JPS59223033A - デイジタル信号伝送方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ＰＣＭ信号等のディジタル信号を伝送するデ
ィジタル信号伝送方法に関し、特に適応型処理された差
分あるいは和分ＰＣＭ信号をビット効率良くエラー伝播
現象を抑制した状態で伝送し得るようなディジタル信号
伝送方法に関する。

〔背景技術とその問題点〕

近年において、ディジタル技術の進歩に伴ない、オーデ
ィオ信号やビデオ信号等のアナログ信号をサンプリング
して量子化及び符号化処理を行ない、いわゆるＰＣＭ（
パルスコードモジュレーション）信号として伝送（記録
・再生も含む。）することが多くなっている。

このように、アナログ信号をＰＣＭディジタル信号に変
換して伝送する際には、一般に、サンプリング周波数を
高くするほど伝送可能なアナログ信号の帯域が広くなり
、量子化ビット数を多くするほどダイナミックレンジが
広くなることが知られている。従って、元のアナログ信
号を高忠実度で、すなわち広帯域かつ大ダイナミックレ
ンジでディジタル伝送しようとすると、高いサンプリン
グ周波数及び多くの量子化ビット数を要し、単位時間当
りに伝送するビット数、いわゆるビットレートが高くな
る。

しかしながら、伝送媒体（記録媒体も含む。）（７）４
９（’ｌにより上記ビットレートは制限を受け、また、
送受信イ１ＩｌＩ　Ｃ記録・再生側）でのディジタル信
号処理速度等によっても上記ビットレート・の制限が生
じ、さらに現実問題として、ＰＣＭ信号記録再生装置等
の製品を供給する場合の経済性、コストパフォーマンス
等を考慮することにより、なるべく低いビットレートで
高品質の信号伝送あるいは記録再生を行なうことが重要
となる。

ところて、庇較的低いビットレートで大きなダイナミッ
クレンジの信号を伝送するための技術として、差分ＰＣ
Ｍ方式や適応型差分ＰＣＭ方式宿−が知られているが、
これらの方式はエラー伝播現０　象の悪影少、゛を受は
易く、捷だエラー訂正能力をある程度確保しようとする
と、冗長度が増大し、ピットレー１−　［成域効果が有
効に得られない。

〔発明の目的〕

本発明ｉｄ上述の点に鑑み、エラー伝播現象を短かい時
間におさえ込むことができ、エラー伝播減衰用の係数を
太きくシ、適応型（アゲブチイブ）処理を大きくするこ
とによシ、ダイナミックレンジの拡大効果を大幅に改善
でき、しかも簡易な符号構造により冗長度を低くおさえ
たま壕で高い訂正能力を得ることができるようなディジ
タル信号伝送方法の提供を目的とする。

〔発明の概要〕

すなわち、本発明に係るディジタル信号伝送方法の特−
徴は、時間軸上で隣シ合うサンプリング値の差分値ある
いは和分値をディジタル化して伝送するディジタル信号
伝送方法において、上記差分値あるいは和分値を適応型
処理して得られるディジタルデータの複数ワードを１ブ
ロツクとし、この１ブロツク内に、少なくとも上記適応
型処理の１ｈ報ワードと、上記サンプリング直を示すデ
ィジタルデータのワードとを配して伝送することである
。

〔実施例〕

本発ヅ」の実施例の説明に先立ち、一般のＰＣＭ、差分
ＰＣＭ、和分ＰＣＭの差違、及び適応型（アダプティブ
）処理について説明する。

先ず、一般ＰＣＭと差分ＰＣＭとについて説明すると、
第１図に示すような入力信号をサンプリングした各サン
プリング波高値りを量子化し符号化したものが一般ＰＣ
Ｍデータであるのに対し、ＩＷ接ザンブリング値値開差
分子ａｄを量子化し符号化したものが差分ＰＣＭデータ
である。そして、入力波形が比較的ゆつくシと変化する
とき、すなわちサンプリング周波数に比べて入力信号周
波数が低い場合には、サンプリング波高値に比べてよ艶
差分値が小さく、同じ量子化ビット数の条件で、差分Ｐ
ＣＭの力が一般ＰＣＭよシも大きなダイナミンクレンジ
を得ることができる。

ここで、一定周波数ｆｉ　（角周波数ω□＝２πｆｉ　
）の正弦波入力信号を一定のサンプリング周波数ｆ８で
サンプリングし、隣接ザンプリング値開の差分値をとる
場合について考察子る。

先ず、入力信号としての時間ｔの関数ｆ　（ｔ）を、ｆ
（ｔ）＝ｓｉｎωｉｔ　　　　　　　　　　１１・・１
１（１）と〕゛るとき、サンプリング周期Ｔｓ（−１／
ｆＳ）のときの差分値ｄ　（ｔ）は、 ｄ　（ｔ）、”＝　ｆ（ｔ）　−ｆ　Ｃｔ−Ｔｓ　）＝
　ｓｉｎωｉｔ　ｓｉｎω１Ｃｔ−−）　　−−−−（
２）８ このｄ　（ｔ）の最大値を求めるために、（２）式を微
分して、 ｄ’　（ｔ）二ω＋（ｌｅｏｓ’二）ｓｉｎωｉｔｓ 、ω１ ＋５１ｎ−ｃｏｓωｔｔ　　　　”（３）ｓ 従って、（５）式よりｄ（ｔ）の最大値ｄｍａｘは、こ
こで、一般のＰＣＭの場合のデータの最大値は最大ザン
プリング値となる振幅値であ、！ｐ、（１）式の振幅ｌ
であるから、差分ＰＣＭの最大値と一般ＰＣＭの最大値
が等しくなる入力周波数ｆ１１ば、上記（６）式のｄ＋
ｙ＋ａｘ　＝　１として、 ω１１ ２　ｃｏｓ　−＝　　１ Ｔｓ ω１１　　　　　−１　　　π ｆｓ　　　　　　　２　３ 、・、ｆｌ、−−二 ２π ””　　　　　　ｆｓ　　ｃｏｓ−１−２π　　　　　
　　　２ ”　　　ｆｓ Ｌ、０゜１６７　ｆｓ　　　　　　　”（７）すなわち
、入力周波数ｆ１　　がサンプリング周波数ｆｓ　の１
／６となるとき、差分ＰＣＭデータの最大値とが等しく
々す、同じダイナミックレンジとなる。

次に、上記サンプリング値の隣接するものの和分値を量
子化し符号化したものが和分ＰＣＭデータであり、上記
正弦波の入力信号ｆ　（ｔ）のときの和分値ａ　（ｔ）
は、 ａ（ｔ）−ｆ（ｔ）＋　ｆ　Ｃｔ−Ｔｓ）となる。この
和分値ａ　（ｔ）の最大値ａ　ｍａｘ　は、前記差分値
の場合と同様に計算でき、 従って、和分Ｉ）　ＣＭの最大値と一般ＰＣＭの最大値
とが弯しくなる入力周波数ｆｉ２は、’＝　　０．３３
３　ｆｓ　　　　　　　　　”　Ｃｌ０）となる。すな
わち、入力周波数ｆ１　　がサンプリング周波数ｆｓ　
の１７３となるとき、和分ＰＣＭデータの最大（直と一
般Ｐ　ＣＭデータの最大値とが等しくなる。

従って、入力信号を一定のサンプリング周波数でサンプ
リングし、上記波高値、差分値、及び和分値をそれぞれ
等しいビット数で量子化するときにイ４）られるダイナ
ミックレンジは、例えば第２図のようになる。この第２
図においては、縦軸にダイナミックレンジのｄＢ値を、
横軸に入力信号周波数ｆ、をそれぞれとっており、サン
プリング周波数ｆｓ及び量子化ビット数をそれぞれ例え
ば３２　Ｋ　Ｈｚ及び８ビツトとした場合の、一般ＰＣ
Ｍモード時の特性曲線Ａ１差分ＰＣＭモード時の特性曲
線Ｂ１及び和分ＰＣＭモード時の特性曲線Ｃを、それぞ
れ示している。この第２図から明らかなように、人力信
号周波数１１が低域がらｆ　ｓ／６ｉでのときは、差分
Ｐ　ＣＭモードのダイナミックレンジが大きく、相対的
に圧縮効率が最も高い。

同様に、入力信号周波数ｆ□がｆｓ／６がらｆｓ／３ま
での範囲では一般ＰＣＭモードが、また入力信号周波数
ｆ　”ｒがｆ　ｓ　／３以上のときは和分ＰＣＭモード
が、それぞれダイナミックレンジを大きくとれ、圧縮効
率が高いものとなる。

ところで、以上のような差分ＰＣＭデータ等のディジタ
ルデータを伝送（記録・再生も含む。）際に、データの
全ビットを用いずに一部のピントを伝送するような適応
型（アダプティブ）処理が一般に知られている。

例えば第３図ば、適応型差分ＰＣＭのエンコーダの一例
を示し、この第３図において、入力端子１には上記サン
プリング値を量子化（及び符号化）したディジタル信号
が併結されている。この入力ディジタル信号は、加算器
２に送られて、局部デコーダ１０からの出−力との差す
なわち誤差分がとられ、この加算器２からの誤差信号は
、量子化器３により再量子化されて、ｌワードのビット
長を短かくするようないわゆる゛ピントリダクションが
なされ、出力端子５に送られる。ここで、アダプテイブ
アルゴリズノ・ブロック４は、量子化器３及び量子化器
特性とコンプリメンタリ動作を行なう乗算器６の特性を
適応的に変化させるものであシ、そのアルゴリズムには
種々のものが考えられているが、代表例としては、出力
信号レベルが大となるほど量子化器３の量子化ステップ
幅を大きくとるようにしたものがある。局部デコーダ１
ｏは、量子化器３からの出力信号をデコードして予測さ
れた出力としての局部デコーダ出力を加算器２に送シ、
上記入力信号から減算することにょシ、入力信号と予測
信号の差、すなわち上記誤差信号を得るためのものであ
る。この局部デコーダ１ｏは、量子化器３に対して相補
的な動作を行なう乗算器６と、この乗算器６の出力と上
記局部デコーダ出力とを加算する加算器７と、この加算
器７がらの出力を１サンプリング周期だけ遅延させる遅
延回路８と、この遅延回路８の出力に減衰係数ｋを乗算
してエラー減衰を行なうための係数乗算器９とより成っ
ている。

以上のような適応型（アダプティブ）差分ＰｃＭエンコ
ーダにおいて、アダプティブアルゴリズムブロック４に
よる適応型（アダ。ブチイブ）動作は、量子化器３と乗
算器６にて行なゎ゛れておシ、一般的には出力端子５の
エンコード出力が大きいほど大きい量子化ステップを与
えるようにしている。この適応型（アダプティブ）動作
によシ、限られたワードビット長で高域の大ダイナミッ
クレンジ信号を処理することができる。

しかしながら、このようなアダプティブ動作は、エラー
が生じた時にエンコーダ、デコーダ間のトランカビリテ
イを著しく損ない、かつ差分ＰＣＭ等の弱点であるエラ
ー伝播の悪影響を受け、使用上耐え難いものとなるおそ
れがある。

コ（７）エラー伝播について以下に説明する。

第４図は、上記差分ＰＣＭデコーダを得るためのエンコ
ーダの基本構成例を示すブロック回路図であシ、入力端
子１１に入力された上記サンプリング波高値データは、
加算器１２及び遅延゛回路１４に供給されている。遅延
回路１４は、エサンプリング周期Ｔｓだけ入力データを
遅延するものであり、この遅延データは減衰係数ｋを乗
算するための係数乗算器１５を介して加算器１２に減算
入力として送られる。この加算器１２からの出力が、上
記差分ＰＣＭデータとして出力端子１３に送られる。

この第４図の入力端子１１に順次〔サンプリング周期毎
に）入力される波高値データをそれぞれＷｏ、Ｗ、、Ｗ
２．・・・・とするとき、差分値データＤ、、Ｄ２．・
・・・は、 Ｄ１＝Ｗ、−ｋ−ｗ。

Ｄ２＝Ｗ２　　ｋ”Ｗ。

となる。この減衰係数には、０＜ｋ＜１であシ、エラー
発生の影響が無限時間継続しないように、過去のデータ
の影響を低減するためのものである。

しかし、ｋを小さく選ぶことにより、エラー伝播時間を
短縮することはできるが、ダイナミックレンジの拡大効
果を減らしてしまうため、ｋをあまりに小さくすること
は好ましくない。

そこで、減衰係数にのダイナミックレンジに対する影響
を調べるために、第４図の入力ｘｃ’ｎＴ）に対する出
力ＶＣｎＴ）の関係をみると、　　−ｙ（ｎＴ）＝ｘ（
ｎＴ）−に−ｘ（ｎＴ−Ｔ）”・（１１）ただしＴはサ
ンプリング周期 となる。いま入力としてｅ　をとると、（１１）式は、
ｙ（ｎ’Ｉ”）＝ｘ（ｎＴ）−’ｋｅ−コ”ＴｘｃｎＴ
）＝（１−ｋｅ−ｊ（Ｔ）ｘ（ｎＴ）　・・・・（１２
）となム伝達関数Ｈ（ｅ’°Ｔ）は、 Ｈ（ｅコＱ７Ｔ　）　　＝　　１−　ｋ　ｅｊｌＴまた
、伝達関数の大きさＩＨ（ｅ　　　）ｌは、＋Ｈｃｅｊ
″Ｔ）　＋　＝　＋　１−　ｋｅ３（′ＴＩ”　ｌ　Ｃ
１−ｋｃｏｓωＴ）＋ｊｋｓｉｎωＴ１＝　（（１−ｋ
　ｃｏｓ（ｔＪＴ　）２＋（ｋｓｉｎωＴ）２）１／２
＝　（１＋に２−２ｋｃｏｓωＴ　）Ｐ２−（１３）　
。

ここで入力周波数をｆｌｃ＝　　　）とし、サンブリ２
π ング周波数をｆｓ　Ｃ−１／’Ｉ’ｓ　）とすると、ω
ｔ’ｒｓ　＝　２πｆｔＴｓ ＝２π−・・・・（１４） ｆｓ 以上よシ、 ＩＨ（ｅ　　）１７’、＝（１＋に２−２ｋｃｏｓ２π
ハ）”Ｓ ・・・・（１５） この（１５）式を、ｆｌ＝０　（直流）における伝達関
数の大きさで正規化すると、 とのＧと：ｈ／ｆｓ　　との関係を、ｋをバタメータと
して表示すると、第５図のようになる。

この第５図からも明らかなように、ｋの値が小さくなる
に従って、低域カントオフ周波数は上昇し、高域に対す
る低域のダイナミックレンジ拡大。

祇は少なくなってゆく。従って、ｋは例えば０．８５す
、上に選ぶことが望ましく、この程度のｋの値でもエラ
ー伝播を短かい時間におさえ込めるような技術が要望さ
れている。

そこで、本発明の実施例においては、差分ＰＣＭデータ
等を一定の複数ワード単位でブロック化し、上記エラー
伝播現象を短時間で抑えるようにしている。

すなわち、第６図において、前述したアダプティブ処理
された差分ＰＣＭデータ（７）ｎ−１’７　　）’のデ
ータＤ、、Ｄ２．・・・・Ｄ　ｎ−１を１ブロツクとし
、この１ブロツク内に、前記波高値データ（一般ＰＣＭ
データ）Ａｄのワード、及び前記アゲブチイブ（適応型
）処理の情報データＡｄを示すワードを、それぞれ少な
くとも１ワードずつ含めて、■ブロックを少なくともｎ
　＋　１ワードで構成している。ただし、これらのワー
ドのピント長は、各データに応じて異ならせてもよく、
例えば、波高値（あるいは瞬時値）情報ワードのデータ
Ａｄについては１４ビツト、アダプティブ処理された差
分データＤ１〜Ｄｎ−，の各ワードやアダプティブ情報
Ａｄのワードについては１ワード７ビントのようにすれ
ばよい。また、一般ＰＣＭモード、差分ＰＣＭモード、
和分ＰＣＭモードを適宜選択して伝送する場合には、上
記差分データＤ１〜Ｄｎ−，の各ワードの位置に、それ
ぞれ一般ＰＣＭデータ（波高値データ）ワードや差分デ
ータワードや和分データワードを配すればよく、さらに
上記１ブロツク中にモード選択情報ワードを含ませるよ
うにすればよい。

このようにブロック化した場合のアダプティブ情報ワー
ドのデータＡｄは、そのブロック内に含まれるアダプテ
ィブ処理されたデータの全ワード、例えば第６図の差分
ＰＣＭデータＤ１〜Ｄｎ、、−，に対して共通に用いら
れるものである。これは、従来においてアダプティブ処
理されたデータを伝送する場合に、各ワード毎にアダプ
ティブ情報を含まぜているのに比べて、分離された形態
でアダプティブｔｉｉ　ｆｌが存在しているので、全体
のビット数を少なくできるとともに、このアダプティブ
情報だけを誤シ訂正能力の高い符号構成としても全体の
冗長度の増加は少なくてすむ。このような符号構成例を
第７図に示す。この第７図において、パリティデータＰ
１はアダプティブ情報Ａｄのみのパリティチェックを行
ない、パリティデータＰ２は、アダプティブ情報Ａｄ、
瞬時波高値データへｄ及び１ブロツク分の差分ＰＣＭデ
ータＤ１〜Ｄｎ、−，の全てのパリティチェックを行な
う。さらに、上述のように、−一般ＰＣＭモード、差分
ＰＣＭモード、及び和分ＰＣＭモードのうちのいずれか
のモードを選択して伝送する場合のモード選択情報ワー
ドを含ませる場合には、３モードのうちの１モードを選
択するのに要するピント数は２ビツトであるから、当該
ブロックのモード選択用のみならず、前後のブロックに
ついてのモード選択用情報をも含めて、全体として６ビ
ツトのワードとすればよい。

このように複数のワードをブロック化することにより、
ｋを大きくしてもエラー伝播時間を短かく抑えることが
できるわけであるが、ここで、差分ＰＣＭデータ伝送時
に、上記ブロック化を行なわない場合と、ブロック化を
行なった場合とで、１ビツトエラーが生じたときのエラ
ー伝播時間を比較する。いま、サンプリング周波数ｆｓ
　＝　３２ＫＨｚ、減衰係数に＝０．９９とするとき、
従来のブロック化を行なわない差分ＰＣＭデータ伝送に
おいては、エラーが発生時の１％にまで減衰するために
は、アダプティブ動作の狂いの影響を無視しても、 ０．９９”≦０．０１ を（１・に足するようなｎ？ンプリング周期の時間の経
過が必要である。このときのｎは４５９以上であり、エ
ラー伝播時間ｎＴｓ（Ｔｓ＝１／ｆｓ　＝Ｑ。３１５ｍ
５）は、 ｎＴｓ：　１４．３　ｍｓ となる。これに対して、例えば３２ワードを１ブロツク
とする場合には、■ブロック内でエラー伝播が完結され
るため、約１ｍＳ程度の短時間でエラーの影響が無くな
る。したがって、減衰定数ｋを特に小さくする必要がな
く、第５図から明らかなように、低周波域のダイナミッ
クレンジを大きくとることができ、捷だアゲブチイブ動
作も大きくとることができる。

ところで、このようなブロフク化を１）なう場合に、一
般ＰＣＭモード、差分ＰＣＭモード、和分ＰＣＭモード
のそれぞれのモードにおける１ブロツク内の各ワードの
最大の絶対値が、上記３つのモードのうちのいずれのモ
ードで最も小さくなるかによって、ブロック内の信号ス
ペクトルの主要部分がどの周波数領域に存在するかを知
ることができ、また圧縮率の高いモードを判断可能とす
るための条件を調べる。

いま、入力信号を周波数ｆ工の正弦波信号とし、１ブロ
ツクのワード数をＮ１　ブロック周期をＴＢとするとき
、第８図に示すように、ブロック周期ＴＢが入力信号の
周期Ｔ　１Ｃ＝　１／ｆｔ　）の１／２以上アレば、一
般ＰＣＭモードの１ブロツク内の最大絶対ｆｒは入力信
号の振幅値（ゼロ−ビーク値）に略等しくなる。１ブロ
ツク内のワード数Ｎは、ＴＢ／Ｔ　ｓ　（ただしＴｓは
サンプリング周期）で与えられるから、 の条件が成り立つワード数Ｎが１ブロツク内にとられて
いれば、一般ＰＣＭモードの１ブロツク内最大絶対値は
上記入力信号の振幅値に近い値となり、１ブロック内、
の最大絶対、値は差分ＰＣＭモーノ鬼＼ ドの方が一般ＰＣＭモードよシも少さくなる。これに対
して、上記（１７）式の条件が満たされないワード数Ｎ
のときには、一般ＰＣＭモードのプロンク内最大絶対値
が減少して、差分ＰＣＭモードのフｏ　７　り内最大絶
対値よシも小さくなることがあり得るが、そのＮの値は
３よりも小さいことが次のように示さ、ｌｚる。

すなわち、第９図のように、入力正弦波の各サンプル点
をａ、ｂ、ｃ、・・・・　とし、点ａとｂは、これらの
差分値が最大となるように入力正弦波のゼロクロス点か
ら時間軸上で等距離の位置に配されているとすると、”
ｔ　ｂ間の差分値（の絶対値）Ｄ　ａ　ｂは、 次に、点ａからＮ個のサンプル点を１ブロツク内に含む
とすると、ブロック内最大値Ｃただし絶対値）Ｌは、 Ｎ＝２．５ となり、Ｎは整数であることよシ、Ｎが３以上あ一ドの
方が一般ＰＣＭモードよシもブロック内の２最大絶対値
を小さくすることができ、上記各モード、例えば一般Ｐ
ＣＭモードと差分ＰＣＭモードとの間で、■ブロック内
の最大絶対値を比較することで、信号周波数の高低を判
断することができる。

次に、本発明の好ましい一実施例として、以上説明した
各技術的思想を実現するだめの具体的構成例について図
面とともに説明する。

第１０図はＰＣＭ信号伝送に用いられるＰＣＭエンコー
グの一例を示すブロック回路図である。

この第１０図において、エンコーダの入力端子３１には
、例えば１４ビツトのディジタルデータ信号（サンプリ
ング波高値データ信号）が供給されている。この入力端
子３１に接続されたノリエンファシス回路３２は、特に
高域の信号を強調してＳＮ比を向上するために用いられ
るものであシ、例えば５０μｓの時定数のものが用いら
れる。このプリエンファシス回路３２からの例えば１４
ビット出力は、マルチプレクサ３３、ブロック内最大値
検出比較回路３４、差分処理回路３５、及び和分処理回
路３６に、それぞれ送られる。ブロック内最大値検出比
較回路３４には、上記プリエンファシス回路３２からの
１４ビツトサンプリングデ一タ信号の他に、差分処理回
路３５からの例えば１５ビット差分データ信号、及び和
分処理回路３Ｇからの１５ピント和分データ信号が供給
されている。このブロンク内最大直検出比較回路３４に
おいて、１ブロツク（複数ワード）内の上記各データの
絶対値の最大値をそれぞれ検出して比較し、最大値の小
さいモードの方が圧縮効率が高いとして、モード選択を
行なう。差分処理回路３５は、例えば前記第４図のよう
な基本構成を有し、プリエンファシス回路３２からのフ
ーンプルデータのうぢのｉ嘗接するワードの差分データ
を順次取り出す。

すなわち、−ｌ二記１ブロックに対応して上記ザンプル
波高値データのｎワードＷ。、Ｗｌ、・・・・Ｗｎ。

が入力されるとき、差分処理回路３５からは、Ｄ、＝　
Ｗｏ−に−Ｗｌ Ｄ２．＝　Ｗｔ−に−Ｗ２ Ｄｎ、−１＝Ｗｎ−、−に−Ｗｎ−ま ただしｋは減衰係数、０（ｋ（１ のｎ　＝１ワードの差分ＰＣＭデータＤ１１Ｄ２．ａｍ
・・Ｄｎ＋ｔが出力される。この１ブロツク分の各差分
ＰＣＭデータＤ１〜Ｄｎ、−１は、ブロックメモリ３７
に送られて蓄えられる。和分処理回路３６は、上記入力
波高値データと１サンプリング周期前の入力データの係
数乗算値との和をとるものであり、１ブロツク内に入力
される波高イーデータの１〕ワードＷ。−Ｗｎ、−、に
対する和分データのｎ、−１ワードＡ□〜Ａ　ｎ−１は
、 Ａ、＝　Ｗ、＋に−ＷＯ Ａ２　＝　Ｗ２＋に−Ｗ。

Ａ　ｎ　−ｒ−Ｗｎ−１＋　ｋ　”　Ｗｎ−ｔとなる。

そして、ブロック内最大値検出比較回路３４においては
、■ブロック内のそねそれのモードにおけるワードのデ
ータのうちの最大絶対値、すなわち、一般ＰＣＩＶｆモ
ードにおけるデータ（波高値データ）Ｗｌ〜Ｗ　ｎ−、
のうちの最大の絶対値、差分ＰＣＭモードにおける差分
データＤ１〜Ｉ）ｎ−。

のうちの最大の絶対値、及び和分ＰＣＭモードにおける
和分データＡ□〜Ａｎ−１のうちの最大の絶対値をそれ
ぞれ検出し、これらの３モードの各最大絶対値を比較し
て、最も小さい最大絶対値を持つモードが前述した等し
いピント数でダイナミックレンジを広くとれるような圧
縮効率の高いモードであると判断し、このモード情報及
びこのモードの最大絶対値を、モード選択・アダプティ
ブ情報算出回路４１に送る。ここで、圧縮率の最も高い
モ゛−ドの選択を行なうためには、ブロック内の各モー
ドにおけるそれぞれの最大値を比較する９外に、各モー
ドにおけるそれぞれの平均エネルギー等を比較して、こ
れらのモードの圧縮率を評価するようにしてもよい。　
　　　　。

ここで、入力信号が正弦波の場合には、前述した第２図
に示す周波数特性に応じて、ダイナミックレンジが最も
広くなるモードに切り換わるようにモード選択を行なわ
せればよい。

次に、モード選択・アダプティブ情報算出回路４１は、
上記最大値の小さいモード、すなわち圧縮率の高いモー
ドを選択するための情報、及び量子化ステップの大きさ
を示すアダプティブ情報を出力する回路でアシ、モード
選択情報はモード切換処理回路４２及びマルチプレクサ
３３に、捷た４２には、ブロックメモリ３７に蓄えられ
た１ブロツク分の差分処理データＤ、〜Ｄｎ−，が送ら
れており、上記モード選択情報に応じて選択されたモー
ドの１ブロツク分の全ワードのデータ、すなわち、一般
ＰＣＭモード選択時にはＷ工〜Ｗｎ−□のデータ、差分
ＰＣＭモード選択時にはり、−Ｄｎ−、のデータ、和分
ＰＣＭモード選択時にはＡ１〜Ａｎ−１のデータをそれ
ぞれ出力し、アダプティブ処理回路４３に送る。ここで
、モード切換処理回路４２の具体的動作としては、入力
データである１ブロツク分の差分データＤ□〜Ｉ）ｎ−
、及びプリエンファシス回路３２からの瞬時波高直デー
タＷｏに基づいて、上記選択されたモードのデータを得
るような処理を行なうものでら９、差分ＰＣＭモード選
択時には、入力データＤ１〜Ｉ）ｎ”＋をそのまま出力
すればよい。一般ＰＣＭモード選択時には、和分動作に
よシ差分処理を打ち消せばよく、具体的には、 ＷにＤ１＋に−Ｗ。

Ｗ２　”＝　Ｄ　２　＋　ｋ　−Ｗｔ Ｗｎ−１＝　Ｄ、、　＋ｋ　−Ｗｎ−２の演算処理を行
なえばよい。同様に、和分ＰＣＭモード選択時には、和
分動作を２回行なうことにより、上記入力データＤ１〜
Ｄｎ−，及びＷ。より和分データＡ１〜Ａｎ−１を得る
ことができ、Ａ　＋　＝　Ｗｌ　＋　ｋＷｏ　””　Ｄ
　１＋２　ｋＷ。

Ａ２　＝　Ｗ２　＋ｋｗ、　＝　Ｄ２　＋’２１ｃｗ２
Ａ　ｎ−１＝　Ｗｎ−ｔ　＋　ｋＷ　ｎ　−２＝　Ｄ　
ｎ−１＋２　ｋＷ　ｎ　−２のようになる。

次に、アダプティブ処理回路４３は、上記最大絶対値に
応じた量子化ステップ幅で、モード切換処理回路４２か
らのブロック内ワードのデータの再量子化を行なう。

このアダプティブ動作の一具体例を説明する。

モード切換処理回路４２からのデータが例えばエワード
１５ビットで２の補数表示されているとき、最上位ビッ
トいわゆるＭＳＢは正負の符号を示し、「０」のとき正
、「１」のとき負のデータを意味する。これに対して、
ブロック内最大値検出比較回路３４において得られた上
記選択されたモードのブロック内最大値は、絶対値であ
シ、元のデータが正の場合はそのまま、負の場合は２の
補数がとられて、常に正の１５ビツト値となっている。

この最大絶対値のＭＳＢは常に「０」であり、その値の
大きさＣ特に２進数表示時の実質的な桁数）に応じて、
第１１図に示すように、ＭＳＢからＬＳＢに向ってｍ＋
１個の「０」が配される。すなわち、この第１１図の最
大絶対値の実質的な桁数は１４−ｍであシ、これは浮動
小数点表示するときの指数値に対応する。モード選択・
アダプティブ情報算出回路４１においては、この最大絶
対値のＭＳＢから連続する「０」の個数ｍ＋１を求め、
ｍをアダプティブ情報としてアダプティブ処理回路４３
に送る。アゲブチイブ処理回路４３は、入力１５ビツト
データをｍビット左方にシフト操作し、シフト後のデー
タのＭＳＢより例えば７ビツトを有効桁数として取り出
し、マルチプレクサ３３に送る。このアダプティブ処理
回路４３からの出力データは、エプロンク内に入力され
た１ワード例えば１５ビツトとするｎ−１ワードのデー
タ、すなわち一般ＰＣＭモード選択時にはデー、りＷ１
〜Ｗｎ−１、差分ＰＣＭモード選択時にはデータＤ□〜
Ｄｎ−□、和分ＰＣＭモード選択時にはデータＡ１〜Ａ
　ｎ−１のいずれかをそれぞれアダプティブ処理した、
■ワード例えば７ビツトとするｎ−１ワードのデータＸ
□〜Ｘｎ−，であシ、元の１５ビツト入カデータが正の
数のときには、第１２図Ａに示すようにＭＳＢより少な
くともｍ＋１ビット以上「０」が連続しているから、ｍ
ビット左方シフトした７ビツト出力データのＭＳＢも「
０」で正の数を表わし、また、元の１５ビツト人カデー
タが負の数のときには、第１２図Ｂに示すようにＭＳＢ
よシ少なくともｍ＋１ビット以上「１」が連続している
梯ら、ｍビット左方シフトした７ビツト出力データのＭ
ＳＢも「１」となり負の数を表わす。

マルチプレクサ３３は、プリエンファシス回路３２から
の瞬時波高値データＡｂ、モード選択・アダプティブ情
報算出回路４１からのアダプティブ情報データＡｄ及び
モード選択情報データＭ１さらにアダプティブ処理回路
４３からのアダプティブ処理されたｎ−１ワードのデー
タＸ□〜ｘｎ−＋を、時系列ディジタルデータに並換し
、例えば第１３図に示すような順序で各ワードのデータ
をシリアル伝送する。この第１３図のモード選択情報ワ
ードのデータＭ−１，Ｍｏ　１．Ｍ、は、１ブロツク前
のモード選択データＭ−１、現在送ろうとするブロツク
のモード選択データＭ。、及び１ブロツク後のモード選
択データＭ１　の３ブロック分のモード選択データを１
ワードとして伝送することを示しており、１ブロツクの
モード選択データが３回伝送されるため、伝送エラーに
強い効果がちる。

マルチプレクサ３３から、第１３図のようなワード配列
順序で、ブロック同期部分やワード同期部分、あるいは
エラー訂正部分等を含んだブロック単位のシリアルデー
タが、出力端子３９を介して出力され、銅線や光ファイ
バ等の伝送線を介して伝送され、あるいは磁気テープ、
磁気ディスク、光学ディスク等の記録媒体に記録される
。

このようにしてブロック単位でシリアル伝送されたディ
ジタル信号よ９元のサンプリング波高値信号を復元する
ためのデコーダは、例えば第１４図のように構成すれば
よい。

この第１４図において、入力端子５１には、伝送媒体（
記録媒体も含む。）からの第１３図のようなワード配列
で１ブロツクが構成されるディジタル信号が入力され、
この入力信号はマルチプレクサ５２に供給される。マル
チプレクサ５２は、例えば上記入力ディジタル信号中の
ブロック同期信号やワード同期信号に基いて、前述した
各種データＡｂ、、Ａｄ、Ｍ、Ｘ１〜Ｘｎ−１を互いに
分離し、アダプティブ処理されたいずれかのモードのデ
ータＸ１〜Ｘｎ−１をアダプティブ（復元）処理回路５
３に送る。この処理回路５３は、マルチプレクサ５２か
゛らのアダプティブ情報データＡｄに基づき、アダプテ
ィブ復元動作を行なう。例えば７ビツトのデータＸ１〜
ｘｉ−＋のＭＳＢ（符号を示すビット）を前記ｍビット
分符号拡張してｍ　＋　７ビントとし、さらにＬＳＢに
続けて８−ｍビットの無効ピントを伺加して、全体とし
て１５ビツトの２の補数表示データに変換する、この１
５ビツトデータは、モード選択データＭ。が指示するモ
ードのデータであシ、一般ＰＣＭモードが選択されてい
るときには前記データＷ１〜Ｗｎ−１、差７分ＰＣＭモ
ード時には前記データＤ１〜Ｄ　ｎ−１、和分ＰＣＭモ
ード時、には前記デへタム１〜八。−１となっている。

このようなアダプティブ（復元）処理回路５３からのデ
ータは、モード切換処理回′路５４．に送られ、上記モ
ード選択データＭ。に応じた処理が行なわれて、前述し
た波高値データＷ１〜Ｗ、１となってマルチプレクサ５
５に送られる。このモード切換処理回路５４における動
作としては、入力データが一般ＰＣＭデータＷ１〜ｗｎ
−１のときにはそのまま出力し、入力データが差分ＰＣ
ＭデータＤ１〜Ｄ　ｎ−１のときには前述のような和分
動作によシデータＷ。

〜Ｗｎ−１に変換し、入力データが和分ＰＣＭデータＡ
１〜Ａｎ−１のときには差分動作によシデータＷ１〜Ｗ
、ｉに変換する。これらの和分動作及び差分動作時には
、瞬時波高値データＡ　ｂ　（＝Ｗｏ　　）も使用され
る。

次に、マルチプレクサ５５は、入力段のマルチプレクサ
５２からの瞬時波高値データＡ　ｂ　Ｃ＝Ｗ。

）、及びモード切換処理回路５４からの波高値データＷ
１〜Ｗｎ−１を、例えばサンプリング周期で順次１ワー
ドずつ出力し、■ブロック周期でｎワードのデータＷ。

−Ｗｎ−１を順次出力する。マルチプレクサ５５からの
出力は、前記プリエンファシス回路３２と逆の特性を有
するディエンファシス回路５６を介して、出力端子５７
よシ取り出される。

以上説明した本発明の実施例によれば、伝送すべきデー
タの複数ワードをブロック化したことによシ、差分ＰＣ
Ｍモードあるいは和分ＰＣＭモードにおけるエラー伝播
を短時間で終息させることができ、また減衰定数ｋを大
きくとれ、大きなアダプティブ動作を行なえるため、ダ
イナミックレンジの広いアダプティブ差分（あるいは和
分）ＰＣＭディジタル信号の伝送が可能となる。たとえ
ばアゲブチイブ差分ＰＣＭモードにおいて、入力信号周
波数１１が低いとき、例えばｆｌ＝ＩＫＨｚで、フルピ
ント入力時のレスポンス（ただしサンプリング周波数ｆ
ｓ＝　３２　Ｋ　Ｈｚとする）は、第１５図のように現
われ、１ワード７ビツトの伝送でも２ＫＨｚ以上で７０
ｄＢ以上の瞬時ＳＮ比が得られ、５に、Ｅｉｚでは８０
ｄＢ以上の瞬時ＳＮ比が得られる。さらに、アダプティ
ブ情報を１ブロツクにつき１ワードの割合で伝送すれば
よいため、各ＰＣＭデータのワード毎にアダプティブ情
報を送る場合に比べて少ないビットレートで済み、しか
も冗長度を極端に増加させることなくエラー訂正能力を
大幅に高めることが可能となる。

さらに、本発明の実施例によれば、一般ＰＣＭモード、
差分ＰＣＭモード、和分ＰＣＭモード等の神々の伝送モ
ードにおける上記ブロック内のワードの最大値を比較す
ることによシ、より大きな圧縮を行なえるモードを選択
して、この選択されたモードのデータを１ブロツク単位
で伝送しているため、エラー伝播、瞬時ＳＮ比の劣化、
歪率の増大等の悪影響を最も低減し、かつ高い伝送効果
のディジタル信号伝送が可能となる。

なお、本発明は上記実施例のみに限定されるものでなく
、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が
可能であることは勿論である。

〔発明の効果〕

本発明に係るディジタル信号伝送方法によればアダプテ
ィブ差分ＰＣＭデータ等の複数ワードを１ブロツクとし
、■ブロック毎に瞬時波高値データワード及びアゲブチ
イブ情報ワードを入れているため、エラー伝播をブロッ
ク内で終息させることができ、減衰係数を大きく（１に
近り）シてダイナミンクレンジ低減作用を抑止すること
ができるのみならず、大きいアダプティブ動作が行なえ
るので、ダイナミックレンジの広いアダプティブ差分Ｐ
ＣＭモードのディジタル信号伝送が行なえる。さらに、
１ブロツク（複数ワード）につきそれぞれ１フードの瞬
時波高値データワード及びアダプティブ情報ワードを有
しているため、これらのワードのデータに対してのみ訂
正能力の高い符号構造を持たせても全体のビット数増加
の割合が低く、冗長度を低く抑えながらエラー訂正能力
を高めることが容易に実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はアナログ信号波形を順次サンプリングするとき
の波高値と差分値を説明するための波形図、第２図は一
般ＰＣＭモード、差分ＰＧＭモード及び和分ＰＣＭモー
ドのダイナミックレンジの周波数特性を示すグラフ、篠
３図は適応型（アダプティブ）差分ＰＣＭエンコーダの
一例を示すブロック回路図、第４図は差分ＰＧＭエンコ
ーダの基本構成例を示すブロック回路図、第５図は減衰
係叡に応じた差分ＰＣＭ伝達関数周波数特性を示すグラ
フ、第６図は１ブロツク内のワードの栴成例を示す図、
第７図は１ブロツク分のデータ伝送のための符号構成例
を示す図、第８図及び第９図は１ブロツク内のワード数
による一般ＰＣＭデータ最大値と差分ＰＣＭデータ最大
値との大小関係を説明するためのグラフ、第１０図は本
発明の一実施例に用いられるエンコーダの回路構成の一
例を示すブロック回路図、第１１図は最大絶対値のワー
ドの一例を示す図、第１２図Ａ、、Ｂはアダプティブ処
理の動作を説明するための図、第１３図は１ブロツク内
のワード構成例を示す図、第１４図は第１０ｊンｊのエ
ンコーダと対称的な動作を行なうデコーダの回路構成の
一例を示すブロック回路図、第１５図はアダプティブ差
分ＰＣＭモードにおける低域周波数信号入力時の周波数
特性を示すグラフである。 ３１・・入力端子 ３３．５２，５５・・・マルチプレクサ３４・・・ブロ
ック内最大値検出比較回路３５・・・差分処理回路 ３６・・・和分処理回路 ３７・・・ブロックメモリ ４１・・・モード選択・アダプティブ情報算出回路４２
．５４・・・モード切換処理回路 ４３・・・アダプティブ処理回路 ５３・・・アダプティブ（復元）処理回路特許出願人　
ソニー株式会社 代理人　弁理士　小　池　　　晃

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 時間軸上で阿シ合うサンプリング値の差分値あるいは和
   分値をディジタル化して伝送するディジタル信号伝送方
   法において、上記差分値あるいは和分値を適応型処理し
   て得られるディジタルデータの複数ワードを１ブロツク
   とし、この１ブロツク内に、少なくとも上記適応型処理
   の情報ワードと、上記サンプリング値を示すディジタル
   データのワードとを配して伝送することを特徴とするデ
   ィジタル信号伝送方法。