
イナミンクレンジ信号を処理することができる。
ータにおいて、アクプティフアルゴリズムフロック4に
よる適応型(アダプティブ)動作は、量子化器3と乗算
器66ごて行なイっれており、一般的には出力端子5の
エン出力1−出カが大きいほど大きい量子化ステップを
与えるよう(・こしている。この適応型(アクブチイブ
)動作により、限られたワー1へビット長で高域の大り
イナミンクレンジ信号を処理することができる。
しかしながら、このようなアダプティブ動作は、エラー
が生じた時にエンコーダ、デコーダ間のトラッカビリテ
ィを著るしく損ない、かつ差分PCM等の弱点であるエ
ラー伝播の悪影響を受け、使用」二耐え難いものとなる
おそれがある。
が生じた時にエンコーダ、デコーダ間のトラッカビリテ
ィを著るしく損ない、かつ差分PCM等の弱点であるエ
ラー伝播の悪影響を受け、使用」二耐え難いものとなる
おそれがある。
このエラー伝播について以下に説明する。
第4図は、上記差分PCMデータを得るためのエンコー
ダの基本構成例を示すブロック回路図であり、入力端子
11に入力−された上記サンプリング波高値データは、
加算器12及び遅延回路14に供給されている。遅延回
路14は、■サンプリンタ周期l1lsだけ入力データ
を遅延するものであり、この遅延データは減衰係数1(
を乗算するための係数乗算器15を介して加算器12に
減算入力として送られる。この加算器12からの出力が
、上記差分PCMデータとして出力端子13に送られる
。
ダの基本構成例を示すブロック回路図であり、入力端子
11に入力−された上記サンプリング波高値データは、
加算器12及び遅延回路14に供給されている。遅延回
路14は、■サンプリンタ周期l1lsだけ入力データ
を遅延するものであり、この遅延データは減衰係数1(
を乗算するための係数乗算器15を介して加算器12に
減算入力として送られる。この加算器12からの出力が
、上記差分PCMデータとして出力端子13に送られる
。
この第4図の入力端子11に順次(サンプリング周期毎
に)入力される波高値データをそれぞれWo 、 W
r 、 W2 、・・・とするとき、差分値データ1
)+ 、 ])2 、・・・は、11h = W
r l< ・W。
に)入力される波高値データをそれぞれWo 、 W
r 、 W2 、・・・とするとき、差分値データ1
)+ 、 ])2 、・・・は、11h = W
r l< ・W。
Dz =W2− kWl
となる。この減衰係数には、Q (k (lであり、エ
ラー発生の影響が無限時間継続しないように、過去のデ
ータの影響を低減するためのものである。
ラー発生の影響が無限時間継続しないように、過去のデ
ータの影響を低減するためのものである。
しかし、kを小さく選ぶことにより、エラー伝播時間を
短縮することはできるが、ダイナミックレンジの拡大効
果を減らしてしまうため、kをあ才り(こ小さくするこ
とは好ましくない。
短縮することはできるが、ダイナミックレンジの拡大効
果を減らしてしまうため、kをあ才り(こ小さくするこ
とは好ましくない。
そこで、減衰係数にのダイナミックレンジに対する影響
を調べるために、第4図の入力x(nT)に対する出力
y(nT)の関係をみると、y (nT )=x (n
T )−k・x (n T−’l’ )・・曲・・・
0ただしTはサンブリンク周期 となる。いま入力としてejQltをとると、0式は、
y(n’l’)−x(n’l”)−ke”Tx(nT)
=(1−kc””)x(nT) −−−=・。
を調べるために、第4図の入力x(nT)に対する出力
y(nT)の関係をみると、y (nT )=x (n
T )−k・x (n T−’l’ )・・曲・・・
0ただしTはサンブリンク周期 となる。いま入力としてejQltをとると、0式は、
y(n’l’)−x(n’l”)−ke”Tx(nT)
=(1−kc””)x(nT) −−−=・。
となり、伝達関数H(ejQIT)は、]■(e””)
= 1− k e ”Tまた、伝達関数の大きさIH
(e”T) 1は1l−1(c”T) l =I 1−
keJ″+T1= l (1−kcosωT)+j k
sinωT l= ((] −kcosωT)2−+(
ksinc=+T )2)ゾ2−(1+]<”−21<
cosωT ) ・−=@ここで入力周波数をfl
(−−5−)とし、サンプリング周波数をfs(−1/
Ts )とすると、ω+Ts = 2 yr f1Ts =2π分 ・凹・・曲・…■以上より、 IN(e )1f、−(1+に一2kcos2π八
、l/’2S ・・・・・・・・・・・・・・[相] この[相]式を、f+=0(直流)における伝達関数の
大きさで正規化すると、 このGとf1/J’sとの関係を、I(をパタメータと
して表示すると、第5図のようになる。
= 1− k e ”Tまた、伝達関数の大きさIH
(e”T) 1は1l−1(c”T) l =I 1−
keJ″+T1= l (1−kcosωT)+j k
sinωT l= ((] −kcosωT)2−+(
ksinc=+T )2)ゾ2−(1+]<”−21<
cosωT ) ・−=@ここで入力周波数をfl
(−−5−)とし、サンプリング周波数をfs(−1/
Ts )とすると、ω+Ts = 2 yr f1Ts =2π分 ・凹・・曲・…■以上より、 IN(e )1f、−(1+に一2kcos2π八
、l/’2S ・・・・・・・・・・・・・・[相] この[相]式を、f+=0(直流)における伝達関数の
大きさで正規化すると、 このGとf1/J’sとの関係を、I(をパタメータと
して表示すると、第5図のようになる。
この第5図からも明らかなように、1(の値が小さくな
るに従って、低域カットオフ周波数は上昇し、高域に対
する低域のクイナミンクレンジ拡大量は少なくなってゆ
く。従って、kは例えば085以上に選ぶことが望まし
く、この程度の1(の値でもエラー伝播を短かい時間に
おさえ込めるよう (な技術が要望されている。
るに従って、低域カットオフ周波数は上昇し、高域に対
する低域のクイナミンクレンジ拡大量は少なくなってゆ
く。従って、kは例えば085以上に選ぶことが望まし
く、この程度の1(の値でもエラー伝播を短かい時間に
おさえ込めるよう (な技術が要望されている。
そこで、本発明の実施例においては、差分PCMデーデ
ータ一定の複数ワード単位でブロック化し、上記エラー
伝播現象を短時間で抑えるようにしている。
ータ一定の複数ワード単位でブロック化し、上記エラー
伝播現象を短時間で抑えるようにしている。
ずなわぢ、第6図において、前述したアダプティブ処理
された差分PCMデ〜りの11−1ワードのデータI)
+ 、 D2 、− 、 Dn−+を1ブロツクとし、
この1ブロツク内に、前記波高値データ(一般PCMデ
ーク)Abのワード、笈び前記アダプティブ(適応型)
処理の情報データAdを示すワードを、それぞれ少なく
とも1ワードずつ含めて、■プロ −ツクを少なくき
もn+1ワードで構成している。
された差分PCMデ〜りの11−1ワードのデータI)
+ 、 D2 、− 、 Dn−+を1ブロツクとし、
この1ブロツク内に、前記波高値データ(一般PCMデ
ーク)Abのワード、笈び前記アダプティブ(適応型)
処理の情報データAdを示すワードを、それぞれ少なく
とも1ワードずつ含めて、■プロ −ツクを少なくき
もn+1ワードで構成している。
たたし、これらのワードのビット長は、各データに応じ
て異ならせてもよく、例えば、波高値(あるいは瞬時値
)情報ワードのデータAbについては14ビット、アダ
プティブ処理された差分データD1〜Dn−+の各ワー
ドやアダプティブ情報Adのワードについては1ワード
7ビツトのようにすれ:ぼよい。才た、一般PCMモー
ド、差分PCMモート、和分PCMモードを適宜選択し
て伝送する場合には、上記差分データD、 −D、 、
の各ワードの位置に、それぞれ一般PCMデーグ(波高
値データ)ワードや差分データワードや和分データワー
ド′を配すればよく、さらに上記1ブロツク中にモード
選択情報ワードを含ませ、るようにすればよい。
て異ならせてもよく、例えば、波高値(あるいは瞬時値
)情報ワードのデータAbについては14ビット、アダ
プティブ処理された差分データD1〜Dn−+の各ワー
ドやアダプティブ情報Adのワードについては1ワード
7ビツトのようにすれ:ぼよい。才た、一般PCMモー
ド、差分PCMモート、和分PCMモードを適宜選択し
て伝送する場合には、上記差分データD、 −D、 、
の各ワードの位置に、それぞれ一般PCMデーグ(波高
値データ)ワードや差分データワードや和分データワー
ド′を配すればよく、さらに上記1ブロツク中にモード
選択情報ワードを含ませ、るようにすればよい。
このようにブロック化した場合のアダプティブ清報ワー
ドのデータAdは、そのブロック内に含まれるアダプテ
ィブ処理されたデータの全ワード、例えば第6図の差分
PCMデータDI−Dn−,に対して共通に用いられる
ものである。これは、従来においてアダプティブ情報さ
れたデータを伝送する場合に、各ワード毎にアダプティ
ブ情報を含ませているのに比へて、分離された形態てア
ダプティブ情報が存在しているので、全体のピッ1〜数
を少なくてきるとともに、このアクブチイブ情報だけを
誤り訂正能力の高い符号構成としても全体の冗長度の増
加は少なくてすむ。このような符号構成例を第7図に示
す。この第7図において、パリティデータP1はアダプ
ティブ情報Adのみの7々リテイチエソクを行ない、パ
リティデータP2は、アダプティブ情報Ad、瞬時波高
値テークA l)及び1フロツク分の差分1)CMデデ
ーDl−Dn−1の全てのパリティヂエツクを行なう。
ドのデータAdは、そのブロック内に含まれるアダプテ
ィブ処理されたデータの全ワード、例えば第6図の差分
PCMデータDI−Dn−,に対して共通に用いられる
ものである。これは、従来においてアダプティブ情報さ
れたデータを伝送する場合に、各ワード毎にアダプティ
ブ情報を含ませているのに比へて、分離された形態てア
ダプティブ情報が存在しているので、全体のピッ1〜数
を少なくてきるとともに、このアクブチイブ情報だけを
誤り訂正能力の高い符号構成としても全体の冗長度の増
加は少なくてすむ。このような符号構成例を第7図に示
す。この第7図において、パリティデータP1はアダプ
ティブ情報Adのみの7々リテイチエソクを行ない、パ
リティデータP2は、アダプティブ情報Ad、瞬時波高
値テークA l)及び1フロツク分の差分1)CMデデ
ーDl−Dn−1の全てのパリティヂエツクを行なう。
さら(こ、上述のように、一般PCMモート、差分PC
Mモード、及び和分I) CMモードのうちのいずれか
のモードを選択して伝送する場合のモード選択情報ワー
ドを含ませる場合には、3モートのう七の1モードを選
択するのに要するビット数は2ビ・ノドであるから、当
該ブロックのモード選択用のみならず、前後のブロック
についてのモード選択用情報をも含めて、全体として6
ビツトのワードとすればよい。
Mモード、及び和分I) CMモードのうちのいずれか
のモードを選択して伝送する場合のモード選択情報ワー
ドを含ませる場合には、3モートのう七の1モードを選
択するのに要するビット数は2ビ・ノドであるから、当
該ブロックのモード選択用のみならず、前後のブロック
についてのモード選択用情報をも含めて、全体として6
ビツトのワードとすればよい。
このように複数のワードをブロック化することにより、
kを大きくしてもエラー伝播時間を短かく抑えることが
できるわけであるが、ここで、差分PCMデーデー送時
に、上記ブロック化を行なわない場合と、ブロック化を
行なった場合とて、■ビットエラーが生じたときのエラ
ー伝播時間を比較する。いま、サンプリング周、波数f
S=32k Hz 、減衰係数に−0,99とするとき
、従来のブロック化を行なわない差分P CIVIデー
タ伝送においては、エラーが発生時の1%?こまで減衰
するためζこけ、アダプティブ動作の狂いの影響を無視
しても、 099n≦001 を満足するようなl〕サンプリング周期の時間の経過が
必要である。このときのnは459以上であり、エラー
伝播時間n’ps (Ts=1/fs=o、315rr
+s)は、 n’l”sキ14.3 ms となる。これに対して、例えば32ワードを1ブロツク
とする場合には、1フロツク内でエラー伝播が完結され
るため、約1m5程度の短時間でエラーの影響が無くな
る。したがって、減衰定数kを特に小さくする必要がな
く、第5図から明らかなよう(こ、低周波域のクイナミ
ツクレンノを大きくとることができ、またアダプティブ
動作も大きくとることができる。
kを大きくしてもエラー伝播時間を短かく抑えることが
できるわけであるが、ここで、差分PCMデーデー送時
に、上記ブロック化を行なわない場合と、ブロック化を
行なった場合とて、■ビットエラーが生じたときのエラ
ー伝播時間を比較する。いま、サンプリング周、波数f
S=32k Hz 、減衰係数に−0,99とするとき
、従来のブロック化を行なわない差分P CIVIデー
タ伝送においては、エラーが発生時の1%?こまで減衰
するためζこけ、アダプティブ動作の狂いの影響を無視
しても、 099n≦001 を満足するようなl〕サンプリング周期の時間の経過が
必要である。このときのnは459以上であり、エラー
伝播時間n’ps (Ts=1/fs=o、315rr
+s)は、 n’l”sキ14.3 ms となる。これに対して、例えば32ワードを1ブロツク
とする場合には、1フロツク内でエラー伝播が完結され
るため、約1m5程度の短時間でエラーの影響が無くな
る。したがって、減衰定数kを特に小さくする必要がな
く、第5図から明らかなよう(こ、低周波域のクイナミ
ツクレンノを大きくとることができ、またアダプティブ
動作も大きくとることができる。
ところで、このようなブロック化を行なう場合に、一般
1)CMモモ−・、差分1) CMモード、和分PCM
モート”のそれぞれのモードにおける1フロツク内の各
ワードの最大の絶対値が、上記3つのモードのうちのい
ずれのモードで最も小さくなるかによって、フロック内
の信号スペクトルの主要部分がどの周波数領域に存在す
るかを知るための条件、さらに圧縮率の高いモードを判
断可能とするための条件を調べる。
1)CMモモ−・、差分1) CMモード、和分PCM
モート”のそれぞれのモードにおける1フロツク内の各
ワードの最大の絶対値が、上記3つのモードのうちのい
ずれのモードで最も小さくなるかによって、フロック内
の信号スペクトルの主要部分がどの周波数領域に存在す
るかを知るための条件、さらに圧縮率の高いモードを判
断可能とするための条件を調べる。
いま、入力信号を周波数f1 の正弦波信号とし、1フ
ロツクのワード数をN1ブロック周期をTBとするとき
、第8図に示すように、ブロック周期1が入力信号の周
期T+ (= 1/f+ )の172以上あれば、一般
PCMモードの1ブロツク内の最大絶対値は入力信号の
振幅値(ゼロ−ピーク値)に略等しくなる。1ブロツク
内のワード数Nは、TB/Ts(ただしTsはサンプリ
ング周期)で与えられるから、 の条件が成り立つワード数Nが1ブロツク内にとられて
いれば、一般PCMモードの1ブロツク内最大絶対値は
上記入力信号の振幅値ζこ近い値となり、1ブロツク内
の最大絶対値は差分PCMモードの方が一般1) CM
モードよりも小さくなる。とれに対して、上記0式の条
件が満たされないワード数Nのときには、一般PCMモ
ードのブロック内最大絶対値が減少して、差分PCMモ
ードのブロック内最大絶対値よりも小さくなることがあ
り得るが、そのNの値は3よりも小さいことが次のよう
に示される。
ロツクのワード数をN1ブロック周期をTBとするとき
、第8図に示すように、ブロック周期1が入力信号の周
期T+ (= 1/f+ )の172以上あれば、一般
PCMモードの1ブロツク内の最大絶対値は入力信号の
振幅値(ゼロ−ピーク値)に略等しくなる。1ブロツク
内のワード数Nは、TB/Ts(ただしTsはサンプリ
ング周期)で与えられるから、 の条件が成り立つワード数Nが1ブロツク内にとられて
いれば、一般PCMモードの1ブロツク内最大絶対値は
上記入力信号の振幅値ζこ近い値となり、1ブロツク内
の最大絶対値は差分PCMモードの方が一般1) CM
モードよりも小さくなる。とれに対して、上記0式の条
件が満たされないワード数Nのときには、一般PCMモ
ードのブロック内最大絶対値が減少して、差分PCMモ
ードのブロック内最大絶対値よりも小さくなることがあ
り得るが、そのNの値は3よりも小さいことが次のよう
に示される。
すなわち、第9図のように、入力正弦波の各サンプル点
をa、b、c、・・・とし、点aとbは、これらの差分
値が最大となるように入力正弦波のセロクロス点から時
間軸上で等距離の位置に配されているとすると、a、1
〕間の差分値(の絶対値)Dabは、 Dab= 2 sin 2πf、・土 ・・・・・・
・・・・・・・・・[相]f1 次に、点aからN個のサンプル点を1ブロツク内に含む
とすると、フロック内最大値(たたし絶対値)Lは、 これらの[相]、0式よりD ab −りとなるNをN
〈J\の領域において求めると、 jI −25 となり、Nは整数であることより、Nが3以上あれば、
N < /Sの領域においても、差分PCMモ2j’
i −ドの方が一般PCMモートよりもブロック内の最大絶
対値を小さくすることがてき、上記各モード、例えば一
般PCMモードと差分PCMモードとの間て、lブロッ
ク内の最大絶対値を比較することで、信号周波数の高低
を判断することができる。
をa、b、c、・・・とし、点aとbは、これらの差分
値が最大となるように入力正弦波のセロクロス点から時
間軸上で等距離の位置に配されているとすると、a、1
〕間の差分値(の絶対値)Dabは、 Dab= 2 sin 2πf、・土 ・・・・・・
・・・・・・・・・[相]f1 次に、点aからN個のサンプル点を1ブロツク内に含む
とすると、フロック内最大値(たたし絶対値)Lは、 これらの[相]、0式よりD ab −りとなるNをN
〈J\の領域において求めると、 jI −25 となり、Nは整数であることより、Nが3以上あれば、
N < /Sの領域においても、差分PCMモ2j’
i −ドの方が一般PCMモートよりもブロック内の最大絶
対値を小さくすることがてき、上記各モード、例えば一
般PCMモードと差分PCMモードとの間て、lブロッ
ク内の最大絶対値を比較することで、信号周波数の高低
を判断することができる。
また、以」二のようにブロック単位で最適モート”を選
択して切換えることにより、従来Oこおいて差分PCM
モー1−の高域で問題となっていたエラー発生時のエラ
ーの拡大を防止することができる。
択して切換えることにより、従来Oこおいて差分PCM
モー1−の高域で問題となっていたエラー発生時のエラ
ーの拡大を防止することができる。
ここで、第10図及び第11図は、入力信号周波数ft
= 10 kI−1z で、サンプリング周波数f
s=32 kHzのとき、すなわちJ’i>f3/6の
ときの、ビットエラー発生時の影響を、一般PCMモー
ドによるデータ伝送の場合(第10図)、及び差分1)
CMモードによるデータ伝送の場合(第11図)につい
てそれぞれ示す波形図であり、受信側(あるいは再生側
)でのディジクルーアナログ変換後の波形(第10図B
、第11図B)と、このディジクルーアナログ変換され
た信号をローパスフィルタを介して取り出した波形(第
10図A。
= 10 kI−1z で、サンプリング周波数f
s=32 kHzのとき、すなわちJ’i>f3/6の
ときの、ビットエラー発生時の影響を、一般PCMモー
ドによるデータ伝送の場合(第10図)、及び差分1)
CMモードによるデータ伝送の場合(第11図)につい
てそれぞれ示す波形図であり、受信側(あるいは再生側
)でのディジクルーアナログ変換後の波形(第10図B
、第11図B)と、このディジクルーアナログ変換され
た信号をローパスフィルタを介して取り出した波形(第
10図A。
第11図A)とをそれそ゛れ示している。これらの第1
0図、第11図において、時間軸上の点Eにてビットエ
ラーが発生しており、一般1)CM−E−1−(第10
図)の方が、差分PCMモード(第11図)よりもエラ
ーの影響が少ないことが明らかである。そして、本発明
においては、fl)fs/6のときには一般PCMモー
ドを選択しており、ビットエラーによる悪影響が抑えら
れていることが明らかである。
0図、第11図において、時間軸上の点Eにてビットエ
ラーが発生しており、一般1)CM−E−1−(第10
図)の方が、差分PCMモード(第11図)よりもエラ
ーの影響が少ないことが明らかである。そして、本発明
においては、fl)fs/6のときには一般PCMモー
ドを選択しており、ビットエラーによる悪影響が抑えら
れていることが明らかである。
次に、本発明の好ましい一実施例として、以上説明した
各技術的思想を実現するための具体的構成例について図
面とともに説明する。
各技術的思想を実現するための具体的構成例について図
面とともに説明する。
第12図はP CM信号伝送に用いられるPCMエンコ
ーダの一例を示すフロック回路図である。
ーダの一例を示すフロック回路図である。
この第12図(こおいて、エンコーダの入力端子31に
は、例えば14ビツトのディジタルデータ信号(→〕゛
ンブリング波高値データ信号)が供給されている。この
入力端子31ζこ接続されたプリエンファシス回路32
は、特に高域の信号を強調してSN比を向上するために
用いられるものてあり、例えば56μsの時定数のもの
が用いられる。このプリエンファシス回路32からの例
えは14ビツト出力は、マルチプレクサ33、ブロック
内最大値検出比較回路34、差分処理回路35、及び和
分処理回路36に、それぞれ送られる。ブロック内最大
値検出比較回路34には、上記プリエンファシス回路3
2からの14ピッ1−サンプリンタデータ信号の他に、
差分処理回路35からの例えば15ビット差分データ信
号、及び和分処理回路36からの15ビット和分データ
信号が供給されている。このブロック内最大値検出比較
回路34において、1ブロツク(複数ワード)内の上記
各データの絶対値の最大値をそれぞれ検出して比較し、
最大値の小さいモードの方が、圧縮効率が高いとして、
モード選択を行なう。差分処理回路35は、例えば前記
第4図のような基本構成を有し、プリエンファシス回路
32からのサンプルデータのうちの隣接するワードの差
分データを順次取り出す。
は、例えば14ビツトのディジタルデータ信号(→〕゛
ンブリング波高値データ信号)が供給されている。この
入力端子31ζこ接続されたプリエンファシス回路32
は、特に高域の信号を強調してSN比を向上するために
用いられるものてあり、例えば56μsの時定数のもの
が用いられる。このプリエンファシス回路32からの例
えは14ビツト出力は、マルチプレクサ33、ブロック
内最大値検出比較回路34、差分処理回路35、及び和
分処理回路36に、それぞれ送られる。ブロック内最大
値検出比較回路34には、上記プリエンファシス回路3
2からの14ピッ1−サンプリンタデータ信号の他に、
差分処理回路35からの例えば15ビット差分データ信
号、及び和分処理回路36からの15ビット和分データ
信号が供給されている。このブロック内最大値検出比較
回路34において、1ブロツク(複数ワード)内の上記
各データの絶対値の最大値をそれぞれ検出して比較し、
最大値の小さいモードの方が、圧縮効率が高いとして、
モード選択を行なう。差分処理回路35は、例えば前記
第4図のような基本構成を有し、プリエンファシス回路
32からのサンプルデータのうちの隣接するワードの差
分データを順次取り出す。
ずち゛わち、上記1フロ、ンクに対応して上記サンプル
波高値デーりのnワードへ’Vo 、 Wl、・・・、
Wn−1が入力されるとき、差分処理回路35からは、
]) 1=’Wo l< −W 1 1)2−W1〜1<・W2 J)n−、=W、、 、 −k 、Wn−またたし1〜
は減衰係数、0(k(1 のI]−1ワードの差分1) 0Mデータ ]I)+
、 D2 。
波高値デーりのnワードへ’Vo 、 Wl、・・・、
Wn−1が入力されるとき、差分処理回路35からは、
]) 1=’Wo l< −W 1 1)2−W1〜1<・W2 J)n−、=W、、 、 −k 、Wn−またたし1〜
は減衰係数、0(k(1 のI]−1ワードの差分1) 0Mデータ ]I)+
、 D2 。
・・・、J)n−、が出力される。この1フロック分の
各差分I) CMデータI)+−1)n−1は、フロッ
クメモリ3γに送られて蓄えられる。和分処理回路3G
は、上記入力波高値テークと1ザンプリンタ周期前の人
力テークの係数乗算値との和をとるものであり、1フロ
ツク内に入力される波高値データのnワーMWo〜Wn
−1に対する和分テークのn−1ワードAt ”An−
1は、 Ar = W l+に・WO A2= W2 +k −W I ’An−にW
n−1十に−Wn−2 〆 となる。そして、ブロック内最大値検出比較回路34に
おいては、■ブロック内のそれぞれのモードにおけるワ
ードのデータのうちの最大絶対値、すなわち、一般PC
Mモードにおけるデータ(波高値データ)W、 −W、
、のうちの最大絶対値、差分P CMモードにおける
差分テークDl”Dh−+のうちの最大の絶対値、及び
和分PCMモードにおける和分テークAr〜An−+の
うちの最大の絶対値をそれぞイを検出し、これらの3モ
ードの各最大絶対値を比較して、廉も小さい最大絶対値
を持つモードが前述した等しいビット数でクイナミツク
レンジを広くとれるような圧縮効率の高いモードである
と判断し、このモード情報及びこのモードの最大絶対値
を、モード選択・アクブチイブ情報算出回路41に送る
。ここで、圧縮率の最も高いモードの選択を行なうため
には、ブロック内の各モードにおけるそれぞれの最大値
を比較する以外lこ、各モードにおけるそれぞれの平均
エネルギー等を比較して、これらのモードの圧縮率を評
価するようにしてもよい。
各差分I) CMデータI)+−1)n−1は、フロッ
クメモリ3γに送られて蓄えられる。和分処理回路3G
は、上記入力波高値テークと1ザンプリンタ周期前の人
力テークの係数乗算値との和をとるものであり、1フロ
ツク内に入力される波高値データのnワーMWo〜Wn
−1に対する和分テークのn−1ワードAt ”An−
1は、 Ar = W l+に・WO A2= W2 +k −W I ’An−にW
n−1十に−Wn−2 〆 となる。そして、ブロック内最大値検出比較回路34に
おいては、■ブロック内のそれぞれのモードにおけるワ
ードのデータのうちの最大絶対値、すなわち、一般PC
Mモードにおけるデータ(波高値データ)W、 −W、
、のうちの最大絶対値、差分P CMモードにおける
差分テークDl”Dh−+のうちの最大の絶対値、及び
和分PCMモードにおける和分テークAr〜An−+の
うちの最大の絶対値をそれぞイを検出し、これらの3モ
ードの各最大絶対値を比較して、廉も小さい最大絶対値
を持つモードが前述した等しいビット数でクイナミツク
レンジを広くとれるような圧縮効率の高いモードである
と判断し、このモード情報及びこのモードの最大絶対値
を、モード選択・アクブチイブ情報算出回路41に送る
。ここで、圧縮率の最も高いモードの選択を行なうため
には、ブロック内の各モードにおけるそれぞれの最大値
を比較する以外lこ、各モードにおけるそれぞれの平均
エネルギー等を比較して、これらのモードの圧縮率を評
価するようにしてもよい。
ここで、入力信号が正弦波の場合には、前述した第2図
に示す周波数特性に応じて、クイナミソクレンソが最も
広くなるモードに切り換わるよう(こそ−ド選択を行な
わせればよい。
に示す周波数特性に応じて、クイナミソクレンソが最も
広くなるモードに切り換わるよう(こそ−ド選択を行な
わせればよい。
次に、モート選択・アダプティブ情報算出回路41は、
上記最大値の小さいモート、すなわち圧縮率の高いモー
ドを選択するための情報、及び量子化ステップの大きさ
を示すアクブチイブ情報を出力する回路であり、モード
選択情報はモート切換処理回路42及びマルチプレクサ
33に、また42(こは、フロックメモリ37に蓄えら
れた1フロック分の差分処理テークD、ごf)n−Jが
送られており、上記モード選択情報に応じて選択された
モードの1ブロック分の全ワードのデータ、すなわち、
一般PCMモード選択時にはW1〜Wn−r のテーク
、差分PCMデータ選択時にはD ’ −D n−+の
テーク、和分1) CMモード選択時にはAl−An〜
1のデータをそれそ゛れ出力し、アクブティフ処理回路
43に送る。ここて、モード切換処理回路42の具体的
動作としては、入力データである1フロック分の差分テ
ークD1〜Dn−r及びブリエンファ7ス回路32から
の瞬時波高値テークWoに基づいて、上記選択されたモ
ードのデータを得るような処理を行なうものであり、差
分PCMモード選択時には、人力テークDl−Dn−1
をそのまま出力ずれはよい。一般PCMモード選択時に
は、和分動作により差分処理を打ち消せばよく、具体的
には、 W r = D 1−1− k ・W。
上記最大値の小さいモート、すなわち圧縮率の高いモー
ドを選択するための情報、及び量子化ステップの大きさ
を示すアクブチイブ情報を出力する回路であり、モード
選択情報はモート切換処理回路42及びマルチプレクサ
33に、また42(こは、フロックメモリ37に蓄えら
れた1フロック分の差分処理テークD、ごf)n−Jが
送られており、上記モード選択情報に応じて選択された
モードの1ブロック分の全ワードのデータ、すなわち、
一般PCMモード選択時にはW1〜Wn−r のテーク
、差分PCMデータ選択時にはD ’ −D n−+の
テーク、和分1) CMモード選択時にはAl−An〜
1のデータをそれそ゛れ出力し、アクブティフ処理回路
43に送る。ここて、モード切換処理回路42の具体的
動作としては、入力データである1フロック分の差分テ
ークD1〜Dn−r及びブリエンファ7ス回路32から
の瞬時波高値テークWoに基づいて、上記選択されたモ
ードのデータを得るような処理を行なうものであり、差
分PCMモード選択時には、人力テークDl−Dn−1
をそのまま出力ずれはよい。一般PCMモード選択時に
は、和分動作により差分処理を打ち消せばよく、具体的
には、 W r = D 1−1− k ・W。
W2 = D2 十k −WI
Wn−1−Dn−1十に−Wn−2
の演算処理を行なえはよい。同様に、和分PCM0Mモ
ー1ル時には、和分動作を2回行なうことにより、上記
入力データ1)1〜Dn−+及びWOより和分データA
l−An−+を得ることがてき、A、+ = W+
+l<Wo = Dr +21<W。
ー1ル時には、和分動作を2回行なうことにより、上記
入力データ1)1〜Dn−+及びWOより和分データA
l−An−+を得ることがてき、A、+ = W+
+l<Wo = Dr +21<W。
A2 二 W2+kW+ = 1)2 + 2
kW2A、n−+ == Wn−+−1−1<Wn−2
=Dn−t+21<Wn−zのようになる。
kW2A、n−+ == Wn−+−1−1<Wn−2
=Dn−t+21<Wn−zのようになる。
次に、アダプティブ処理回路43は、上記最大絶対値に
応じた量子化ステップ幅で、モー1′:切換処理回路4
2からのブロック内ワー ドのデータの再量子化を行な
う。
応じた量子化ステップ幅で、モー1′:切換処理回路4
2からのブロック内ワー ドのデータの再量子化を行な
う。
このアクプテイフ動作の一具体例を説明する。
モード切換処理回路42からのデータが例えば1ワード
川5ヒントで2の補数表示されているとき、最上位ヒツ
トいわゆるMSBは正負の符号を示し、「0」のとき正
、「1」のとき負のデータを意味する。これに対して、
フロック内最大値検出比較回路34において得られた上
記選択されたモードのフロック内最大値は、絶対値てあ
り、元のデータが正の場合はそのまま、負の場合は2の
補数がとられて、常に正の15ヒツト値となっている。
川5ヒントで2の補数表示されているとき、最上位ヒツ
トいわゆるMSBは正負の符号を示し、「0」のとき正
、「1」のとき負のデータを意味する。これに対して、
フロック内最大値検出比較回路34において得られた上
記選択されたモードのフロック内最大値は、絶対値てあ
り、元のデータが正の場合はそのまま、負の場合は2の
補数がとられて、常に正の15ヒツト値となっている。
この最大絶対値のM S 13は常に「0」であり、そ
の値の大きさく特に2進数表示時の実質的な桁数)に応
じて、第13図に示すように、MSBからしSBに向か
ってIn+1個のrOJが配される。すなわち、この第
13図の最大絶対直の実質的な桁数は14−mであり、
これは浮動小数点表示するときの指数値に対応する。モ
ード選択・アダプティブ情報算出回路41においては、
この最大絶対値のM S 13から、連続する「Ojの
個数m + 1を求め、11]をアクブテイフ情報とし
てアダプテイフ処理回路43に送る。アダプテイフ処理
回路43は、入力15ビソトデーりをmピント左方にシ
フ1−操作し、ンフト後のデータのMSB、7り例えは
7ビソ1−を有効桁数として取り出し、マルチプレクサ
33に送る。このアダプティブ処理回路43からの出力
データは、■ブロック内に入力された1ワード例えは1
5ビツトとするn −1ワードのデータ、ずなわち一般
PCMモー1−選択時【こはデータW1〜W、1−+
、差分PCMモード選択時にはデータD+〜J)n−
+、和分PCMモード選択時にはデータAl −An−
1のいずれかをそれぞれアダプティブ処理した、17−
ド例えば7ビツトとする11−1ワードのデータX1〜
X n −lてあり、元の15ピッ1−入力データが正
の数のときには、第14図Aに示すようにM S Bよ
り少なくともm −1−1ビット以上[−〇」が連続し
ているから、mピッ)へ左方ンフトシた7ヒソト出力デ
ータのM’SBモrOJで正の数を表わし、また、元の
15ビット入カデータが負の数のときには、第14図B
に示すようにMSBより少なくともm +1ビット以上
「1」が連続しているから、n)ヒツト左方ンフトシた
7ビソト出力データのMSBも「J」となり負の数を表
わす。
の値の大きさく特に2進数表示時の実質的な桁数)に応
じて、第13図に示すように、MSBからしSBに向か
ってIn+1個のrOJが配される。すなわち、この第
13図の最大絶対直の実質的な桁数は14−mであり、
これは浮動小数点表示するときの指数値に対応する。モ
ード選択・アダプティブ情報算出回路41においては、
この最大絶対値のM S 13から、連続する「Ojの
個数m + 1を求め、11]をアクブテイフ情報とし
てアダプテイフ処理回路43に送る。アダプテイフ処理
回路43は、入力15ビソトデーりをmピント左方にシ
フ1−操作し、ンフト後のデータのMSB、7り例えは
7ビソ1−を有効桁数として取り出し、マルチプレクサ
33に送る。このアダプティブ処理回路43からの出力
データは、■ブロック内に入力された1ワード例えは1
5ビツトとするn −1ワードのデータ、ずなわち一般
PCMモー1−選択時【こはデータW1〜W、1−+
、差分PCMモード選択時にはデータD+〜J)n−
+、和分PCMモード選択時にはデータAl −An−
1のいずれかをそれぞれアダプティブ処理した、17−
ド例えば7ビツトとする11−1ワードのデータX1〜
X n −lてあり、元の15ピッ1−入力データが正
の数のときには、第14図Aに示すようにM S Bよ
り少なくともm −1−1ビット以上[−〇」が連続し
ているから、mピッ)へ左方ンフトシた7ヒソト出力デ
ータのM’SBモrOJで正の数を表わし、また、元の
15ビット入カデータが負の数のときには、第14図B
に示すようにMSBより少なくともm +1ビット以上
「1」が連続しているから、n)ヒツト左方ンフトシた
7ビソト出力データのMSBも「J」となり負の数を表
わす。
マルチプレクサ33は、ブリエンファンス回路32から
の瞬時波高値データAb、モート選択・アダプティブ情
報算出回路41からのアダプティブ情報データAd及び
モード選択情報データM、さらにアダプティブ処理回路
43からのアダプティブ処理されたn −1ワードのテ
ークX)〜Xn−1を、時系列ディジタルデータζこ変
換し、例えは第15図に示すような順序で各ワードのテ
−りをンリアル伝送する。この第15図のモート′選択
情報ワードのデータM−1,MO、M+は、1フロツク
前のモード選択データM−1、現在送ろうとするフロッ
クのモード選択デーりMOl及び1フロツク後のモード
選択データM1の3フロック分のモード選択データを1
ワードとして伝送することを示しており、■ブロックの
モード選択データが3回伝送されるため、伝送エラーζ
こ強い効果がある。
の瞬時波高値データAb、モート選択・アダプティブ情
報算出回路41からのアダプティブ情報データAd及び
モード選択情報データM、さらにアダプティブ処理回路
43からのアダプティブ処理されたn −1ワードのテ
ークX)〜Xn−1を、時系列ディジタルデータζこ変
換し、例えは第15図に示すような順序で各ワードのテ
−りをンリアル伝送する。この第15図のモート′選択
情報ワードのデータM−1,MO、M+は、1フロツク
前のモード選択データM−1、現在送ろうとするフロッ
クのモード選択デーりMOl及び1フロツク後のモード
選択データM1の3フロック分のモード選択データを1
ワードとして伝送することを示しており、■ブロックの
モード選択データが3回伝送されるため、伝送エラーζ
こ強い効果がある。
マルチプレクサ33からは、第15図のようなワード配
列順序で、ブロック同期部分やワード同期部分、あるい
はエラー訂正部分等を含んだフロソ?単位のンリアルデ
ータカぢ出力端子39を介して出力され、銅線や光フ≠
イバ等の伝送線を介して伝送され、あるいは磁気テープ
、磁気ナイス ・ −り、光学ディスク等の記録媒体
に記録される。
列順序で、ブロック同期部分やワード同期部分、あるい
はエラー訂正部分等を含んだフロソ?単位のンリアルデ
ータカぢ出力端子39を介して出力され、銅線や光フ≠
イバ等の伝送線を介して伝送され、あるいは磁気テープ
、磁気ナイス ・ −り、光学ディスク等の記録媒体
に記録される。
このようにしてブロック単位でシリアル伝送されたディ
ジクル信号より元のサンプリング波高値信号を復元する
ためのデコーダは、例えば第16図のように構成すれば
よい。
ジクル信号より元のサンプリング波高値信号を復元する
ためのデコーダは、例えば第16図のように構成すれば
よい。
この第16図において、入力端子51には、伝送媒体(
記録娯体も含む。)からの第15図のようなワード配列
で1ブロツクが構成されるディジクル信号が入力され、
この入力信号はマルチプレクサ52に供給される。マル
チプレクサ52は、例えば上記入力ディジクル信号中の
プロ・ツク同期信号やワード同期信号に基いて、前述し
た各種データAb 、 Ad 、 M 、 Xr −
Xn−+ を互いに分離し、アクブチイブ処理されたい
ずれかのモードの7 9 Xr = Xn−rをアダプ
ティブ(復元)処理回路53に送る。この処理回路53
は、マルチプレクサ52からのアクブチイブ情報データ
Adに基づき、アダプティブ復元動作を行なう。例えば
7ビソ1〜のデータX1〜Xn−1のM SB (符号
を示すビット)を前記mビット分符号拡張してm+7ビ
ソトとじ、さらにLSBζこ続けてB−mビ・ノドの無
効ビットを付加して、全体として15ビ・ノドの2の補
数表示データに変換する。この15ビットデータは、モ
ード選択データMOが指示するモードのデータであり、
一般PCMモードが選択されているときには前記データ
Wl〜Wn−、1差分PCM−E−ド時には前記データ
D I −D n−1、和分1)CMモード時には前記
データA l−A n−1となっている。このようなア
ダプティブ゛(復元)処理回路53からのデータは、モ
ード切換処理回路54に送られ、上記モード選択データ
MO&こ応した処理が行なわれて、前述した波高値デー
タWl〜W n−1となってマルチプレクサ55(こ送
られる。
記録娯体も含む。)からの第15図のようなワード配列
で1ブロツクが構成されるディジクル信号が入力され、
この入力信号はマルチプレクサ52に供給される。マル
チプレクサ52は、例えば上記入力ディジクル信号中の
プロ・ツク同期信号やワード同期信号に基いて、前述し
た各種データAb 、 Ad 、 M 、 Xr −
Xn−+ を互いに分離し、アクブチイブ処理されたい
ずれかのモードの7 9 Xr = Xn−rをアダプ
ティブ(復元)処理回路53に送る。この処理回路53
は、マルチプレクサ52からのアクブチイブ情報データ
Adに基づき、アダプティブ復元動作を行なう。例えば
7ビソ1〜のデータX1〜Xn−1のM SB (符号
を示すビット)を前記mビット分符号拡張してm+7ビ
ソトとじ、さらにLSBζこ続けてB−mビ・ノドの無
効ビットを付加して、全体として15ビ・ノドの2の補
数表示データに変換する。この15ビットデータは、モ
ード選択データMOが指示するモードのデータであり、
一般PCMモードが選択されているときには前記データ
Wl〜Wn−、1差分PCM−E−ド時には前記データ
D I −D n−1、和分1)CMモード時には前記
データA l−A n−1となっている。このようなア
ダプティブ゛(復元)処理回路53からのデータは、モ
ード切換処理回路54に送られ、上記モード選択データ
MO&こ応した処理が行なわれて、前述した波高値デー
タWl〜W n−1となってマルチプレクサ55(こ送
られる。
このモード切換処理回路54における動作としては、入
力データが一般PCMデータW1〜Wn−1のときには
そのまま出力し、入力データカS差分PCMテークA1
〜A n −r のときには前述のような和分動作によ
りデータWl−Wn−+ &こ変換し、入力データが和
分PCMデータA 1−An−1のときには差分動作に
よりて一夕W l−W n−iζこ変換する。これらの
和分動作及び差分動作時(こ(ま、瞬時波高値データA
b (=Wo)も使用される。
力データが一般PCMデータW1〜Wn−1のときには
そのまま出力し、入力データカS差分PCMテークA1
〜A n −r のときには前述のような和分動作によ
りデータWl−Wn−+ &こ変換し、入力データが和
分PCMデータA 1−An−1のときには差分動作に
よりて一夕W l−W n−iζこ変換する。これらの
和分動作及び差分動作時(こ(ま、瞬時波高値データA
b (=Wo)も使用される。
次に、マルチプレクサ55は、入力段のマルチプレクサ
52からの瞬時波高値データAb (−W。
52からの瞬時波高値データAb (−W。
)、及びモード切換処理回路54からの波高値デー り
Wr〜Wn−+ を、例えばサンプリング周期で順次1
ワードずつ出力し、1ブロツク周期でnワードのデータ
WO〜Wn−r を順次出力する。マルチプレクサ55
からの出力は、前記ブリエンファ/ス回路32と逆の特
性を有するテイエンファンス回路56を介して、出力端
子57より取り出される。
Wr〜Wn−+ を、例えばサンプリング周期で順次1
ワードずつ出力し、1ブロツク周期でnワードのデータ
WO〜Wn−r を順次出力する。マルチプレクサ55
からの出力は、前記ブリエンファ/ス回路32と逆の特
性を有するテイエンファンス回路56を介して、出力端
子57より取り出される。
以上説明した本発明の実施例によれば、伝送すべきデー
タの複数ワー1−をフ狛ツク化したことにより、差分1
)CMモードあるいは和分PCMモート゛におけるエラ
ー伝播を短時間で終息させることができ、また減衰定数
1くを大きくとれ、大きなアクブチイブ動作を行なえる
ため、ダイナミックレンジの広いアダプティブ差分(あ
るいは和分)PCMディジタル信号の伝送が可能となる
。さらに、アクブチイブ情報を1ブロツクにつき1ワー
ドの割合で伝送すればよいため、各PCMデータのワー
ド毎にアダプティブ情報を送る場合に比べて少ないビッ
トレートで済み、しかも冗長度を極端に増加させること
なくエラー訂正能力を大幅に高めることが可能となる。
タの複数ワー1−をフ狛ツク化したことにより、差分1
)CMモードあるいは和分PCMモート゛におけるエラ
ー伝播を短時間で終息させることができ、また減衰定数
1くを大きくとれ、大きなアクブチイブ動作を行なえる
ため、ダイナミックレンジの広いアダプティブ差分(あ
るいは和分)PCMディジタル信号の伝送が可能となる
。さらに、アクブチイブ情報を1ブロツクにつき1ワー
ドの割合で伝送すればよいため、各PCMデータのワー
ド毎にアダプティブ情報を送る場合に比べて少ないビッ
トレートで済み、しかも冗長度を極端に増加させること
なくエラー訂正能力を大幅に高めることが可能となる。
さらイこ、本発明の実施例によれば、一般PCMモート
、差分PCMモード、和分PCMモード等の種々の伝送
モードにおける上記ブロック内のワードの最大値を比較
することにより、より大きな圧縮を行なえるモートを選
択して、この選択されたモードのデータを1ブロック単
位で伝送しているため、エラー伝播、瞬時SN比の劣化
、歪率の増大等の悪影響を最も低減し、かつ高い伝送効
果のディジタル信号伝送が可能となる。
、差分PCMモード、和分PCMモード等の種々の伝送
モードにおける上記ブロック内のワードの最大値を比較
することにより、より大きな圧縮を行なえるモートを選
択して、この選択されたモードのデータを1ブロック単
位で伝送しているため、エラー伝播、瞬時SN比の劣化
、歪率の増大等の悪影響を最も低減し、かつ高い伝送効
果のディジタル信号伝送が可能となる。
すなわち、瞬時SN比については、先ず、低中域入力に
対しては差分PCMモードが選択され、例えば第17図
に示すように80dBにも達する大きな瞬時SN比及び
ダイナミックレンジが得られる。この第17図は、サン
プリング周波数fs=32kHz、入力信号周波数ft
= 1 kHz テフルビット入力時のレスポンスを
示しており、■ワード7ビソ1−伝送でも、2kHz以
上で70 dB以上の瞬時SN比が、また5kHz以上
では80dB以上もの瞬時SN比が得られる。これに対
して、高域入力時には一般PCMモードが、さらにfs
/3以上の超高域入力時には和分I)CMモードが、そ
れぞれ選択され、差分PCMモードで生じるエラーの拡
大、瞬時SN比の低下を防止している。例えば第18図
は、J’s = 32 kHzのときのJ’+−101
< I−1z の入力時(fs / 6 <fI<fs
/ 3 )における、一般P CMモードの周波数特性
曲線A及び差分I) CMモードの周波数特性曲線Bを
示しており、これらの曲線A、Bから明らかなように、
例えば2kHzでは一般PCMモードの方が差分P C
Mモードよりも15dI38度瞬時SN比が改善されて
いる。
対しては差分PCMモードが選択され、例えば第17図
に示すように80dBにも達する大きな瞬時SN比及び
ダイナミックレンジが得られる。この第17図は、サン
プリング周波数fs=32kHz、入力信号周波数ft
= 1 kHz テフルビット入力時のレスポンスを
示しており、■ワード7ビソ1−伝送でも、2kHz以
上で70 dB以上の瞬時SN比が、また5kHz以上
では80dB以上もの瞬時SN比が得られる。これに対
して、高域入力時には一般PCMモードが、さらにfs
/3以上の超高域入力時には和分I)CMモードが、そ
れぞれ選択され、差分PCMモードで生じるエラーの拡
大、瞬時SN比の低下を防止している。例えば第18図
は、J’s = 32 kHzのときのJ’+−101
< I−1z の入力時(fs / 6 <fI<fs
/ 3 )における、一般P CMモードの周波数特性
曲線A及び差分I) CMモードの周波数特性曲線Bを
示しており、これらの曲線A、Bから明らかなように、
例えば2kHzでは一般PCMモードの方が差分P C
Mモードよりも15dI38度瞬時SN比が改善されて
いる。
また、入力信号の周波数の変化に応じて、ブロック単位
で最適モードが選択される。例えば第19図ないし第2
1図は、トーンバースト入力時の一般PCMモードと差
分PCMモート間の切換信号波形A及び入力信号波形B
をそれぞれ示しており、入力信号に応じたモード切換が
行なわれていることがわかる。すなわち、第19図のト
ーンバースト入力のキャリア周波数は100I(z、第
20図の同キャリア周波数は5.0 kHzであり、い
ずれもfsV6 (中5.33 kHz)以下であルカ
、トーンバースト立上り時のリンギングによる高周波成
分を再現するために、例えば1フロック周期TBたけ差
分1)CMモードから一般PCMモードに切り換えられ
ている。第21図のトーンバ−スト入力のキャリア周波
数は5.55kHzで、fs/6以上であるから、この
バースト信号が現われている間は一般]?CMモードが
選択されており、バースト信号が無くなった時点で差分
PCMモートに切り換わっている。次に、第22図は現
実の音楽信号(この例ではロック音楽)入力波形Bに対
するモード切換波形Aを示しており、上記第19図ない
し第21図に比べて時間軸を圧縮して示している。
で最適モードが選択される。例えば第19図ないし第2
1図は、トーンバースト入力時の一般PCMモードと差
分PCMモート間の切換信号波形A及び入力信号波形B
をそれぞれ示しており、入力信号に応じたモード切換が
行なわれていることがわかる。すなわち、第19図のト
ーンバースト入力のキャリア周波数は100I(z、第
20図の同キャリア周波数は5.0 kHzであり、い
ずれもfsV6 (中5.33 kHz)以下であルカ
、トーンバースト立上り時のリンギングによる高周波成
分を再現するために、例えば1フロック周期TBたけ差
分1)CMモードから一般PCMモードに切り換えられ
ている。第21図のトーンバ−スト入力のキャリア周波
数は5.55kHzで、fs/6以上であるから、この
バースト信号が現われている間は一般]?CMモードが
選択されており、バースト信号が無くなった時点で差分
PCMモートに切り換わっている。次に、第22図は現
実の音楽信号(この例ではロック音楽)入力波形Bに対
するモード切換波形Aを示しており、上記第19図ない
し第21図に比べて時間軸を圧縮して示している。
これらの第19図ないし第22図からも明らかなように
、時間的な変化が激しく波形相関率が小さいような例え
ば楽器音立上り部分等も、少いピットレー1・で効率良
く伝送(記録・再生も含む。)でき、一般の通信や記録
・再生のみならず、電子楽器の音源として利用しても好
ましい効果が得られる。
、時間的な変化が激しく波形相関率が小さいような例え
ば楽器音立上り部分等も、少いピットレー1・で効率良
く伝送(記録・再生も含む。)でき、一般の通信や記録
・再生のみならず、電子楽器の音源として利用しても好
ましい効果が得られる。
なお、本発明は上記実施例のみに限定されるものではな
く、本発明の要旨を逸脱しない範囲ζこおいて種々の変
更が可能であることは勿論である。
く、本発明の要旨を逸脱しない範囲ζこおいて種々の変
更が可能であることは勿論である。
本発明に係るディジタル信号伝送装置によれば、例えば
一般P CMモード、差分PCMモード、和分PCMモ
ード等の各穏伝送モードを、入力信号に応じた最も圧縮
率の高いモードを選択し切り換えているため、これらの
各種伝送モードのそれぞれの利点を最大限に活かし、か
つ各モードのそれぞれの欠点を補うこ吉ができ、例えば
、低中域入力時に広いダイナミックレンジで最も効率よ
く伝送が行なえる差分PCMモードにおいて、高域入力
時に生じていたエラー伝播拡大や瞬時SN比劣化等の欠
点を、高域入力時には一般PCMモードや和分PCMモ
〜ドに切り換えるこさにより解決することができる。
一般P CMモード、差分PCMモード、和分PCMモ
ード等の各穏伝送モードを、入力信号に応じた最も圧縮
率の高いモードを選択し切り換えているため、これらの
各種伝送モードのそれぞれの利点を最大限に活かし、か
つ各モードのそれぞれの欠点を補うこ吉ができ、例えば
、低中域入力時に広いダイナミックレンジで最も効率よ
く伝送が行なえる差分PCMモードにおいて、高域入力
時に生じていたエラー伝播拡大や瞬時SN比劣化等の欠
点を、高域入力時には一般PCMモードや和分PCMモ
〜ドに切り換えるこさにより解決することができる。
第1図はアナログ信号波形を順次サンプリングするとき
の波高値と差分値を説明するための波形図、第2図は一
般PCMモード、差分PCMモード及び和分PCMモー
ドのダイナミックレンジの周波数特性を示すグラフ、第
3図は適応型(アタブテイブ)差分PCMエンコータの
一例を示すブロック回路図、第4図は差分PCMエンコ
ーダの基本構成例を示すフロック回路図、第5図は減衰
係数に応じた差分PCM伝達関数周波数特性を示すグラ
フ、第6図は1ブロツク内のワードの構成例を示す図、
第7図は1ブロック分のデータ伝送のための符号構成例
を示す図、第8図及び第9図はlブロック内のワード数
による一般PCMデータ最大値と差分PCMデー久最大
値との大小関係を説明するためのグラフ、第10図及び
第11図は一般PCMモード及び差分PcMモードζこ
おけるビットエラーの影響をそれぞれ説明するためのク
イムチャ−1・、第12図は本発明の一実施例に用いら
れるエンコータの回路構成の一例を示すブロック回路図
、第13図は最大絶対値のワードの一例を示す図、第1
4図A、Bはアクプテイフ処理の動作を説明するだめの
図、第15図は1ブロツク内のワード構成例を示す図、
第16図は第12図のエンコータと対称的な動作を行な
うデコーダの回路構成の一例を示すフロック回路図、第
17図は差分PCMモードζこおける低域周波数信号入
力時の周波数特性を示すクラ7、第18図は高域周波数
信号入力時の一般PCMモードと差分PCMモー1−1
こおける周波数特性を示すクラ7、第19図ないし第2
2図はそれそ゛れ入力信号波形Bに対するモート切換波
形Aを示すクイムチャ−1−である。 31・・・・・入力端子 33.52.55・・・・・マルチプレクサ34・・・
・・・フo ツク内最大値検出比較回路35・・・・差
分処理回路 36・・・・・・和分処理回路 37・・・・・・ブロックメモリ 41・・・・・・モード選択・アクブチイブ情報算出回
路42.54・・・・・・ モード切換処理回路43・
・・・・・アダプティフ処理回路53・・・・・・アダ
プティブ(復元)処理回路特許出願人 ノニー株式会社 代理人 弁理士 小 池 晃 同 1) 村 榮 − 第8問 第7図 第10図 第17図 第18図 岡諷躯−〔H2〕 第19図
の波高値と差分値を説明するための波形図、第2図は一
般PCMモード、差分PCMモード及び和分PCMモー
ドのダイナミックレンジの周波数特性を示すグラフ、第
3図は適応型(アタブテイブ)差分PCMエンコータの
一例を示すブロック回路図、第4図は差分PCMエンコ
ーダの基本構成例を示すフロック回路図、第5図は減衰
係数に応じた差分PCM伝達関数周波数特性を示すグラ
フ、第6図は1ブロツク内のワードの構成例を示す図、
第7図は1ブロック分のデータ伝送のための符号構成例
を示す図、第8図及び第9図はlブロック内のワード数
による一般PCMデータ最大値と差分PCMデー久最大
値との大小関係を説明するためのグラフ、第10図及び
第11図は一般PCMモード及び差分PcMモードζこ
おけるビットエラーの影響をそれぞれ説明するためのク
イムチャ−1・、第12図は本発明の一実施例に用いら
れるエンコータの回路構成の一例を示すブロック回路図
、第13図は最大絶対値のワードの一例を示す図、第1
4図A、Bはアクプテイフ処理の動作を説明するだめの
図、第15図は1ブロツク内のワード構成例を示す図、
第16図は第12図のエンコータと対称的な動作を行な
うデコーダの回路構成の一例を示すフロック回路図、第
17図は差分PCMモードζこおける低域周波数信号入
力時の周波数特性を示すクラ7、第18図は高域周波数
信号入力時の一般PCMモードと差分PCMモー1−1
こおける周波数特性を示すクラ7、第19図ないし第2
2図はそれそ゛れ入力信号波形Bに対するモート切換波
形Aを示すクイムチャ−1−である。 31・・・・・入力端子 33.52.55・・・・・マルチプレクサ34・・・
・・・フo ツク内最大値検出比較回路35・・・・差
分処理回路 36・・・・・・和分処理回路 37・・・・・・ブロックメモリ 41・・・・・・モード選択・アクブチイブ情報算出回
路42.54・・・・・・ モード切換処理回路43・
・・・・・アダプティフ処理回路53・・・・・・アダ
プティブ(復元)処理回路特許出願人 ノニー株式会社 代理人 弁理士 小 池 晃 同 1) 村 榮 − 第8問 第7図 第10図 第17図 第18図 岡諷躯−〔H2〕 第19図
Claims (1)
- 入力信号のザンプリンタ波高値データに基つき、一般P
CMモートのディジタルデータとしての波高値デーり
、差分I)CMモートのディジタルデータとしての差分
値データ、及び和分PCMモードのディンクルデータと
しての和分値テークのうちの少なくとも2種類のテーク
を出力する手段と、このテーク出力手段からの各種類の
テークを比較して圧縮率が最も高い七−1−を判別する
データ比較手段と、このデータ比較手段からの出力に応
じて圧縮率が最も高いモードのデータを選択して複数ワ
ード゛をjフロックさして出力する選択手段さを備えて
成ることを特徴とするディジクル信号伝送装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9768883A JPS59223034A (ja) | 1983-06-01 | 1983-06-01 | デイジタル信号伝送装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9768883A JPS59223034A (ja) | 1983-06-01 | 1983-06-01 | デイジタル信号伝送装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS59223034A true JPS59223034A (ja) | 1984-12-14 |
JPH0574252B2 JPH0574252B2 (ja) | 1993-10-18 |
Family
ID=14198895
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP9768883A Granted JPS59223034A (ja) | 1983-06-01 | 1983-06-01 | デイジタル信号伝送装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS59223034A (ja) |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1985005517A1 (en) * | 1984-05-11 | 1985-12-05 | Sony Corporation | Apparatus for transmitting digital signals |
WO1985005747A1 (fr) * | 1984-05-28 | 1985-12-19 | Sony Corporation | Dispositif de transmission de signaux numeriques |
JPS61170156A (ja) * | 1985-01-23 | 1986-07-31 | Sansui Electric Co | Pcm伝送方式およびその装置 |
JPS627234A (ja) * | 1985-07-03 | 1987-01-14 | Sansui Electric Co | Pcm伝送方式およびその装置 |
JPS6281137A (ja) * | 1985-10-03 | 1987-04-14 | Sansui Electric Co | Pcm伝送方式及びその装置 |
JPS6482711A (en) * | 1987-09-25 | 1989-03-28 | Hitachi Ltd | Encoding device |
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1983
- 1983-06-01 JP JP9768883A patent/JPS59223034A/ja active Granted
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