JPS59223033A - デイジタル信号伝送方法 - Google Patents
デイジタル信号伝送方法Info
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- JPS59223033A JPS59223033A JP9768783A JP9768783A JPS59223033A JP S59223033 A JPS59223033 A JP S59223033A JP 9768783 A JP9768783 A JP 9768783A JP 9768783 A JP9768783 A JP 9768783A JP S59223033 A JPS59223033 A JP S59223033A
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- Japan
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- mode
- block
- adaptive
- pcm
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- Granted
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
- H04B14/04—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using pulse code modulation
- H04B14/046—Systems or methods for reducing noise or bandwidth
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、PCM信号等のディジタル信号を伝送するデ
ィジタル信号伝送方法に関し、特に適応型処理された差
分あるいは和分PCM信号をビット効率良くエラー伝播
現象を抑制した状態で伝送し得るようなディジタル信号
伝送方法に関する。
ィジタル信号伝送方法に関し、特に適応型処理された差
分あるいは和分PCM信号をビット効率良くエラー伝播
現象を抑制した状態で伝送し得るようなディジタル信号
伝送方法に関する。
近年において、ディジタル技術の進歩に伴ない、オーデ
ィオ信号やビデオ信号等のアナログ信号をサンプリング
して量子化及び符号化処理を行ない、いわゆるPCM(
パルスコードモジュレーション)信号として伝送(記録
・再生も含む。)することが多くなっている。
ィオ信号やビデオ信号等のアナログ信号をサンプリング
して量子化及び符号化処理を行ない、いわゆるPCM(
パルスコードモジュレーション)信号として伝送(記録
・再生も含む。)することが多くなっている。
このように、アナログ信号をPCMディジタル信号に変
換して伝送する際には、一般に、サンプリング周波数を
高くするほど伝送可能なアナログ信号の帯域が広くなり
、量子化ビット数を多くするほどダイナミックレンジが
広くなることが知られている。従って、元のアナログ信
号を高忠実度で、すなわち広帯域かつ大ダイナミックレ
ンジでディジタル伝送しようとすると、高いサンプリン
グ周波数及び多くの量子化ビット数を要し、単位時間当
りに伝送するビット数、いわゆるビットレートが高くな
る。
換して伝送する際には、一般に、サンプリング周波数を
高くするほど伝送可能なアナログ信号の帯域が広くなり
、量子化ビット数を多くするほどダイナミックレンジが
広くなることが知られている。従って、元のアナログ信
号を高忠実度で、すなわち広帯域かつ大ダイナミックレ
ンジでディジタル伝送しようとすると、高いサンプリン
グ周波数及び多くの量子化ビット数を要し、単位時間当
りに伝送するビット数、いわゆるビットレートが高くな
る。
しかしながら、伝送媒体(記録媒体も含む。)(7)4
9(’lにより上記ビットレートは制限を受け、また、
送受信イ1IlI C記録・再生側)でのディジタル信
号処理速度等によっても上記ビットレート・の制限が生
じ、さらに現実問題として、PCM信号記録再生装置等
の製品を供給する場合の経済性、コストパフォーマンス
等を考慮することにより、なるべく低いビットレートで
高品質の信号伝送あるいは記録再生を行なうことが重要
となる。
9(’lにより上記ビットレートは制限を受け、また、
送受信イ1IlI C記録・再生側)でのディジタル信
号処理速度等によっても上記ビットレート・の制限が生
じ、さらに現実問題として、PCM信号記録再生装置等
の製品を供給する場合の経済性、コストパフォーマンス
等を考慮することにより、なるべく低いビットレートで
高品質の信号伝送あるいは記録再生を行なうことが重要
となる。
ところて、庇較的低いビットレートで大きなダイナミッ
クレンジの信号を伝送するための技術として、差分PC
M方式や適応型差分PCM方式宿−が知られているが、
これらの方式はエラー伝播現0 象の悪影少、゛を受は
易く、捷だエラー訂正能力をある程度確保しようとする
と、冗長度が増大し、ピットレー1− [成域効果が有
効に得られない。
クレンジの信号を伝送するための技術として、差分PC
M方式や適応型差分PCM方式宿−が知られているが、
これらの方式はエラー伝播現0 象の悪影少、゛を受は
易く、捷だエラー訂正能力をある程度確保しようとする
と、冗長度が増大し、ピットレー1− [成域効果が有
効に得られない。
本発明id上述の点に鑑み、エラー伝播現象を短かい時
間におさえ込むことができ、エラー伝播減衰用の係数を
太きくシ、適応型(アゲブチイブ)処理を大きくするこ
とによシ、ダイナミックレンジの拡大効果を大幅に改善
でき、しかも簡易な符号構造により冗長度を低くおさえ
たま壕で高い訂正能力を得ることができるようなディジ
タル信号伝送方法の提供を目的とする。
間におさえ込むことができ、エラー伝播減衰用の係数を
太きくシ、適応型(アゲブチイブ)処理を大きくするこ
とによシ、ダイナミックレンジの拡大効果を大幅に改善
でき、しかも簡易な符号構造により冗長度を低くおさえ
たま壕で高い訂正能力を得ることができるようなディジ
タル信号伝送方法の提供を目的とする。
すなわち、本発明に係るディジタル信号伝送方法の特−
徴は、時間軸上で隣シ合うサンプリング値の差分値ある
いは和分値をディジタル化して伝送するディジタル信号
伝送方法において、上記差分値あるいは和分値を適応型
処理して得られるディジタルデータの複数ワードを1ブ
ロツクとし、この1ブロツク内に、少なくとも上記適応
型処理の1h報ワードと、上記サンプリング直を示すデ
ィジタルデータのワードとを配して伝送することである
。
徴は、時間軸上で隣シ合うサンプリング値の差分値ある
いは和分値をディジタル化して伝送するディジタル信号
伝送方法において、上記差分値あるいは和分値を適応型
処理して得られるディジタルデータの複数ワードを1ブ
ロツクとし、この1ブロツク内に、少なくとも上記適応
型処理の1h報ワードと、上記サンプリング直を示すデ
ィジタルデータのワードとを配して伝送することである
。
本発ヅ」の実施例の説明に先立ち、一般のPCM、差分
PCM、和分PCMの差違、及び適応型(アダプティブ
)処理について説明する。
PCM、和分PCMの差違、及び適応型(アダプティブ
)処理について説明する。
先ず、一般PCMと差分PCMとについて説明すると、
第1図に示すような入力信号をサンプリングした各サン
プリング波高値りを量子化し符号化したものが一般PC
Mデータであるのに対し、IW接ザンブリング値値開差
分子adを量子化し符号化したものが差分PCMデータ
である。そして、入力波形が比較的ゆつくシと変化する
とき、すなわちサンプリング周波数に比べて入力信号周
波数が低い場合には、サンプリング波高値に比べてよ艶
差分値が小さく、同じ量子化ビット数の条件で、差分P
CMの力が一般PCMよシも大きなダイナミンクレンジ
を得ることができる。
第1図に示すような入力信号をサンプリングした各サン
プリング波高値りを量子化し符号化したものが一般PC
Mデータであるのに対し、IW接ザンブリング値値開差
分子adを量子化し符号化したものが差分PCMデータ
である。そして、入力波形が比較的ゆつくシと変化する
とき、すなわちサンプリング周波数に比べて入力信号周
波数が低い場合には、サンプリング波高値に比べてよ艶
差分値が小さく、同じ量子化ビット数の条件で、差分P
CMの力が一般PCMよシも大きなダイナミンクレンジ
を得ることができる。
ここで、一定周波数fi (角周波数ω□=2πfi
)の正弦波入力信号を一定のサンプリング周波数f8で
サンプリングし、隣接ザンプリング値開の差分値をとる
場合について考察子る。
)の正弦波入力信号を一定のサンプリング周波数f8で
サンプリングし、隣接ザンプリング値開の差分値をとる
場合について考察子る。
先ず、入力信号としての時間tの関数f (t)を、f
(t)=sinωit 11・・1
1(1)と〕゛るとき、サンプリング周期Ts(−1/
fS)のときの差分値d (t)は、 d (t)、”= f(t) −f Ct−Ts )=
sinωit sinω1Ct−−) −−−−(
2)8 このd (t)の最大値を求めるために、(2)式を微
分して、 d’ (t)二ω+(leos’二)sinωits 、ω1 +51n−cosωtt ”(3)s 従って、(5)式よりd(t)の最大値dmaxは、こ
こで、一般のPCMの場合のデータの最大値は最大ザン
プリング値となる振幅値であ、!p、(1)式の振幅l
であるから、差分PCMの最大値と一般PCMの最大値
が等しくなる入力周波数f11ば、上記(6)式のd+
y+ax = 1として、 ω11 2 cos −= 1 Ts ω11 −1 π fs 2 3 、・、fl、−−二 2π ”” fs cos−1−2π
2 ” fs L、0゜167 fs ”(7)すなわち
、入力周波数f1 がサンプリング周波数fs の1
/6となるとき、差分PCMデータの最大値とが等しく
々す、同じダイナミックレンジとなる。
(t)=sinωit 11・・1
1(1)と〕゛るとき、サンプリング周期Ts(−1/
fS)のときの差分値d (t)は、 d (t)、”= f(t) −f Ct−Ts )=
sinωit sinω1Ct−−) −−−−(
2)8 このd (t)の最大値を求めるために、(2)式を微
分して、 d’ (t)二ω+(leos’二)sinωits 、ω1 +51n−cosωtt ”(3)s 従って、(5)式よりd(t)の最大値dmaxは、こ
こで、一般のPCMの場合のデータの最大値は最大ザン
プリング値となる振幅値であ、!p、(1)式の振幅l
であるから、差分PCMの最大値と一般PCMの最大値
が等しくなる入力周波数f11ば、上記(6)式のd+
y+ax = 1として、 ω11 2 cos −= 1 Ts ω11 −1 π fs 2 3 、・、fl、−−二 2π ”” fs cos−1−2π
2 ” fs L、0゜167 fs ”(7)すなわち
、入力周波数f1 がサンプリング周波数fs の1
/6となるとき、差分PCMデータの最大値とが等しく
々す、同じダイナミックレンジとなる。
次に、上記サンプリング値の隣接するものの和分値を量
子化し符号化したものが和分PCMデータであり、上記
正弦波の入力信号f (t)のときの和分値a (t)
は、 a(t)−f(t)+ f Ct−Ts)となる。この
和分値a (t)の最大値a max は、前記差分値
の場合と同様に計算でき、 従って、和分I) CMの最大値と一般PCMの最大値
とが弯しくなる入力周波数fi2は、’= 0.33
3 fs ” Cl0)となる。すな
わち、入力周波数f1 がサンプリング周波数fs
の173となるとき、和分PCMデータの最大(直と一
般P CMデータの最大値とが等しくなる。
子化し符号化したものが和分PCMデータであり、上記
正弦波の入力信号f (t)のときの和分値a (t)
は、 a(t)−f(t)+ f Ct−Ts)となる。この
和分値a (t)の最大値a max は、前記差分値
の場合と同様に計算でき、 従って、和分I) CMの最大値と一般PCMの最大値
とが弯しくなる入力周波数fi2は、’= 0.33
3 fs ” Cl0)となる。すな
わち、入力周波数f1 がサンプリング周波数fs
の173となるとき、和分PCMデータの最大(直と一
般P CMデータの最大値とが等しくなる。
従って、入力信号を一定のサンプリング周波数でサンプ
リングし、上記波高値、差分値、及び和分値をそれぞれ
等しいビット数で量子化するときにイ4)られるダイナ
ミックレンジは、例えば第2図のようになる。この第2
図においては、縦軸にダイナミックレンジのdB値を、
横軸に入力信号周波数f、をそれぞれとっており、サン
プリング周波数fs及び量子化ビット数をそれぞれ例え
ば32 K Hz及び8ビツトとした場合の、一般PC
Mモード時の特性曲線A1差分PCMモード時の特性曲
線B1及び和分PCMモード時の特性曲線Cを、それぞ
れ示している。この第2図から明らかなように、人力信
号周波数11が低域がらf s/6iでのときは、差分
P CMモードのダイナミックレンジが大きく、相対的
に圧縮効率が最も高い。
リングし、上記波高値、差分値、及び和分値をそれぞれ
等しいビット数で量子化するときにイ4)られるダイナ
ミックレンジは、例えば第2図のようになる。この第2
図においては、縦軸にダイナミックレンジのdB値を、
横軸に入力信号周波数f、をそれぞれとっており、サン
プリング周波数fs及び量子化ビット数をそれぞれ例え
ば32 K Hz及び8ビツトとした場合の、一般PC
Mモード時の特性曲線A1差分PCMモード時の特性曲
線B1及び和分PCMモード時の特性曲線Cを、それぞ
れ示している。この第2図から明らかなように、人力信
号周波数11が低域がらf s/6iでのときは、差分
P CMモードのダイナミックレンジが大きく、相対的
に圧縮効率が最も高い。
同様に、入力信号周波数f□がfs/6がらfs/3ま
での範囲では一般PCMモードが、また入力信号周波数
f ”rがf s /3以上のときは和分PCMモード
が、それぞれダイナミックレンジを大きくとれ、圧縮効
率が高いものとなる。
での範囲では一般PCMモードが、また入力信号周波数
f ”rがf s /3以上のときは和分PCMモード
が、それぞれダイナミックレンジを大きくとれ、圧縮効
率が高いものとなる。
ところで、以上のような差分PCMデータ等のディジタ
ルデータを伝送(記録・再生も含む。)際に、データの
全ビットを用いずに一部のピントを伝送するような適応
型(アダプティブ)処理が一般に知られている。
ルデータを伝送(記録・再生も含む。)際に、データの
全ビットを用いずに一部のピントを伝送するような適応
型(アダプティブ)処理が一般に知られている。
例えば第3図ば、適応型差分PCMのエンコーダの一例
を示し、この第3図において、入力端子1には上記サン
プリング値を量子化(及び符号化)したディジタル信号
が併結されている。この入力ディジタル信号は、加算器
2に送られて、局部デコーダ10からの出−力との差す
なわち誤差分がとられ、この加算器2からの誤差信号は
、量子化器3により再量子化されて、lワードのビット
長を短かくするようないわゆる゛ピントリダクションが
なされ、出力端子5に送られる。ここで、アダプテイブ
アルゴリズノ・ブロック4は、量子化器3及び量子化器
特性とコンプリメンタリ動作を行なう乗算器6の特性を
適応的に変化させるものであシ、そのアルゴリズムには
種々のものが考えられているが、代表例としては、出力
信号レベルが大となるほど量子化器3の量子化ステップ
幅を大きくとるようにしたものがある。局部デコーダ1
oは、量子化器3からの出力信号をデコードして予測さ
れた出力としての局部デコーダ出力を加算器2に送シ、
上記入力信号から減算することにょシ、入力信号と予測
信号の差、すなわち上記誤差信号を得るためのものであ
る。この局部デコーダ1oは、量子化器3に対して相補
的な動作を行なう乗算器6と、この乗算器6の出力と上
記局部デコーダ出力とを加算する加算器7と、この加算
器7がらの出力を1サンプリング周期だけ遅延させる遅
延回路8と、この遅延回路8の出力に減衰係数kを乗算
してエラー減衰を行なうための係数乗算器9とより成っ
ている。
を示し、この第3図において、入力端子1には上記サン
プリング値を量子化(及び符号化)したディジタル信号
が併結されている。この入力ディジタル信号は、加算器
2に送られて、局部デコーダ10からの出−力との差す
なわち誤差分がとられ、この加算器2からの誤差信号は
、量子化器3により再量子化されて、lワードのビット
長を短かくするようないわゆる゛ピントリダクションが
なされ、出力端子5に送られる。ここで、アダプテイブ
アルゴリズノ・ブロック4は、量子化器3及び量子化器
特性とコンプリメンタリ動作を行なう乗算器6の特性を
適応的に変化させるものであシ、そのアルゴリズムには
種々のものが考えられているが、代表例としては、出力
信号レベルが大となるほど量子化器3の量子化ステップ
幅を大きくとるようにしたものがある。局部デコーダ1
oは、量子化器3からの出力信号をデコードして予測さ
れた出力としての局部デコーダ出力を加算器2に送シ、
上記入力信号から減算することにょシ、入力信号と予測
信号の差、すなわち上記誤差信号を得るためのものであ
る。この局部デコーダ1oは、量子化器3に対して相補
的な動作を行なう乗算器6と、この乗算器6の出力と上
記局部デコーダ出力とを加算する加算器7と、この加算
器7がらの出力を1サンプリング周期だけ遅延させる遅
延回路8と、この遅延回路8の出力に減衰係数kを乗算
してエラー減衰を行なうための係数乗算器9とより成っ
ている。
以上のような適応型(アダプティブ)差分PcMエンコ
ーダにおいて、アダプティブアルゴリズムブロック4に
よる適応型(アダ。ブチイブ)動作は、量子化器3と乗
算器6にて行なゎ゛れておシ、一般的には出力端子5の
エンコード出力が大きいほど大きい量子化ステップを与
えるようにしている。この適応型(アダプティブ)動作
によシ、限られたワードビット長で高域の大ダイナミッ
クレンジ信号を処理することができる。
ーダにおいて、アダプティブアルゴリズムブロック4に
よる適応型(アダ。ブチイブ)動作は、量子化器3と乗
算器6にて行なゎ゛れておシ、一般的には出力端子5の
エンコード出力が大きいほど大きい量子化ステップを与
えるようにしている。この適応型(アダプティブ)動作
によシ、限られたワードビット長で高域の大ダイナミッ
クレンジ信号を処理することができる。
しかしながら、このようなアダプティブ動作は、エラー
が生じた時にエンコーダ、デコーダ間のトランカビリテ
イを著しく損ない、かつ差分PCM等の弱点であるエラ
ー伝播の悪影響を受け、使用上耐え難いものとなるおそ
れがある。
が生じた時にエンコーダ、デコーダ間のトランカビリテ
イを著しく損ない、かつ差分PCM等の弱点であるエラ
ー伝播の悪影響を受け、使用上耐え難いものとなるおそ
れがある。
コ(7)エラー伝播について以下に説明する。
第4図は、上記差分PCMデコーダを得るためのエンコ
ーダの基本構成例を示すブロック回路図であシ、入力端
子11に入力された上記サンプリング波高値データは、
加算器12及び遅延゛回路14に供給されている。遅延
回路14は、エサンプリング周期Tsだけ入力データを
遅延するものであり、この遅延データは減衰係数kを乗
算するための係数乗算器15を介して加算器12に減算
入力として送られる。この加算器12からの出力が、上
記差分PCMデータとして出力端子13に送られる。
ーダの基本構成例を示すブロック回路図であシ、入力端
子11に入力された上記サンプリング波高値データは、
加算器12及び遅延゛回路14に供給されている。遅延
回路14は、エサンプリング周期Tsだけ入力データを
遅延するものであり、この遅延データは減衰係数kを乗
算するための係数乗算器15を介して加算器12に減算
入力として送られる。この加算器12からの出力が、上
記差分PCMデータとして出力端子13に送られる。
この第4図の入力端子11に順次〔サンプリング周期毎
に)入力される波高値データをそれぞれWo、W、、W
2.・・・・とするとき、差分値データD、、D2.・
・・・は、 D1=W、−k−w。
に)入力される波高値データをそれぞれWo、W、、W
2.・・・・とするとき、差分値データD、、D2.・
・・・は、 D1=W、−k−w。
D2=W2 k”W。
となる。この減衰係数には、0<k<1であシ、エラー
発生の影響が無限時間継続しないように、過去のデータ
の影響を低減するためのものである。
発生の影響が無限時間継続しないように、過去のデータ
の影響を低減するためのものである。
しかし、kを小さく選ぶことにより、エラー伝播時間を
短縮することはできるが、ダイナミックレンジの拡大効
果を減らしてしまうため、kをあまりに小さくすること
は好ましくない。
短縮することはできるが、ダイナミックレンジの拡大効
果を減らしてしまうため、kをあまりに小さくすること
は好ましくない。
そこで、減衰係数にのダイナミックレンジに対する影響
を調べるために、第4図の入力xc’nT)に対する出
力VCnT)の関係をみると、 −y(nT)=x(
nT)−に−x(nT−T)”・(11)ただしTはサ
ンプリング周期 となる。いま入力としてe をとると、(11)式は、
y(n’I”)=x(nT)−’ke−コ”TxcnT
)=(1−ke−j(T)x(nT) ・・・・(12
)となム伝達関数H(e’°T)は、 H(eコQ7T ) = 1− k ejlTまた
、伝達関数の大きさIH(e )lは、+Hcej
″T) + = + 1− ke3(′TI” l C
1−kcosωT)+jksinωT1= ((1−k
cos(tJT )2+(ksinωT)2)1/2
= (1+に2−2kcosωT )P2−(13)
。
を調べるために、第4図の入力xc’nT)に対する出
力VCnT)の関係をみると、 −y(nT)=x(
nT)−に−x(nT−T)”・(11)ただしTはサ
ンプリング周期 となる。いま入力としてe をとると、(11)式は、
y(n’I”)=x(nT)−’ke−コ”TxcnT
)=(1−ke−j(T)x(nT) ・・・・(12
)となム伝達関数H(e’°T)は、 H(eコQ7T ) = 1− k ejlTまた
、伝達関数の大きさIH(e )lは、+Hcej
″T) + = + 1− ke3(′TI” l C
1−kcosωT)+jksinωT1= ((1−k
cos(tJT )2+(ksinωT)2)1/2
= (1+に2−2kcosωT )P2−(13)
。
ここで入力周波数をflc= )とし、サンブリ2
π ング周波数をfs C−1/’I’s )とすると、ω
t’rs = 2πftTs =2π−・・・・(14) fs 以上よシ、 IH(e )17’、=(1+に2−2kcos2π
ハ)”S ・・・・(15) この(15)式を、fl=0 (直流)における伝達関
数の大きさで正規化すると、 とのGと:h/fs との関係を、kをバタメータと
して表示すると、第5図のようになる。
π ング周波数をfs C−1/’I’s )とすると、ω
t’rs = 2πftTs =2π−・・・・(14) fs 以上よシ、 IH(e )17’、=(1+に2−2kcos2π
ハ)”S ・・・・(15) この(15)式を、fl=0 (直流)における伝達関
数の大きさで正規化すると、 とのGと:h/fs との関係を、kをバタメータと
して表示すると、第5図のようになる。
この第5図からも明らかなように、kの値が小さくなる
に従って、低域カントオフ周波数は上昇し、高域に対す
る低域のダイナミックレンジ拡大。
に従って、低域カントオフ周波数は上昇し、高域に対す
る低域のダイナミックレンジ拡大。
祇は少なくなってゆく。従って、kは例えば0.85す
、上に選ぶことが望ましく、この程度のkの値でもエラ
ー伝播を短かい時間におさえ込めるような技術が要望さ
れている。
、上に選ぶことが望ましく、この程度のkの値でもエラ
ー伝播を短かい時間におさえ込めるような技術が要望さ
れている。
そこで、本発明の実施例においては、差分PCMデータ
等を一定の複数ワード単位でブロック化し、上記エラー
伝播現象を短時間で抑えるようにしている。
等を一定の複数ワード単位でブロック化し、上記エラー
伝播現象を短時間で抑えるようにしている。
すなわち、第6図において、前述したアダプティブ処理
された差分PCMデータ(7)n−1’7 )’のデ
ータD、、D2.・・・・D n−1を1ブロツクとし
、この1ブロツク内に、前記波高値データ(一般PCM
データ)Adのワード、及び前記アゲブチイブ(適応型
)処理の情報データAdを示すワードを、それぞれ少な
くとも1ワードずつ含めて、■ブロックを少なくともn
+ 1ワードで構成している。ただし、これらのワー
ドのピント長は、各データに応じて異ならせてもよく、
例えば、波高値(あるいは瞬時値)情報ワードのデータ
Adについては14ビツト、アダプティブ処理された差
分データD1〜Dn−,の各ワードやアダプティブ情報
Adのワードについては1ワード7ビントのようにすれ
ばよい。また、一般PCMモード、差分PCMモード、
和分PCMモードを適宜選択して伝送する場合には、上
記差分データD1〜Dn−,の各ワードの位置に、それ
ぞれ一般PCMデータ(波高値データ)ワードや差分デ
ータワードや和分データワードを配すればよく、さらに
上記1ブロツク中にモード選択情報ワードを含ませるよ
うにすればよい。
された差分PCMデータ(7)n−1’7 )’のデ
ータD、、D2.・・・・D n−1を1ブロツクとし
、この1ブロツク内に、前記波高値データ(一般PCM
データ)Adのワード、及び前記アゲブチイブ(適応型
)処理の情報データAdを示すワードを、それぞれ少な
くとも1ワードずつ含めて、■ブロックを少なくともn
+ 1ワードで構成している。ただし、これらのワー
ドのピント長は、各データに応じて異ならせてもよく、
例えば、波高値(あるいは瞬時値)情報ワードのデータ
Adについては14ビツト、アダプティブ処理された差
分データD1〜Dn−,の各ワードやアダプティブ情報
Adのワードについては1ワード7ビントのようにすれ
ばよい。また、一般PCMモード、差分PCMモード、
和分PCMモードを適宜選択して伝送する場合には、上
記差分データD1〜Dn−,の各ワードの位置に、それ
ぞれ一般PCMデータ(波高値データ)ワードや差分デ
ータワードや和分データワードを配すればよく、さらに
上記1ブロツク中にモード選択情報ワードを含ませるよ
うにすればよい。
このようにブロック化した場合のアダプティブ情報ワー
ドのデータAdは、そのブロック内に含まれるアダプテ
ィブ処理されたデータの全ワード、例えば第6図の差分
PCMデータD1〜Dn、、−,に対して共通に用いら
れるものである。これは、従来においてアダプティブ処
理されたデータを伝送する場合に、各ワード毎にアダプ
ティブ情報を含まぜているのに比べて、分離された形態
でアダプティブtii flが存在しているので、全体
のビット数を少なくできるとともに、このアダプティブ
情報だけを誤シ訂正能力の高い符号構成としても全体の
冗長度の増加は少なくてすむ。このような符号構成例を
第7図に示す。この第7図において、パリティデータP
1はアダプティブ情報Adのみのパリティチェックを行
ない、パリティデータP2は、アダプティブ情報Ad、
瞬時波高値データへd及び1ブロツク分の差分PCMデ
ータD1〜Dn、−,の全てのパリティチェックを行な
う。さらに、上述のように、−一般PCMモード、差分
PCMモード、及び和分PCMモードのうちのいずれか
のモードを選択して伝送する場合のモード選択情報ワー
ドを含ませる場合には、3モードのうちの1モードを選
択するのに要するピント数は2ビツトであるから、当該
ブロックのモード選択用のみならず、前後のブロックに
ついてのモード選択用情報をも含めて、全体として6ビ
ツトのワードとすればよい。
ドのデータAdは、そのブロック内に含まれるアダプテ
ィブ処理されたデータの全ワード、例えば第6図の差分
PCMデータD1〜Dn、、−,に対して共通に用いら
れるものである。これは、従来においてアダプティブ処
理されたデータを伝送する場合に、各ワード毎にアダプ
ティブ情報を含まぜているのに比べて、分離された形態
でアダプティブtii flが存在しているので、全体
のビット数を少なくできるとともに、このアダプティブ
情報だけを誤シ訂正能力の高い符号構成としても全体の
冗長度の増加は少なくてすむ。このような符号構成例を
第7図に示す。この第7図において、パリティデータP
1はアダプティブ情報Adのみのパリティチェックを行
ない、パリティデータP2は、アダプティブ情報Ad、
瞬時波高値データへd及び1ブロツク分の差分PCMデ
ータD1〜Dn、−,の全てのパリティチェックを行な
う。さらに、上述のように、−一般PCMモード、差分
PCMモード、及び和分PCMモードのうちのいずれか
のモードを選択して伝送する場合のモード選択情報ワー
ドを含ませる場合には、3モードのうちの1モードを選
択するのに要するピント数は2ビツトであるから、当該
ブロックのモード選択用のみならず、前後のブロックに
ついてのモード選択用情報をも含めて、全体として6ビ
ツトのワードとすればよい。
このように複数のワードをブロック化することにより、
kを大きくしてもエラー伝播時間を短かく抑えることが
できるわけであるが、ここで、差分PCMデータ伝送時
に、上記ブロック化を行なわない場合と、ブロック化を
行なった場合とで、1ビツトエラーが生じたときのエラ
ー伝播時間を比較する。いま、サンプリング周波数fs
= 32KHz、減衰係数に=0.99とするとき、
従来のブロック化を行なわない差分PCMデータ伝送に
おいては、エラーが発生時の1%にまで減衰するために
は、アダプティブ動作の狂いの影響を無視しても、 0.99”≦0.01 を(1・に足するようなn?ンプリング周期の時間の経
過が必要である。このときのnは459以上であり、エ
ラー伝播時間nTs(Ts=1/fs =Q。315m
5)は、 nTs: 14.3 ms となる。これに対して、例えば32ワードを1ブロツク
とする場合には、■ブロック内でエラー伝播が完結され
るため、約1mS程度の短時間でエラーの影響が無くな
る。したがって、減衰定数kを特に小さくする必要がな
く、第5図から明らかなように、低周波域のダイナミッ
クレンジを大きくとることができ、捷だアゲブチイブ動
作も大きくとることができる。
kを大きくしてもエラー伝播時間を短かく抑えることが
できるわけであるが、ここで、差分PCMデータ伝送時
に、上記ブロック化を行なわない場合と、ブロック化を
行なった場合とで、1ビツトエラーが生じたときのエラ
ー伝播時間を比較する。いま、サンプリング周波数fs
= 32KHz、減衰係数に=0.99とするとき、
従来のブロック化を行なわない差分PCMデータ伝送に
おいては、エラーが発生時の1%にまで減衰するために
は、アダプティブ動作の狂いの影響を無視しても、 0.99”≦0.01 を(1・に足するようなn?ンプリング周期の時間の経
過が必要である。このときのnは459以上であり、エ
ラー伝播時間nTs(Ts=1/fs =Q。315m
5)は、 nTs: 14.3 ms となる。これに対して、例えば32ワードを1ブロツク
とする場合には、■ブロック内でエラー伝播が完結され
るため、約1mS程度の短時間でエラーの影響が無くな
る。したがって、減衰定数kを特に小さくする必要がな
く、第5図から明らかなように、低周波域のダイナミッ
クレンジを大きくとることができ、捷だアゲブチイブ動
作も大きくとることができる。
ところで、このようなブロフク化を1)なう場合に、一
般PCMモード、差分PCMモード、和分PCMモード
のそれぞれのモードにおける1ブロツク内の各ワードの
最大の絶対値が、上記3つのモードのうちのいずれのモ
ードで最も小さくなるかによって、ブロック内の信号ス
ペクトルの主要部分がどの周波数領域に存在するかを知
ることができ、また圧縮率の高いモードを判断可能とす
るための条件を調べる。
般PCMモード、差分PCMモード、和分PCMモード
のそれぞれのモードにおける1ブロツク内の各ワードの
最大の絶対値が、上記3つのモードのうちのいずれのモ
ードで最も小さくなるかによって、ブロック内の信号ス
ペクトルの主要部分がどの周波数領域に存在するかを知
ることができ、また圧縮率の高いモードを判断可能とす
るための条件を調べる。
いま、入力信号を周波数f工の正弦波信号とし、1ブロ
ツクのワード数をN1 ブロック周期をTBとするとき
、第8図に示すように、ブロック周期TBが入力信号の
周期T 1C= 1/ft )の1/2以上アレば、一
般PCMモードの1ブロツク内の最大絶対frは入力信
号の振幅値(ゼロ−ビーク値)に略等しくなる。1ブロ
ツク内のワード数Nは、TB/T s (ただしTsは
サンプリング周期)で与えられるから、 の条件が成り立つワード数Nが1ブロツク内にとられて
いれば、一般PCMモードの1ブロツク内最大絶対値は
上記入力信号の振幅値に近い値となり、1ブロック内、
の最大絶対、値は差分PCMモーノ鬼\ ドの方が一般PCMモードよシも少さくなる。これに対
して、上記(17)式の条件が満たされないワード数N
のときには、一般PCMモードのプロンク内最大絶対値
が減少して、差分PCMモードのフo 7 り内最大絶
対値よシも小さくなることがあり得るが、そのNの値は
3よりも小さいことが次のように示さ、lzる。
ツクのワード数をN1 ブロック周期をTBとするとき
、第8図に示すように、ブロック周期TBが入力信号の
周期T 1C= 1/ft )の1/2以上アレば、一
般PCMモードの1ブロツク内の最大絶対frは入力信
号の振幅値(ゼロ−ビーク値)に略等しくなる。1ブロ
ツク内のワード数Nは、TB/T s (ただしTsは
サンプリング周期)で与えられるから、 の条件が成り立つワード数Nが1ブロツク内にとられて
いれば、一般PCMモードの1ブロツク内最大絶対値は
上記入力信号の振幅値に近い値となり、1ブロック内、
の最大絶対、値は差分PCMモーノ鬼\ ドの方が一般PCMモードよシも少さくなる。これに対
して、上記(17)式の条件が満たされないワード数N
のときには、一般PCMモードのプロンク内最大絶対値
が減少して、差分PCMモードのフo 7 り内最大絶
対値よシも小さくなることがあり得るが、そのNの値は
3よりも小さいことが次のように示さ、lzる。
すなわち、第9図のように、入力正弦波の各サンプル点
をa、b、c、・・・・ とし、点aとbは、これらの
差分値が最大となるように入力正弦波のゼロクロス点か
ら時間軸上で等距離の位置に配されているとすると、”
t b間の差分値(の絶対値)D a bは、 次に、点aからN個のサンプル点を1ブロツク内に含む
とすると、ブロック内最大値Cただし絶対値)Lは、 N=2.5 となり、Nは整数であることよシ、Nが3以上あ一ドの
方が一般PCMモードよシもブロック内の2最大絶対値
を小さくすることができ、上記各モード、例えば一般P
CMモードと差分PCMモードとの間で、■ブロック内
の最大絶対値を比較することで、信号周波数の高低を判
断することができる。
をa、b、c、・・・・ とし、点aとbは、これらの
差分値が最大となるように入力正弦波のゼロクロス点か
ら時間軸上で等距離の位置に配されているとすると、”
t b間の差分値(の絶対値)D a bは、 次に、点aからN個のサンプル点を1ブロツク内に含む
とすると、ブロック内最大値Cただし絶対値)Lは、 N=2.5 となり、Nは整数であることよシ、Nが3以上あ一ドの
方が一般PCMモードよシもブロック内の2最大絶対値
を小さくすることができ、上記各モード、例えば一般P
CMモードと差分PCMモードとの間で、■ブロック内
の最大絶対値を比較することで、信号周波数の高低を判
断することができる。
次に、本発明の好ましい一実施例として、以上説明した
各技術的思想を実現するだめの具体的構成例について図
面とともに説明する。
各技術的思想を実現するだめの具体的構成例について図
面とともに説明する。
第10図はPCM信号伝送に用いられるPCMエンコー
グの一例を示すブロック回路図である。
グの一例を示すブロック回路図である。
この第10図において、エンコーダの入力端子31には
、例えば14ビツトのディジタルデータ信号(サンプリ
ング波高値データ信号)が供給されている。この入力端
子31に接続されたノリエンファシス回路32は、特に
高域の信号を強調してSN比を向上するために用いられ
るものであシ、例えば50μsの時定数のものが用いら
れる。このプリエンファシス回路32からの例えば14
ビット出力は、マルチプレクサ33、ブロック内最大値
検出比較回路34、差分処理回路35、及び和分処理回
路36に、それぞれ送られる。ブロック内最大値検出比
較回路34には、上記プリエンファシス回路32からの
14ビツトサンプリングデ一タ信号の他に、差分処理回
路35からの例えば15ビット差分データ信号、及び和
分処理回路3Gからの15ピント和分データ信号が供給
されている。このブロンク内最大直検出比較回路34に
おいて、1ブロツク(複数ワード)内の上記各データの
絶対値の最大値をそれぞれ検出して比較し、最大値の小
さいモードの方が圧縮効率が高いとして、モード選択を
行なう。差分処理回路35は、例えば前記第4図のよう
な基本構成を有し、プリエンファシス回路32からのフ
ーンプルデータのうぢのi嘗接するワードの差分データ
を順次取り出す。
、例えば14ビツトのディジタルデータ信号(サンプリ
ング波高値データ信号)が供給されている。この入力端
子31に接続されたノリエンファシス回路32は、特に
高域の信号を強調してSN比を向上するために用いられ
るものであシ、例えば50μsの時定数のものが用いら
れる。このプリエンファシス回路32からの例えば14
ビット出力は、マルチプレクサ33、ブロック内最大値
検出比較回路34、差分処理回路35、及び和分処理回
路36に、それぞれ送られる。ブロック内最大値検出比
較回路34には、上記プリエンファシス回路32からの
14ビツトサンプリングデ一タ信号の他に、差分処理回
路35からの例えば15ビット差分データ信号、及び和
分処理回路3Gからの15ピント和分データ信号が供給
されている。このブロンク内最大直検出比較回路34に
おいて、1ブロツク(複数ワード)内の上記各データの
絶対値の最大値をそれぞれ検出して比較し、最大値の小
さいモードの方が圧縮効率が高いとして、モード選択を
行なう。差分処理回路35は、例えば前記第4図のよう
な基本構成を有し、プリエンファシス回路32からのフ
ーンプルデータのうぢのi嘗接するワードの差分データ
を順次取り出す。
すなわち、−l二記1ブロックに対応して上記ザンプル
波高値データのnワードW。、Wl、・・・・Wn。
波高値データのnワードW。、Wl、・・・・Wn。
が入力されるとき、差分処理回路35からは、D、=
Wo−に−Wl D2.= Wt−に−W2 Dn、−1=Wn−、−に−Wn−ま ただしkは減衰係数、0(k(1 のn =1ワードの差分PCMデータD11D2.am
・・Dn+tが出力される。この1ブロツク分の各差分
PCMデータD1〜Dn、−1は、ブロックメモリ37
に送られて蓄えられる。和分処理回路36は、上記入力
波高値データと1サンプリング周期前の入力データの係
数乗算値との和をとるものであり、1ブロツク内に入力
される波高イーデータの1〕ワードW。−Wn、−、に
対する和分データのn、−1ワードA□〜A n−1は
、 A、= W、+に−WO A2 = W2+に−W。
Wo−に−Wl D2.= Wt−に−W2 Dn、−1=Wn−、−に−Wn−ま ただしkは減衰係数、0(k(1 のn =1ワードの差分PCMデータD11D2.am
・・Dn+tが出力される。この1ブロツク分の各差分
PCMデータD1〜Dn、−1は、ブロックメモリ37
に送られて蓄えられる。和分処理回路36は、上記入力
波高値データと1サンプリング周期前の入力データの係
数乗算値との和をとるものであり、1ブロツク内に入力
される波高イーデータの1〕ワードW。−Wn、−、に
対する和分データのn、−1ワードA□〜A n−1は
、 A、= W、+に−WO A2 = W2+に−W。
A n −r−Wn−1+ k ” Wn−tとなる。
そして、ブロック内最大値検出比較回路34においては
、■ブロック内のそねそれのモードにおけるワードのデ
ータのうちの最大絶対値、すなわち、一般PCIVfモ
ードにおけるデータ(波高値データ)Wl〜W n−、
のうちの最大の絶対値、差分PCMモードにおける差分
データD1〜I)n−。
、■ブロック内のそねそれのモードにおけるワードのデ
ータのうちの最大絶対値、すなわち、一般PCIVfモ
ードにおけるデータ(波高値データ)Wl〜W n−、
のうちの最大の絶対値、差分PCMモードにおける差分
データD1〜I)n−。
のうちの最大の絶対値、及び和分PCMモードにおける
和分データA□〜An−1のうちの最大の絶対値をそれ
ぞれ検出し、これらの3モードの各最大絶対値を比較し
て、最も小さい最大絶対値を持つモードが前述した等し
いピント数でダイナミックレンジを広くとれるような圧
縮効率の高いモードであると判断し、このモード情報及
びこのモードの最大絶対値を、モード選択・アダプティ
ブ情報算出回路41に送る。ここで、圧縮率の最も高い
モ゛−ドの選択を行なうためには、ブロック内の各モー
ドにおけるそれぞれの最大値を比較する9外に、各モー
ドにおけるそれぞれの平均エネルギー等を比較して、こ
れらのモードの圧縮率を評価するようにしてもよい。
。
和分データA□〜An−1のうちの最大の絶対値をそれ
ぞれ検出し、これらの3モードの各最大絶対値を比較し
て、最も小さい最大絶対値を持つモードが前述した等し
いピント数でダイナミックレンジを広くとれるような圧
縮効率の高いモードであると判断し、このモード情報及
びこのモードの最大絶対値を、モード選択・アダプティ
ブ情報算出回路41に送る。ここで、圧縮率の最も高い
モ゛−ドの選択を行なうためには、ブロック内の各モー
ドにおけるそれぞれの最大値を比較する9外に、各モー
ドにおけるそれぞれの平均エネルギー等を比較して、こ
れらのモードの圧縮率を評価するようにしてもよい。
。
ここで、入力信号が正弦波の場合には、前述した第2図
に示す周波数特性に応じて、ダイナミックレンジが最も
広くなるモードに切り換わるようにモード選択を行なわ
せればよい。
に示す周波数特性に応じて、ダイナミックレンジが最も
広くなるモードに切り換わるようにモード選択を行なわ
せればよい。
次に、モード選択・アダプティブ情報算出回路41は、
上記最大値の小さいモード、すなわち圧縮率の高いモー
ドを選択するための情報、及び量子化ステップの大きさ
を示すアダプティブ情報を出力する回路でアシ、モード
選択情報はモード切換処理回路42及びマルチプレクサ
33に、捷た42には、ブロックメモリ37に蓄えられ
た1ブロツク分の差分処理データD、〜Dn−,が送ら
れており、上記モード選択情報に応じて選択されたモー
ドの1ブロツク分の全ワードのデータ、すなわち、一般
PCMモード選択時にはW工〜Wn−□のデータ、差分
PCMモード選択時にはり、−Dn−、のデータ、和分
PCMモード選択時にはA1〜An−1のデータをそれ
ぞれ出力し、アダプティブ処理回路43に送る。ここで
、モード切換処理回路42の具体的動作としては、入力
データである1ブロツク分の差分データD□〜I)n−
、及びプリエンファシス回路32からの瞬時波高直デー
タWoに基づいて、上記選択されたモードのデータを得
るような処理を行なうものでら9、差分PCMモード選
択時には、入力データD1〜I)n”+をそのまま出力
すればよい。一般PCMモード選択時には、和分動作に
よシ差分処理を打ち消せばよく、具体的には、 WにD1+に−W。
上記最大値の小さいモード、すなわち圧縮率の高いモー
ドを選択するための情報、及び量子化ステップの大きさ
を示すアダプティブ情報を出力する回路でアシ、モード
選択情報はモード切換処理回路42及びマルチプレクサ
33に、捷た42には、ブロックメモリ37に蓄えられ
た1ブロツク分の差分処理データD、〜Dn−,が送ら
れており、上記モード選択情報に応じて選択されたモー
ドの1ブロツク分の全ワードのデータ、すなわち、一般
PCMモード選択時にはW工〜Wn−□のデータ、差分
PCMモード選択時にはり、−Dn−、のデータ、和分
PCMモード選択時にはA1〜An−1のデータをそれ
ぞれ出力し、アダプティブ処理回路43に送る。ここで
、モード切換処理回路42の具体的動作としては、入力
データである1ブロツク分の差分データD□〜I)n−
、及びプリエンファシス回路32からの瞬時波高直デー
タWoに基づいて、上記選択されたモードのデータを得
るような処理を行なうものでら9、差分PCMモード選
択時には、入力データD1〜I)n”+をそのまま出力
すればよい。一般PCMモード選択時には、和分動作に
よシ差分処理を打ち消せばよく、具体的には、 WにD1+に−W。
W2 ”= D 2 + k −Wt
Wn−1= D、、 +k −Wn−2の演算処理を行
なえばよい。同様に、和分PCMモード選択時には、和
分動作を2回行なうことにより、上記入力データD1〜
Dn−,及びW。より和分データA1〜An−1を得る
ことができ、A + = Wl + kWo ”” D
1+2 kW。
なえばよい。同様に、和分PCMモード選択時には、和
分動作を2回行なうことにより、上記入力データD1〜
Dn−,及びW。より和分データA1〜An−1を得る
ことができ、A + = Wl + kWo ”” D
1+2 kW。
A2 = W2 +kw、 = D2 +’21cw2
A n−1= Wn−t + kW n −2= D
n−1+2 kW n −2のようになる。
A n−1= Wn−t + kW n −2= D
n−1+2 kW n −2のようになる。
次に、アダプティブ処理回路43は、上記最大絶対値に
応じた量子化ステップ幅で、モード切換処理回路42か
らのブロック内ワードのデータの再量子化を行なう。
応じた量子化ステップ幅で、モード切換処理回路42か
らのブロック内ワードのデータの再量子化を行なう。
このアダプティブ動作の一具体例を説明する。
モード切換処理回路42からのデータが例えばエワード
15ビットで2の補数表示されているとき、最上位ビッ
トいわゆるMSBは正負の符号を示し、「0」のとき正
、「1」のとき負のデータを意味する。これに対して、
ブロック内最大値検出比較回路34において得られた上
記選択されたモードのブロック内最大値は、絶対値であ
シ、元のデータが正の場合はそのまま、負の場合は2の
補数がとられて、常に正の15ビツト値となっている。
15ビットで2の補数表示されているとき、最上位ビッ
トいわゆるMSBは正負の符号を示し、「0」のとき正
、「1」のとき負のデータを意味する。これに対して、
ブロック内最大値検出比較回路34において得られた上
記選択されたモードのブロック内最大値は、絶対値であ
シ、元のデータが正の場合はそのまま、負の場合は2の
補数がとられて、常に正の15ビツト値となっている。
この最大絶対値のMSBは常に「0」であり、その値の
大きさC特に2進数表示時の実質的な桁数)に応じて、
第11図に示すように、MSBからLSBに向ってm+
1個の「0」が配される。すなわち、この第11図の最
大絶対値の実質的な桁数は14−mであシ、これは浮動
小数点表示するときの指数値に対応する。モード選択・
アダプティブ情報算出回路41においては、この最大絶
対値のMSBから連続する「0」の個数m+1を求め、
mをアダプティブ情報としてアダプティブ処理回路43
に送る。アゲブチイブ処理回路43は、入力15ビツト
データをmビット左方にシフト操作し、シフト後のデー
タのMSBより例えば7ビツトを有効桁数として取り出
し、マルチプレクサ33に送る。このアダプティブ処理
回路43からの出力データは、エプロンク内に入力され
た1ワード例えば15ビツトとするn−1ワードのデー
タ、すなわち一般PCMモード選択時にはデー、りW1
〜Wn−1、差分PCMモード選択時にはデータD□〜
Dn−□、和分PCMモード選択時にはデータA1〜A
n−1のいずれかをそれぞれアダプティブ処理した、
■ワード例えば7ビツトとするn−1ワードのデータX
□〜Xn−,であシ、元の15ビツト入カデータが正の
数のときには、第12図Aに示すようにMSBより少な
くともm+1ビット以上「0」が連続しているから、m
ビット左方シフトした7ビツト出力データのMSBも「
0」で正の数を表わし、また、元の15ビツト人カデー
タが負の数のときには、第12図Bに示すようにMSB
よシ少なくともm+1ビット以上「1」が連続している
梯ら、mビット左方シフトした7ビツト出力データのM
SBも「1」となり負の数を表わす。
大きさC特に2進数表示時の実質的な桁数)に応じて、
第11図に示すように、MSBからLSBに向ってm+
1個の「0」が配される。すなわち、この第11図の最
大絶対値の実質的な桁数は14−mであシ、これは浮動
小数点表示するときの指数値に対応する。モード選択・
アダプティブ情報算出回路41においては、この最大絶
対値のMSBから連続する「0」の個数m+1を求め、
mをアダプティブ情報としてアダプティブ処理回路43
に送る。アゲブチイブ処理回路43は、入力15ビツト
データをmビット左方にシフト操作し、シフト後のデー
タのMSBより例えば7ビツトを有効桁数として取り出
し、マルチプレクサ33に送る。このアダプティブ処理
回路43からの出力データは、エプロンク内に入力され
た1ワード例えば15ビツトとするn−1ワードのデー
タ、すなわち一般PCMモード選択時にはデー、りW1
〜Wn−1、差分PCMモード選択時にはデータD□〜
Dn−□、和分PCMモード選択時にはデータA1〜A
n−1のいずれかをそれぞれアダプティブ処理した、
■ワード例えば7ビツトとするn−1ワードのデータX
□〜Xn−,であシ、元の15ビツト入カデータが正の
数のときには、第12図Aに示すようにMSBより少な
くともm+1ビット以上「0」が連続しているから、m
ビット左方シフトした7ビツト出力データのMSBも「
0」で正の数を表わし、また、元の15ビツト人カデー
タが負の数のときには、第12図Bに示すようにMSB
よシ少なくともm+1ビット以上「1」が連続している
梯ら、mビット左方シフトした7ビツト出力データのM
SBも「1」となり負の数を表わす。
マルチプレクサ33は、プリエンファシス回路32から
の瞬時波高値データAb、モード選択・アダプティブ情
報算出回路41からのアダプティブ情報データAd及び
モード選択情報データM1さらにアダプティブ処理回路
43からのアダプティブ処理されたn−1ワードのデー
タX□〜xn−+を、時系列ディジタルデータに並換し
、例えば第13図に示すような順序で各ワードのデータ
をシリアル伝送する。この第13図のモード選択情報ワ
ードのデータM−1,Mo 1.M、は、1ブロツク前
のモード選択データM−1、現在送ろうとするブロツク
のモード選択データM。、及び1ブロツク後のモード選
択データM1 の3ブロック分のモード選択データを1
ワードとして伝送することを示しており、1ブロツクの
モード選択データが3回伝送されるため、伝送エラーに
強い効果がちる。
の瞬時波高値データAb、モード選択・アダプティブ情
報算出回路41からのアダプティブ情報データAd及び
モード選択情報データM1さらにアダプティブ処理回路
43からのアダプティブ処理されたn−1ワードのデー
タX□〜xn−+を、時系列ディジタルデータに並換し
、例えば第13図に示すような順序で各ワードのデータ
をシリアル伝送する。この第13図のモード選択情報ワ
ードのデータM−1,Mo 1.M、は、1ブロツク前
のモード選択データM−1、現在送ろうとするブロツク
のモード選択データM。、及び1ブロツク後のモード選
択データM1 の3ブロック分のモード選択データを1
ワードとして伝送することを示しており、1ブロツクの
モード選択データが3回伝送されるため、伝送エラーに
強い効果がちる。
マルチプレクサ33から、第13図のようなワード配列
順序で、ブロック同期部分やワード同期部分、あるいは
エラー訂正部分等を含んだブロック単位のシリアルデー
タが、出力端子39を介して出力され、銅線や光ファイ
バ等の伝送線を介して伝送され、あるいは磁気テープ、
磁気ディスク、光学ディスク等の記録媒体に記録される
。
順序で、ブロック同期部分やワード同期部分、あるいは
エラー訂正部分等を含んだブロック単位のシリアルデー
タが、出力端子39を介して出力され、銅線や光ファイ
バ等の伝送線を介して伝送され、あるいは磁気テープ、
磁気ディスク、光学ディスク等の記録媒体に記録される
。
このようにしてブロック単位でシリアル伝送されたディ
ジタル信号よ9元のサンプリング波高値信号を復元する
ためのデコーダは、例えば第14図のように構成すれば
よい。
ジタル信号よ9元のサンプリング波高値信号を復元する
ためのデコーダは、例えば第14図のように構成すれば
よい。
この第14図において、入力端子51には、伝送媒体(
記録媒体も含む。)からの第13図のようなワード配列
で1ブロツクが構成されるディジタル信号が入力され、
この入力信号はマルチプレクサ52に供給される。マル
チプレクサ52は、例えば上記入力ディジタル信号中の
ブロック同期信号やワード同期信号に基いて、前述した
各種データAb、、Ad、M、X1〜Xn−1を互いに
分離し、アダプティブ処理されたいずれかのモードのデ
ータX1〜Xn−1をアダプティブ(復元)処理回路5
3に送る。この処理回路53は、マルチプレクサ52か
゛らのアダプティブ情報データAdに基づき、アダプテ
ィブ復元動作を行なう。例えば7ビツトのデータX1〜
xi−+のMSB(符号を示すビット)を前記mビット
分符号拡張してm + 7ビントとし、さらにLSBに
続けて8−mビットの無効ピントを伺加して、全体とし
て15ビツトの2の補数表示データに変換する、この1
5ビツトデータは、モード選択データM。が指示するモ
ードのデータであシ、一般PCMモードが選択されてい
るときには前記データW1〜Wn−1、差7分PCMモ
ード時には前記データD1〜D n−1、和分PCMモ
ード時、には前記デへタム1〜八。−1となっている。
記録媒体も含む。)からの第13図のようなワード配列
で1ブロツクが構成されるディジタル信号が入力され、
この入力信号はマルチプレクサ52に供給される。マル
チプレクサ52は、例えば上記入力ディジタル信号中の
ブロック同期信号やワード同期信号に基いて、前述した
各種データAb、、Ad、M、X1〜Xn−1を互いに
分離し、アダプティブ処理されたいずれかのモードのデ
ータX1〜Xn−1をアダプティブ(復元)処理回路5
3に送る。この処理回路53は、マルチプレクサ52か
゛らのアダプティブ情報データAdに基づき、アダプテ
ィブ復元動作を行なう。例えば7ビツトのデータX1〜
xi−+のMSB(符号を示すビット)を前記mビット
分符号拡張してm + 7ビントとし、さらにLSBに
続けて8−mビットの無効ピントを伺加して、全体とし
て15ビツトの2の補数表示データに変換する、この1
5ビツトデータは、モード選択データM。が指示するモ
ードのデータであシ、一般PCMモードが選択されてい
るときには前記データW1〜Wn−1、差7分PCMモ
ード時には前記データD1〜D n−1、和分PCMモ
ード時、には前記デへタム1〜八。−1となっている。
このようなアダプティブ(復元)処理回路53からのデ
ータは、モード切換処理回′路54.に送られ、上記モ
ード選択データM。に応じた処理が行なわれて、前述し
た波高値データW1〜W、1となってマルチプレクサ5
5に送られる。このモード切換処理回路54における動
作としては、入力データが一般PCMデータW1〜wn
−1のときにはそのまま出力し、入力データが差分PC
MデータD1〜D n−1のときには前述のような和分
動作によシデータW。
ータは、モード切換処理回′路54.に送られ、上記モ
ード選択データM。に応じた処理が行なわれて、前述し
た波高値データW1〜W、1となってマルチプレクサ5
5に送られる。このモード切換処理回路54における動
作としては、入力データが一般PCMデータW1〜wn
−1のときにはそのまま出力し、入力データが差分PC
MデータD1〜D n−1のときには前述のような和分
動作によシデータW。
〜Wn−1に変換し、入力データが和分PCMデータA
1〜An−1のときには差分動作によシデータW1〜W
、iに変換する。これらの和分動作及び差分動作時には
、瞬時波高値データA b (=Wo )も使用され
る。
1〜An−1のときには差分動作によシデータW1〜W
、iに変換する。これらの和分動作及び差分動作時には
、瞬時波高値データA b (=Wo )も使用され
る。
次に、マルチプレクサ55は、入力段のマルチプレクサ
52からの瞬時波高値データA b C=W。
52からの瞬時波高値データA b C=W。
)、及びモード切換処理回路54からの波高値データW
1〜Wn−1を、例えばサンプリング周期で順次1ワー
ドずつ出力し、■ブロック周期でnワードのデータW。
1〜Wn−1を、例えばサンプリング周期で順次1ワー
ドずつ出力し、■ブロック周期でnワードのデータW。
−Wn−1を順次出力する。マルチプレクサ55からの
出力は、前記プリエンファシス回路32と逆の特性を有
するディエンファシス回路56を介して、出力端子57
よシ取り出される。
出力は、前記プリエンファシス回路32と逆の特性を有
するディエンファシス回路56を介して、出力端子57
よシ取り出される。
以上説明した本発明の実施例によれば、伝送すべきデー
タの複数ワードをブロック化したことによシ、差分PC
Mモードあるいは和分PCMモードにおけるエラー伝播
を短時間で終息させることができ、また減衰定数kを大
きくとれ、大きなアダプティブ動作を行なえるため、ダ
イナミックレンジの広いアダプティブ差分(あるいは和
分)PCMディジタル信号の伝送が可能となる。たとえ
ばアゲブチイブ差分PCMモードにおいて、入力信号周
波数11が低いとき、例えばfl=IKHzで、フルピ
ント入力時のレスポンス(ただしサンプリング周波数f
s= 32 K Hzとする)は、第15図のように現
われ、1ワード7ビツトの伝送でも2KHz以上で70
dB以上の瞬時SN比が得られ、5に、Eizでは80
dB以上の瞬時SN比が得られる。さらに、アダプティ
ブ情報を1ブロツクにつき1ワードの割合で伝送すれば
よいため、各PCMデータのワード毎にアダプティブ情
報を送る場合に比べて少ないビットレートで済み、しか
も冗長度を極端に増加させることなくエラー訂正能力を
大幅に高めることが可能となる。
タの複数ワードをブロック化したことによシ、差分PC
Mモードあるいは和分PCMモードにおけるエラー伝播
を短時間で終息させることができ、また減衰定数kを大
きくとれ、大きなアダプティブ動作を行なえるため、ダ
イナミックレンジの広いアダプティブ差分(あるいは和
分)PCMディジタル信号の伝送が可能となる。たとえ
ばアゲブチイブ差分PCMモードにおいて、入力信号周
波数11が低いとき、例えばfl=IKHzで、フルピ
ント入力時のレスポンス(ただしサンプリング周波数f
s= 32 K Hzとする)は、第15図のように現
われ、1ワード7ビツトの伝送でも2KHz以上で70
dB以上の瞬時SN比が得られ、5に、Eizでは80
dB以上の瞬時SN比が得られる。さらに、アダプティ
ブ情報を1ブロツクにつき1ワードの割合で伝送すれば
よいため、各PCMデータのワード毎にアダプティブ情
報を送る場合に比べて少ないビットレートで済み、しか
も冗長度を極端に増加させることなくエラー訂正能力を
大幅に高めることが可能となる。
さらに、本発明の実施例によれば、一般PCMモード、
差分PCMモード、和分PCMモード等の神々の伝送モ
ードにおける上記ブロック内のワードの最大値を比較す
ることによシ、より大きな圧縮を行なえるモードを選択
して、この選択されたモードのデータを1ブロツク単位
で伝送しているため、エラー伝播、瞬時SN比の劣化、
歪率の増大等の悪影響を最も低減し、かつ高い伝送効果
のディジタル信号伝送が可能となる。
差分PCMモード、和分PCMモード等の神々の伝送モ
ードにおける上記ブロック内のワードの最大値を比較す
ることによシ、より大きな圧縮を行なえるモードを選択
して、この選択されたモードのデータを1ブロツク単位
で伝送しているため、エラー伝播、瞬時SN比の劣化、
歪率の増大等の悪影響を最も低減し、かつ高い伝送効果
のディジタル信号伝送が可能となる。
なお、本発明は上記実施例のみに限定されるものでなく
、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が
可能であることは勿論である。
、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が
可能であることは勿論である。
本発明に係るディジタル信号伝送方法によればアダプテ
ィブ差分PCMデータ等の複数ワードを1ブロツクとし
、■ブロック毎に瞬時波高値データワード及びアゲブチ
イブ情報ワードを入れているため、エラー伝播をブロッ
ク内で終息させることができ、減衰係数を大きく(1に
近り)シてダイナミンクレンジ低減作用を抑止すること
ができるのみならず、大きいアダプティブ動作が行なえ
るので、ダイナミックレンジの広いアダプティブ差分P
CMモードのディジタル信号伝送が行なえる。さらに、
1ブロツク(複数ワード)につきそれぞれ1フードの瞬
時波高値データワード及びアダプティブ情報ワードを有
しているため、これらのワードのデータに対してのみ訂
正能力の高い符号構造を持たせても全体のビット数増加
の割合が低く、冗長度を低く抑えながらエラー訂正能力
を高めることが容易に実現できる。
ィブ差分PCMデータ等の複数ワードを1ブロツクとし
、■ブロック毎に瞬時波高値データワード及びアゲブチ
イブ情報ワードを入れているため、エラー伝播をブロッ
ク内で終息させることができ、減衰係数を大きく(1に
近り)シてダイナミンクレンジ低減作用を抑止すること
ができるのみならず、大きいアダプティブ動作が行なえ
るので、ダイナミックレンジの広いアダプティブ差分P
CMモードのディジタル信号伝送が行なえる。さらに、
1ブロツク(複数ワード)につきそれぞれ1フードの瞬
時波高値データワード及びアダプティブ情報ワードを有
しているため、これらのワードのデータに対してのみ訂
正能力の高い符号構造を持たせても全体のビット数増加
の割合が低く、冗長度を低く抑えながらエラー訂正能力
を高めることが容易に実現できる。
第1図はアナログ信号波形を順次サンプリングするとき
の波高値と差分値を説明するための波形図、第2図は一
般PCMモード、差分PGMモード及び和分PCMモー
ドのダイナミックレンジの周波数特性を示すグラフ、篠
3図は適応型(アダプティブ)差分PCMエンコーダの
一例を示すブロック回路図、第4図は差分PGMエンコ
ーダの基本構成例を示すブロック回路図、第5図は減衰
係叡に応じた差分PCM伝達関数周波数特性を示すグラ
フ、第6図は1ブロツク内のワードの栴成例を示す図、
第7図は1ブロツク分のデータ伝送のための符号構成例
を示す図、第8図及び第9図は1ブロツク内のワード数
による一般PCMデータ最大値と差分PCMデータ最大
値との大小関係を説明するためのグラフ、第10図は本
発明の一実施例に用いられるエンコーダの回路構成の一
例を示すブロック回路図、第11図は最大絶対値のワー
ドの一例を示す図、第12図A、、Bはアダプティブ処
理の動作を説明するための図、第13図は1ブロツク内
のワード構成例を示す図、第14図は第10jンjのエ
ンコーダと対称的な動作を行なうデコーダの回路構成の
一例を示すブロック回路図、第15図はアダプティブ差
分PCMモードにおける低域周波数信号入力時の周波数
特性を示すグラフである。 31・・入力端子 33.52,55・・・マルチプレクサ34・・・ブロ
ック内最大値検出比較回路35・・・差分処理回路 36・・・和分処理回路 37・・・ブロックメモリ 41・・・モード選択・アダプティブ情報算出回路42
.54・・・モード切換処理回路 43・・・アダプティブ処理回路 53・・・アダプティブ(復元)処理回路特許出願人
ソニー株式会社 代理人 弁理士 小 池 晃
の波高値と差分値を説明するための波形図、第2図は一
般PCMモード、差分PGMモード及び和分PCMモー
ドのダイナミックレンジの周波数特性を示すグラフ、篠
3図は適応型(アダプティブ)差分PCMエンコーダの
一例を示すブロック回路図、第4図は差分PGMエンコ
ーダの基本構成例を示すブロック回路図、第5図は減衰
係叡に応じた差分PCM伝達関数周波数特性を示すグラ
フ、第6図は1ブロツク内のワードの栴成例を示す図、
第7図は1ブロツク分のデータ伝送のための符号構成例
を示す図、第8図及び第9図は1ブロツク内のワード数
による一般PCMデータ最大値と差分PCMデータ最大
値との大小関係を説明するためのグラフ、第10図は本
発明の一実施例に用いられるエンコーダの回路構成の一
例を示すブロック回路図、第11図は最大絶対値のワー
ドの一例を示す図、第12図A、、Bはアダプティブ処
理の動作を説明するための図、第13図は1ブロツク内
のワード構成例を示す図、第14図は第10jンjのエ
ンコーダと対称的な動作を行なうデコーダの回路構成の
一例を示すブロック回路図、第15図はアダプティブ差
分PCMモードにおける低域周波数信号入力時の周波数
特性を示すグラフである。 31・・入力端子 33.52,55・・・マルチプレクサ34・・・ブロ
ック内最大値検出比較回路35・・・差分処理回路 36・・・和分処理回路 37・・・ブロックメモリ 41・・・モード選択・アダプティブ情報算出回路42
.54・・・モード切換処理回路 43・・・アダプティブ処理回路 53・・・アダプティブ(復元)処理回路特許出願人
ソニー株式会社 代理人 弁理士 小 池 晃
Claims (1)
- 時間軸上で阿シ合うサンプリング値の差分値あるいは和
分値をディジタル化して伝送するディジタル信号伝送方
法において、上記差分値あるいは和分値を適応型処理し
て得られるディジタルデータの複数ワードを1ブロツク
とし、この1ブロツク内に、少なくとも上記適応型処理
の情報ワードと、上記サンプリング値を示すディジタル
データのワードとを配して伝送することを特徴とするデ
ィジタル信号伝送方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9768783A JPS59223033A (ja) | 1983-06-01 | 1983-06-01 | デイジタル信号伝送方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9768783A JPS59223033A (ja) | 1983-06-01 | 1983-06-01 | デイジタル信号伝送方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS59223033A true JPS59223033A (ja) | 1984-12-14 |
JPH0574253B2 JPH0574253B2 (ja) | 1993-10-18 |
Family
ID=14198872
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP9768783A Granted JPS59223033A (ja) | 1983-06-01 | 1983-06-01 | デイジタル信号伝送方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS59223033A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1985005517A1 (en) * | 1984-05-11 | 1985-12-05 | Sony Corporation | Apparatus for transmitting digital signals |
JPS6482711A (en) * | 1987-09-25 | 1989-03-28 | Hitachi Ltd | Encoding device |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS56149844A (en) * | 1980-04-23 | 1981-11-19 | Nippon Television Kogyo Kk | Signal encoding transmission equipment |
JPS5792985A (en) * | 1980-12-01 | 1982-06-09 | Nec Corp | High-efficiency forecast encoding device |
JPS5897688A (ja) * | 1981-12-07 | 1983-06-10 | Seiko Instr & Electronics Ltd | 温度計付時計 |
-
1983
- 1983-06-01 JP JP9768783A patent/JPS59223033A/ja active Granted
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS56149844A (en) * | 1980-04-23 | 1981-11-19 | Nippon Television Kogyo Kk | Signal encoding transmission equipment |
JPS5792985A (en) * | 1980-12-01 | 1982-06-09 | Nec Corp | High-efficiency forecast encoding device |
JPS5897688A (ja) * | 1981-12-07 | 1983-06-10 | Seiko Instr & Electronics Ltd | 温度計付時計 |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1985005517A1 (en) * | 1984-05-11 | 1985-12-05 | Sony Corporation | Apparatus for transmitting digital signals |
US4685115A (en) * | 1984-05-11 | 1987-08-04 | Sony Corporation | Apparatus for transmitting digital signals |
JPS6482711A (en) * | 1987-09-25 | 1989-03-28 | Hitachi Ltd | Encoding device |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0574253B2 (ja) | 1993-10-18 |
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