JPH061903B2

JPH061903B2 - 信号伝送装置

Info

Publication number: JPH061903B2
Application number: JP27850184A
Authority: JP
Inventors: 正之西口; 健三赤桐
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1984-12-29
Filing date: 1984-12-29
Publication date: 1994-01-05
Anticipated expiration: 2009-01-05
Also published as: JPS61158217A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、ＰＣＭ信号のようなアナログ信号をディジタ
ル化した信号を一定ワード数毎にブロック化して伝送す
る信号伝送装置に関し、特に、各ブロック毎にコンパン
ディング処理を行って伝送ビットレートの低減を図った
信号伝送装置に関する。

〔従来の技術〕

近年において、アナログのオーディオ信号やビデオ信号
等をサンプリング（標本化）して量子化および符号化処
理を行い、いわゆるＰＣＭ（パルス・コード・モジュレ
ーション）信号として伝送あるいは記録・再生すること
が多くなっている。

このようなＰＣＭ信号等を伝送あるいは記録・再生する
に際して、例えば２０kHz程度の帯域と９０ｄＢ程度以
上のＳ／Ｎ比を得るために、サンプリング周波数ｆ_ｓを
44.1kHzとし、１ワード１６ビットの直線量子化が一般
に採用されているが、この場合の伝送レートは７００Ｋ
ＢＰＳ（１秒間に７００Ｋビット）以上にも達する極め
て高いものとなる。

ところで、上述のようなオーディオ信号やビデオ信号の
ようなアナログ信号をＡ／Ｄ変換して得られたディジタ
ル信号においては、その統計的性質が偏りを持つことや
視聴覚現象からみて重要度の低い部分があることを利用
して、情報量を圧縮することが可能であり、例えば差分
・和分処理や圧縮・伸張処理（コンパンディング処理）
を行っても信号の品質劣化が極めて少ないことが知られ
ている。

このような点を考慮し、本件出願人は先に、例えばディ
ジタルＰＣＭ信号に対して、一定時間単位あるいは一定
ワード数毎にブロック化するとともに、各ブロック毎に
差分処理等の予測処理やコンパンディング処理を行って
伝送あるいは記録・再生することを、特願昭５８−９７
６８７〜９号、特願昭５８−１６３０５４号、特願昭５
８−１６６２６７号あるいは特願昭５８−２１０３８２
号等において提案している。

これらの技術においては、各ブロック毎に少なくとも１
ワードの基準データ、例えばストレートＰＣＭデータを
設けており、この基準データに基いて例えば差分データ
を順次加算する等の演算処理を行うことによって、ブロ
ック内の元のサンプリングデータ（ストレートＰＣＭデ
ータ）を全て復元可能としている。これは主として、一
般に差分処理データを伝送する際に生ずるエラー伝播を
最小限に抑えるためであり、また、ブロック毎に予測処
理やコンパンディング処理を切り換える際のブロック境
界でのオーバーシュート等のエラーを防止するためであ
る。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、ビット圧縮率を極端に高くとる場合、例えば
１ワード１６ビットのデータを１ワード４ビットにまで
圧縮するような場合には、上記基準データの１ワードが
圧縮されたデータの４ワード分に相当するため、伝送効
率あるいは記録効率を高めようとすると、ブロック内に
上記基準データを設けずに伝送あるいは記録・再生する
ことが望ましい。

しかしながら、単なる差分出力を伝送する場合には、Ｓ
／Ｎ改善が不充分であったり、高域入力信号に対してＳ
／Ｎが劣化したり、あるいは伝送路上や記録・再生時等
にコード・エラーが発生した場合に異音が発生する等の
問題点がある。

本発明はこのような実情に鑑み、伝送ビットレートを極
端に低くできるとともに、Ｓ／Ｎ改善量の不足を補うこ
とができ、高域信号入力時のＳ／Ｎ劣化やコード・エラ
ー発生時の異音の発生等を防止し得るような信号伝送装
置の提供を目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕上述の問題点を解決するために、本発明の信号伝送装置
は、入力ディジタル信号を時間軸に沿って一定ワード数
毎にブロック化し、各ブロック毎の信号に対して予測誤
差を得るためのフィルタ、いわゆる差分処理フィルタを
介して伝送するとともに、上記差分処理フィルタとし
て、Ｎ次の予測器およびＮ次以下の予測器を用いて成る
複数の差分処理フィルタを予め設けておき、これらの各
差分処理フィルタからの出力の上記ブロック内の最大絶
対値（ピーク値）あるいは最大絶対値（ピーク値）に係
数を乗算したものを互いに比較し、その値が最小となる
差分処理フィルタを当該ブロックに対して選択すること
を特徴としている。

ここで、上記複数の差分処理フィルタのうちには、入力
されたディジタル信号をそのまま出力するフィルタ（フ
ラット・パス）を含んでいてもよい。

〔作用〕

上記複数の差分処理フィルタからの１ブロック分の各予
測誤差出力のそれぞれのピーク値（ブロック内最大絶対
値）のうち最小のピーク値を出力する差分処理フィルタ
が、当該ブロック内の入力ディジタル信号を最も効率よ
く差分処理するものであり、この差分処理フィルタを選
択することにより高効率の伝送が行える。また、ブロッ
ク内の各ピーク値に差分処理フィルタの次数等に応じた
所定の係数を乗算して（いわゆる重み付けして）比較す
ることにより、高次のフィルタよりも低次のフィルタや
入力信号をそのまま出力するフィルタ（フラット・パ
ス）を優先的にあるいはより頻繁に選択させ、高域信号
入力時のＳ／Ｎ劣化の改善やコード・エラー発生時の異
音発生の防止等も可能となる。

〔実施例〕

概略的な構成先ず、本発明が適用される信号伝送装置の一例となるオ
ーディオ・ビットレート・リダクション・システムの全
体の概略的な構成について、第１図を参照しながら説明
する。

この第１図のシステムは、送信側（あるいは記録側）の
エンコーダ１０と、受信側（あるいは再生側）のデコー
ダ３０とより成り、エンコーダ１０の入力端子１１に
は、アナログ・オーディオ信号を周波数ｆ_ｓでサンプリ
ングし、量子化および符号化を施して得られるオーディ
オＰＣＭ信号ｘ(n)が供給されている。この入力信号ｘ
(n)は、予測器１２および加算器１３にそれぞれ送られ
ており、予測器１２からの予測信号は、加算器１３に減算信号として送られている。したが
って、加算器１３においては、上記入力信号ｘ(n)から
上記予測信号が減算されることによって、予測誤差信号あるいは（広
義の）差分出力ｄ(n)、すなわち、が出力される。

ここで、予測器１２は、一般に過去のｐ個の入力ｘ（ｎ
−ｐ），ｘ（ｎ−ｐ＋１），…，ｘ（ｎ−１）の１次結
合により予測値を算出するものであり、ただしα_ｋ（ｋ＝１，２，…ｐ）は係数となる。したがって、上記予測誤差出力あるいは（広義
の）差分出力ｄ(n)は、と表せる。

また、本発明においては、入力ディジタル信号の一定時
間内のデータ、すなわち入力データの一定ワード数ｌ毎
にブロック化するとともに、各ブロック毎に最適の予測
フィルタ特性が得られるように上記係数α_ｋの組を選択
している。これは、後述するように、互いに異なる特性
の予測器、あるいは加算器も含めて差分出力（予測誤差
出力）を得るためのフィルタが複数設けられているとみ
なすことができ、これらの複数の差分処理フィルタのう
ちの最適のフィルタを上記各ブロック毎に選択するわけ
である。この最適フィルタの選択は、複数の各差分処理
フィルタからの出力のブロック内最大絶対値（ピーク
値）または最大絶対値（ピーク値）に係数を乗算した値
を、予測・レンジ適応回路２１において互いに比較する
ことによって行われ、具体的には各最大絶対値（または
その係数乗算値）のうち値が最小となるような差分処理
フィルタが当該ブロックに対して最適のフィルタとして
選択される。このときの最適フィルタ選択情報は、モー
ド選択情報として、予測・レンジ適応回路２１から出力
され、予測器１２に送られる。

次に、上記予測誤差としての差分出力ｄ(n)は、加算器
１４を介し、利得Ｇのシフタ１５と量子化器１６とより
なるビット圧縮手段に送られ、例えば浮動小数点（フロ
ーティング・ポイント）表示形態における指数部が上記
利得Ｇに、仮数部が量子化器１６からの出力にそれぞれ
対応するような圧縮処理あるいはレンジング処理が施さ
れる。すなわち、シフタ１５は、ディジタル２進データ
を上記利得Ｇに応じたビット数だけシフト（算術シフ
ト）することによりいわゆるレンジを切り替えるもので
あり、量子化器１６は、このビット・シフトされたデー
タの一定ビット数を取り出すような再量子化を行ってい
る。次に、ノイズ・シェイピング回路（ノイズ・シェイ
パ）１７は、量子化器１６の出力と入力との誤差分、い
わゆる量子化誤差を加算器１８で得て、この量子化誤差
を利得Ｇ^-1のシフタ１９を介し予測器２０に送って、量
子化誤差の予測信号を加算器１４に現存信号として帰還
するようないわゆるエラー・フィードバックを行う。こ
のとき、予測・レンジ適応回路２１は、上記選択された
モードのフィルタからの差分出力のブロック内最大絶対
値に基きレンジ情報を出力し、このレンジ情報を各シフ
タ１５および１９に送ってブロック毎に上記各利得Ｇお
よびＧ^-1を決定している。また、予測器２０についてて
は、予測・レンジ適応回路２１からの上記モード情報が
送られることによって特性が決定されるようになってい
る。

したがって、加算器１４からの出力ｄ′(n)は、上記差
分出力ｄ(n)よりノイズ・シェイパ１７からの量子化誤
差の予測信号(n)を減算したｄ′(n)＝ｄ(n)−(n) …………… となり、利得Ｇのシフタからの出力ｄ″(n)は、ｄ″(n)＝Ｇ・ｄ′(n) …………… となる。また、量子化器１６からの出力は、量子化の過程における量子化誤差をｅ(n)とする
と、となり、ノイズ・シェイパ１７の加算器１８において上
記量子化誤差ｅ(n)が取り出され、利得Ｇ^-1のシフト１
９を介し、過去のｒ個の入力の１次結合をとる予測器２
０を介して得られる量子化誤差の予測信号(n)は、となる。この式は、上述の式と同様の形となってお
り、予測器１２および２０は、それぞれシステム関数
が、のＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタである。

これらの〜式より、量子化器１６からの出力は、この式のｄ(n)に上記式を代入して、となり、この出力が出力端子２２を介して取り出される。ここで、上記のｚ変換をそれぞれとすると、となる。

なお、予測・レンジ適応回路２１からの上記レンジ情報
は出力端子２３より、また上記モード選択情報は出力端
子２４よりそれぞれ取り出される。

次に、受信側あるいは再生側のデコーダ３０の入力端子
３１には、上記エンコーダ１０の出力端子２２からの出
力が伝送され、あるいは記録・再生されることによって得
られた信号が供給されている。この入力信号は、利得Ｇ^-1のシフタ３２を介し加算器３３に送られて
いる。加算器３３からの出力は、予測器３４に送られて予測信号(n)となり、この
予測信号(n)は加算器３３に送られて上記シフタ３２
からの出力と加算される。この加算出力がデコード出力として出力端子３５より出力される。

また、エンコーダ１０の各出力端子２３および２４より
出力され、伝送あるいは記録・再生された上記レンジ情
報およびモード選択情報は、デコーダ３０の各入力端子
３６および３７にそれぞれ入力されている。そして、入
力端子３６からのレンジ情報はシフタ３２に送られて利
得Ｇ^-1を決定し、入力端子３７からのモード選択情報は
予測器３４に送られて予測特性を決定する。この予測器
３４の予測特性は、エンコーダ１０の予測器１２の特性
に等しいものが選択される。

このような構成のデコーダ３０において、シフとなる。ここで、予測器３４は、エンコーダ１０の予測
器１２に等しい特性が選択されることより、であるから、，式より、したがって、となる。ここで、伝送路や記録媒体にエラーが無いとし
て、とすると、上記式および式より、となる。

この式より、量子化誤差Ｅ(z)に対してＧ^-1のノイズ
低減効果が得られることが明らかであり、このときデコ
ーダ出力に現れるノイズのスペクトル分布をＮ(z)とす
ると、となる。

また、このようなシステムにおいて、上記Ｇは上記ブロ
ック内の最大絶対値に関係する値で正規化するように作
用するものであるが、このＧは周波数特性を有してい
る。ここで、説明を簡略化するために、上記Ｇを、Ｇ＝Ｇ_ｐ・Ｇ_ｆ …………… のような２つの要素Ｇ_ｐとＧ_ｆの積として表す。これら
の２つの要素のうち、Ｇ_ｐは上記予測フィルタ処理によ
り予測ゲイン、すなわち瞬時Ｓ／Ｎの改善量を意味し、
Ｇ_ｆは上記レンジング処理によるゲイン・コントロール
量、すなわちダイナミック・レンジの拡大量を意味す
る。したがって、Ｇ_ｐは、入力信号周波数に依存し、入
力信号レベルには依存しないのに対し、Ｇ_ｆは、入力信
号周波数には依存せず、入力信号レベルに依存すること
になる。またＧ_ｐは、のＳ／Ｎ改善量を有し、また予測誤差を得るための差分
処理フィルタの伝達関数１−Ｐ(z)の逆関数となるよう
な周波数特性を有しており、このときのノイズ・スペク
トルは上記式のようになる。Ｇ_ｆに関しては、上記ブ
ロック毎に選択されたモードにおけるブロック内最大絶
対値で正規化するような準瞬時圧伸に対応している。

このような概略構成を有するシステムにおいて、本発明
の要旨は、予測器１２と加算器１３とより成る予測誤差
出力あるいは差分出力を得るための差分処理フィルタと
して、Ｎ次の予測器およびＮ次以下の予測器を用いて成
る複数のフィルタを設け、各フィルタからの出力の上記
ブロック内最大絶対値または最大絶対値に係数を乗算し
たものを互いに比較し、その値が最少となるような差分
処理フィルタを選択するようにしたことである。この複
数の差分処理フィルタのうちには、ストレートＰＣＭデ
ータをそのまま出力するものも含まれる。

具体的な構成例次に第２図は、上記第１図に示したオーディオ・ビット
レート・リダクション・システムのエンコーダ１０のよ
り具体的な構成例を示し、第１図の各部と対応する部分
には同一の参照番号を付している。

この第２図において、上記予測器１２としては、複数
個、例えば４個の予測器１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ，１２
Ｄが設けられている。これらの予測器１２Ａ〜１２Ｄか
らの予測出力は、減算信号としてそれぞれ加算器１３Ａ
〜１３Ｄに送られ、元の入力信号から減算される。すな
わち、それぞれ４個ずつの予測器１２Ａ〜１２Ｄおよび
加算器１３Ａ〜１３Ｄにより、４系統の予測誤差を得る
ための４個の差分処理フィルタが構成されている。ここ
で、各予測器１２Ａ〜１２Ｄは、見かけ上それぞれ２次
の構成を有し、係数α_１，α_２として、予測器１２Ａが
K₁,K₂,同１２ＢがK₃,K₄,同１２ＣがK₅,K₆,同１２Ｄが
K₇,K₈を有しているが、所望の予測器の係数の少なくと
も１個を０とすることにより、１次以下の予測特性を得
ることができる。したがって、上記４個の差分処理フィ
ルタについても、見かけ上はそれぞれ２次差分をとる構
成となっているが、所望の差分処理フィルタについて１
次以下の差分をとる特性（ストレートＰＣＭデータを出
力するものも含む）を得ることが可能である。

これらの各差分処理フィルタからの出力、すなわち各加
算器１３Ａ〜１３Ｄからの出力は、それぞれｌワード遅
延回路４１Ａ〜４１Ｄおよび最大絶対値ホールド回路４
２Ａ〜４２Ｄに送られており、ｌワード遅延回路４１Ａ
〜４１Ｄからの各出力は、モード切換スイッチ回路４３
の各被選択端子ａ〜ｄに送られている。すなわち、前記
１ブロックがｌワードであるから、ｌワード遅延回路４
１Ａ〜４１Ｄにおいては１ブロック分の遅延が行われ、
この遅延が行われている間に、各最大絶対値（ピーク）
ホールド回路４２Ａ〜４２Ｄにおいて前記ブロック内最
大絶対値が検出されるわけである。これらのブロック内
最大絶対値は、予測・レンジ適応回路２１に送られて互
いに比較され、その値が最小となるものが選択される。
このとき、各ブロック内最大絶対値にそれぞれ所定の係
数を乗算していわゆる重み付けを行つた後に比較しても
よい。予測・レンジ適応回路２１は、上記各差分処理フ
ィルタからのそれぞれ１ブロック分のデータのうちの上
記最小のブロック内最大絶対値が得られる１ブロック分
のデータを選択するためのモード選択情報を出力し、こ
のモード選択情報が切換スイッチ回路４３に送られるこ
とによって、上記選択された１ブロック分のデータを出
力する遅延回路への切換接続が行われる。切換スイッチ
回路４３からの出力は、加算器１４に送られる。また、
予測・レンジ適応回路２１からの上記モード選択情報
は、予測器２０および出力端子２４にも送られている。
ここで、予測器２０は、例えばデコーダ出力に現れるノ
イズ（前記式参照）をホワイトとするために、予測器
１２Ａ〜１２Ｄのうちの上記選択されたものに等しい特
性のものが選択される。すなわち、予測器２０も見かけ
上２次の予測器構成を有しており、係数β_１，β_２に対
応する係数Ｋａ，Ｋｂは、予測器１２Ａ〜１２Ｄの各係
数の組K₁,K₂〜K₇,K₈のうちの上記モード選択により指定
された差分処理フィルタの予測器の係数に等しいものが
選ばれる。

また、第３図に示されたデコーダ３０の具体例におい
て、予測器３４は、第２図の予測器１２Ａ〜１２Ｄに対
応して見かけ上２次の構成を有しており、各係数Ｋｃ，
Ｋｄとしては、上記予測器１２Ａ〜１２Ｄの係数の組
K₁,K₂〜K₇,K₈のうちのいずれか一組が入力端子３７から
のモード選択情報に応じて選択されるようになってい
る。

これらの第２図および第３図の他の構成は、前述した第
１図と同様であるため、説明を省略する。

なお、以上のような具体的構成を有するエンコーダ１０
やデコーダ３０のハードウェア構成としては、例えば複
数個の予測器１２Ａ〜１２Ｄ等を現実に設ける必要はな
く、１個の予測器の係数を時分割的に切り換えて用いれ
ばよく、さらには、エンコーダ１０やデコーダ３０全体
をＤＳＰ（ディジタル信号プロセッサ）やメモリ等から
成るシステムによりソフトウェア的に実現できることは
勿論である。

第１の実施例ここで、本発明の第１の実施例として、入力端子１１に
供給されるオーディオＰＣＭ信号のサンプリング周波数
ｆ_ｓを18.9kHzとし、１ワード１６ビットで１ブロック
のワード数ｌを２８ワードとし、量子化器１６におい
て、１ワード４ビットのデータに再量子化する場合につ
いて詳細に説明する。このときの上記２次の予測器１２
Ａ〜１２Ｄの各係数の組K₁,K₂〜K₇,K₈としては、例え
ば、１２Ａ：K₁＝1.8426，K₂＝-0.8649 １２Ｂ：K₃＝0.875 ，K₄＝０１２Ｃ：K₅＝1.5155，K₆＝-0.81 １２Ｄ：K₇＝０，K₈＝０のように予め設定しておく。このときの上記各モードの
差分処理フィルタの伝達関数１−Ｐ(z)は、Ａ：１−1.8426z^-1＋0.8649z^-2 Ｂ：１−0.875z^-1 Ｃ：１−1.5155z^-1＋0.81z^-2 Ｄ：１となり、これらの各差分処理フィルタの周波数特性は、
第４図の各曲線Ａ〜Ｄのようになる。

すなわち、特性曲線Ａに対応する差分処理フィルタ（予
測器１２Ａと加算器１３Ａとより成る）が２次差分ＰＣ
Ｍモードに相当するフィルタであり、低域の予測ゲイン
すなわち瞬時Ｓ／Ｎの改善量が大きい。特性曲線Ｂに対
応する差分処理フィルタ（予測器１２Ｂおよび加算器１
３Ｂ）は１次差分ＰＭＣモードに相当するフィルタであ
り、また、特性曲線Ｃに対応する差分処理フィルタ（予
測器１２Ｃおよび加算器１３Ｃ）は中域の予測ゲインが
大きくなっている。予測器１２Ｄおよび加算器１３Ｄよ
り成る差分処理フィルタは、係数K₇,K₈が共に０である
ことにより、第４図の特性曲線Ｄに示すように、周波数
特性を持たず基準利得１のいわゆる単なるフラット・パ
ス特性となっており、ストレートＰＣＭモードに相当し
ている。

第５図は、１ブロック毎に伝送されるワード構成の具体
例を示し、再量子化された１ワード４ビットで２８ワー
ドのオーディオ・データ・ワードＷ_０〜Ｗ₂₇と、１ワー
ド１６ビットから４ビットへのブロック毎の再量子化の
際の４ビットの取り出し位置を示すいわゆるレンジ情報
ワードＷ_Ｒと、上記４つのフィルタに対応する４モード
のうちのいずれが選択されたかを示すモード選択情報ワ
ードＷ_Ｍとが１ブロック毎に伝送される。したがって、
伝送されるオーディオ・データ１ワード当りの平均ビッ
ト数は、（４×２８＋４＋２）÷２８≒4.214〔ｂｉｔ〕となる。

この第４図において、単一の正弦波信号が入力される場
合には、入力信号周波数が０からf₁までは特性曲線Ａの
フィルタが、周波数がf₁からf₂までは特性曲線Ｃのフィ
ルタが、また周波数がf₂からf_s／２程度までは特性曲線
Ｄのフィルタがそれぞれ選択される。なお入力信号の周
波数f_s／２以上については、いわゆるエリアシング防止
のため、Ａ／Ｄ変換前にＬＰＦ（ローパスフィルタ）に
より予め除去されることは勿論である。このようにして
選択された各フィルタの周波数応答がその周波数での予
測ゲインすなわち瞬時Ｓ／Ｎの改善量となり、周波数に
対する瞬時Ｓ／Ｎの改善量は第４図の斜線部のようにな
る。

ただし、実際のオーディオ入力信号は複合スペクトルの
信号であるため、上述のような明瞭な境界による選択は
行われず、特性曲線Ｂのフィルタも比較的頻繁に使用さ
れる。

また、上述のフィルタ選択は、各モードのフィルタから
のブロック内最大絶対値（ピーク値）をそのまま比較し
た場合に行われるものであるが、各モードのブロック内
ピーク値に対してそれぞれ所定の係数を乗算して比較す
ることにより、低次のフィルタあるいはストレートＰＣ
Ｍデータを出力するフィルタをより多く選択するように
してもよい。この場合、上記係数の一例としては、特性
Ａのフィルタからの２次差分ＰＣＭデータのピーク値に
は係数２を乗算し、特性Ｄのフィルタからのストレート
ＰＣＭデータのピーク値には係数0.7を乗算し、他のフ
ィルタからのデータのピーク値には係数１を乗算して
（あるいは係数を乗算せずに）、各値を互いに比較し、
その値が最小となるようなフィルタを選択する。このよ
うな係数の乗算は、第４図のグラフ内の対応する特性曲
線を縦軸方向に平行移動させる（レスポンス値を変え
る）ことに対応し、例えば特性曲線Ａのフィルタからの
ピーク値に係数２を乗算することは、特性曲線Ａを第４
図内で約６ｄＢ上方に平行移動させることに相当する。
したがって、結果的には、フィルタ切換周波数f₁やf₂が
低周波側に移行することになり、特性Ａのフィルタに比
べて特性Ｃのフィルタがより頻繁に、また特性Ｃのフィ
ルタに比べて特性Ｄのフィルタがより頻繁に選択される
ことになる。このように低次のフィルタの使用頻度を上
げることにより、伝送路のコードエラーに対し、その影
響を抑えることができる。

なお、デコーダ側では、入力された１ブロック分のオー
ディオ・データ・ワードＷ_０〜Ｗ₂₇が上記レンジ情報ワ
ードＷ_Ｒのデータに基いてシフタ３２によりブロック単
位で伸張処理あるいはエンコーダ側とは逆のレンジング
処理が施され、次に加算器３３と予測器３４より成るフ
ィルタにおいて、上記モード選択情報ワードＷ_Ｍのデー
タに基いてブロック単位で逆予測処理が施され、元のス
トレートＰＣＭデータが復元される。

この第１の実施例のシステムによれば、低〜中程度の忠
実度の音質の伝送が可能となり、通常の音声信号等を極
めて低いビットレート（１ワード当り4.214ビット、１
チャンネル当りの伝送ビットレート約79.6ｋビット／
秒）で伝送することができる。

第２の実施例次に、中〜高忠実度（ミドル〜ハイ・ファイ）の音質で
の音楽信号伝送が可能なシステムの例として、第４図の
特性曲線Ａ，Ｂ，Ｄに対応する予測係数を有する３種類
のフィルタを用い、サンプリング周波数f_sを上記第１の
実施例の倍の37.8kHzとする場合について説明する。他
の具体的数値および具体的構成は、上記第１の実施例と
同様とする。

この場合、上記３種類のフィルタの周波数特性は、サン
プリング周波数f_sが倍となったことに伴って、第６図の
特性曲線Ａ，Ｂ，Ｄのようになる。すなわち、特性曲線
ＤはストレートＰＣＭモードに、特性曲線Ｂは１次差分
モードに、特性曲線Ａは２次差分モードにそれぞれ対応
する。

ところで、量子化器１６において１ワード１６ビットか
ら４ビットへの再量子化を行う際に、所定位置の４ビッ
トを取り出すわけであるが、このときシフタ１５では、
ノイズ・シェイピング処理前のデータすなわち選択され
たモードのブロック内ピーク値に基いてレンジ（ビット
・シフト量）が決定されるため、ノイズ・シェイパ１７
からのフィードバック・エラーが加算器１４にて重畳さ
れることにより、特にレンジング処理の際に取り出され
るビットの最大値に近いデータ入力時において、データ
がオーバーフロウする虞れがある。

これを防止するため、選択されたモードのブロック内の
ピーク値（最大絶対値）に対して所定の１以上の係数γ
を予め乗算し、この乗算結果をピーク値とみなしてレン
ジング位置すなわち１６ビット中の４ビットの取り出し
位置を決定する。このように、真のピーク値の上記所定
数γ倍の値によってレンジング位置が決定されるため、
ノイズ・シェイパ１７からのエラーが帰還されても、上
記オーバーフロウが発生しにくくなる。この場合、上記
係数γは、選択されたモードの予測器特性に応じて設定
しておくことが好ましい。

ここで、ノイズ・シェイパ１７内の予測器２０は、差分
処理用の予測器１２Ａ〜１２Ｄに等しい特性のものがモ
ード選択に応じて選択されることにより、ストレートＰ
ＣＭモード時には、第２図の係数Ｋａ，Ｋｂが共に０と
なり、エラー・フィードバック量が０となってノイズ・
シェイピングの影響はなく、係数γ＝１とすればよい。
また、１次差分モード時には、ノイズ・シェイピング処
理を施した後のエンコーダ出力でのノイズ・スペクトル
が第６図の特性曲線Ｂに等しくなる点を考慮して、γ≒
1.14とすればよく、２次差分モード時には、第６図の特
性曲線Ａを考慮して、γ≒1.33とすればよい。

すなわち、上記１次差分モード選択時において、エンコ
ーダ出力でのノイズ・スペクトルは概略第７図のように
なる。これは、４ビットで再量子化するときの瞬時Ｓ／
Ｎが約２４ｄＢであることにより、フル・スケール（４
ビットで表現可能な最大レベル）を基準の０ｄＢとする
とき、ノイズ・シェイピング前のノイズ・レベルが−２
４ｄＢとなり、これに１次予測のエラー・フィードバッ
クによるノイズ・シェイピング処理が施されて、第７図
の斜線部に示すようなスペクトル分布のノイズ・レベル
となる。したがって、周波数f_s／２近傍のノイズ・レベ
ルはノイズ・シェイピング前のレベルに比べて約６ｄＢ
持ち上げられることになり、これが上記オーバーフロウ
を起こす原因となる。これは、ノイズ・シェイピング前
の量子化ノイズの振幅分布が上記再量子化された４ビッ
トのＬＳＢのビット内でランダムであることより、これの１次差分を
とるときのノイズの最大振幅は、より±１ＬＳＢとなり、これがf_s／２付近での約６ｄＢ
の持ち上りに対応する。したがって、無入力時でも＋６
ｄＢのノイズを伝送することになり、４ビットのフル・
スケールの０ｄＢに対してf_s／２付近で約−１８ｄＢの
位置にノイズのピーク値が存在し得ることになる。ここ
で、−１８ｄＢは約0.125であるから、信号のピーク値
を１−0.125、すなわち0.875倍に抑えれば、ノイズ・シ
ェイピングによるオーバーフロウを未然に防ぐことがで
きる。したがって、レンジング位置決定のためのピーク
値に対する乗算係数γとしては、１／0.875≒1.14とす
ればよい。

次に、上記２次差分モード選択時のレンジング位置決定
用のピーク値に対する乗算係数γについては、第６図の
特性曲線Ａのf_s／２付近での持ち上りが約＋１２ｄＢで
あることより、４ビット再量子化のフル・スケール０ｄ
Ｂに対してノイズ・レベルのピーク値は約−１２ｄＢの
位置に存在し得ることになる。−１２ｄＢは約0.25であ
るから、信号のピーク値を１−0.25＝0.75倍に抑えるこ
とによって、ノイズ・シェイピングによるオーバーフロ
ウを防止でき、上記係数γは１／0.75より約1.33とな
る。

ところで、信号が急激に変化することによって、再量子
化の際のレンジング位置が急激に変化する場合に、前の
ブロックのノイズが次のブロックにくり越されることに
よってオーバーフロウを生ずることがある。これは特
に、ブロックの境界近傍で信号レベルが急激に低下した
場合に生じ易く、このとき、レンジング位置すなわち再
量子化のための４ビット取り出し位置は、例えば第８図
Ａ，Ｂに示すように、１６ビット中のＭＳＢ側からＬＳ
Ｂ側に急激に移動するが、前ブロックのデータ（第８図
Ａ）のエラー分が次のブロックのデータ（第８図Ｂ）に
そのまま帰還されることによって、再量子化により取り
出される４ビットのデータかオーバーフロウしてしま
う。これは、シフタ１５の利得Ｇとしては、前ブロック
で小さかったものが次のブロックで急激に増大すること
に相当する。

そこで、オーバーフロウを許容して、オーバーフロウが
発生したときには、再量子化４ビットで表現可能な正又
は負の最大値に固定していわゆるクリッピングすること
により、符号の反転を防ぐとともに異音の発生を最小限
に抑えることが望ましい。

また、このクリッピング処理に先立ち、レンジが小さく
なる（利得Ｇが大きくなる）ときのビット取り出し位置
の移動に制限を加え、例えば第８図Ｃに示すように、前
ブロックの位置より１ビットだけＬＳＢ側に移動した位
置をビット取り出し位置あるいはレンジング位置とす
る。

このように、レンジング位置が元の１６ビットのデータ
のＭＳＢ側からＬＳＢ側に移動するときの移動量に制限
を加えることにより、急激なレンジの変化が防止でき、
ノイズ・シェイピングによるオーバーフロウの大きさを
小さくできる。

ここで、最もオーバーフロウの生じ易い、すなわち最も
急峻なノイズ・シェイピング処理を行っている上記２次
差分モード選択時のレンジング位置移動の制限作用につ
いて説明する。

この２次差分モード選択時におけるエンコーダ出力での
ノイズ・スペクトル分布は、第６図の特性曲線Ａと同様
の曲線形状に表われ、ノイズ・シェイピング前に比べて
f_s／２付近のノイズのピーク値は略４倍すなわち約＋１
２ｄＢだけ持ち上げられる。したがって、再量子化デー
タの４ビットによるフル・スケールを０ｄＢとすると
き、ノイズのピーク値は−１２ｄＢの位置に存在し得る
ことになり、0.25をノイズが占めることになる。次に、
レンジング位置の移動については、上述のように、１ブ
ロックにつきＬＳＢ側に１ビット以内にするという制限
があるため、次のブロックにおいて帰還されるノイズの
大きさは、このときのフル・スケールを０ｄＢとして、
最大でも上記１ビット分の−６ｄＢ、すなわち0.5であ
る。なお、上記制限を設けない場合には、レンジの変化
ステップが最大１２ビットあることより−１２＋６×１
２＝６０、すなわち約６０ｄＢのノイズが伝播されるこ
とになる。これに対して、上記制限を設けた場合には、
過渡部で最大でも0.5をノイズが占めることになり、信
号に対し上記乗算係数γを設定しない（γ＝１とする）
場合でも、信号の最大値１とノイズの最大値0.5との和
1.5、すなわち約＋3.5ｄＢのオーバーフロウですむ。

次に、このようなオーバーフロウの大きさを制限したの
ちに、上述のようなクリッピング処理を行う。

ここで、クリッピング処理とは、上記オーバーフロウが
生じたときに、再量子化によって取り出される４ビット
の正又は負の最大値にデータを固定あるいはクリッピン
グすることにより、符号の反転を防止し、エラーを小さ
く抑えるものであるが、この時発生したエラー、すなわ
ち真の値とクリップした上記正又は負の最大値との差を
帰還（エラー・フィードバック）し、次回にくり越すこ
とにより、すなわち通常のエラー・フィードバックをそ
のまま行なうことにより、クリップによる歪等の悪影響
はほとんど発生しないことが確認されている。

これに対して、上記クリップ時にエラーの帰還を停止し
てしまうと、一時的にノイズ・シェイピングがかからな
くなり、デコーダ出力には大レベルの低域ノイズ、すな
わちデコード・フィルタの特性に応じたノイズが発生
し、その歪が伝播するため、聴感上非常に問題となる。

このようなクリッピング処理時のエラー・フィードバッ
クの有無による作用上の差異について以下説明する。

ここで説明を簡略化するために、第９図に示すような１
次のノイズ・シェイピングを行う場合について考察す
る。

この第９図において、シフタ１５からの出力ｄ″(n)
は、量子化器１６において１６ビットから４ビットに再
量子化されて出力ｄ(n)となり、オーバーフロウ時の
クリッピング回路（クリッパ）２６を介して出力となるものとする。また、量子化器１６への入力ｄ″
(n)とクリッパ２６からの出力の誤差分である量子化ノイズあるいはエラーｅ(n)は、
ノイズ・シェイパ１７においてシフタ１９を介し、１ワ
ード遅延手段２７を介して加算器１４に減算信号として
供給されている。

なお、この第９図の構成を要部とするエンコーダに対し
て、デコーダの要部は、第１０図に示すように構成さ
れ、予測器３４は１ワード遅延手段２８より成ってい
る。

いま、時間経過に伴って任意の一ブロック（第１のブロ
ック）から次のブロック（第２のブロック）に移る際
に、信号のピーク値が小さくなり、シフタ１５の利得Ｇ
がＧからＧ・ｇ（ただしｇ＞１）に変化する場合に、上
記第１のブロックの最終のエンコーダ出力データを、とするとき、デコーダのシフタ３２からの出力となる。次に、上記第２のブロックの先頭のエンコーダ
出力データとなる。ここで、デコーダ出力を考えるに際し、とすると、式より、また、この式と式より、となる。これら，式で示されるように、オーバーフ
ロウのないときには、ブロック間の干渉は一切発生せ
ず、前ブロックの大きな量子化誤差が後続のブロックに
尾を引くことはない。

次に、上記第２のブロックの先頭ワードでオーバーフロ
ウを起こした場合において、上記式のｅ(n)・ｇの項
がオーバーフロウの原因となるわけであるが、ここでオ
ーバーフロウが生じクリップさせたときのエラー分をＥ
として式を書きなおすと、よって上記式は、となる。また、上記式のデコーダ出力は、となり、この式と上記式との差は、Ｅ・Ｇ^-1・ｇ^-1 …………… で、これがクリップによるデコーダ出力に表れる歪であ
る。

次に、クリップによるエラー伝播については、上記式
で発生したエラーを通常通りフィードバックする場合
に、ｎ＋２に対応するエンコード出力は、この式と式より、デコーダ出力は、となり、Ｅの影響はなくなる。これに対して、上記式
で発生したエラーをフィードバックしない場合には、この式と上記式より、デコーダ出力は、となるから、結果として、Ｅ＋ｅ（ｎ＋１）を帰還しな
かったことによる影響が伝播することになる。

以上の考察の結果からも明らかなように、クリッピング
によるエラーも、通常の量子化誤差と同様にフィードバ
ックする方が良いことがわかる。この場合、オーバーフ
ロウを起こしたワードのみが上記式のＥ・Ｇ^-1・ｇ^-1
なる歪を発生するだけですみ、エラーが後続ワードに伝
播することはない。

次に、上記レンジング位置すなわち再量子化ビットの取
り出し位置がＬＳＢ側に移動するときの移動量に制限を
加えることの効果について説明する。

先ず、クリッピングによるエラー分を次のワードにフィ
ードバックすることは上記式に示されている。この
式中で帰還されるエラーとしては、｛ｅ（ｎ＋１）＋
Ｅ｝・Ｇ^-1・ｇ^-1の項であり、これがｎ＋２のワードで
オーバーフロウを引き起こす原因となり得る。すなわ
ち、前記第８図Ｂのように急激に再量子化ビット取り出
し位置（レンジング位置）がＬＳＢ側に移動した場合に
は、ただし、Ｆｓは現在のブロックの量子化ビットで表現可
能なフルスケールの大きさとなることがあり、ｎ＋１の
ワードでのエラー分Ｅをｎ＋２のワードで吸引しきれず
に、連続してオーバーフロウを起こしてしまうわけであ
る。このようにして、次々とオーバーフロウによるエラ
ーが伝播し、大きな歪となる。この様子を第１１図に示
す。この第１１図においては、上記レンジング位置が急
激にＬＳＢ側に移動したときのブロック内の先頭ワード
をＷ_０としており、このワードＷ_０のデータＤ_０に前ワ
ード（前ブロックの最終ワード）についての量子化誤差
（エラー）が重畳されて真の値Ｐ_０となるわけである
が、この真の値Ｐ_０は現在のブロックの再量子化ビット
で表現可能なフル・スケールＦＳの範囲を越えてオーバ
ーフロウとなるため、上記クリッピング処理が施され
て、出力値Ｑ_０は正の最大値にはりつけられる。このと
きの量子化誤差Ｅ_０は、出力値Ｑ_０−真の値Ｐ_０であ
る。このエラーＥ_０の符号を反転したもの、すなわち−
Ｅ_０が次のワードＷ_１のデータＤ_１に重畳されて真の値
Ｐ_１となるが、この真の値Ｐ_１もフル・スケールＦＳを
越えてオーバーフロウとなるため、出力値Ｑ_１は正の最
大値にクリップされる。このようにしてエラーが伝播す
る。なお、第１１図においては、図示の都合上、ブロッ
ク先頭ワードＷ_０のエラー重畳された真の値Ｐ_０をフル
・スケールの数倍以内にしているが、実際にはＷ_０に帰
還されるエラーは、フル・スケールの約１０００倍（約
６０ｄＢ）となる可能性もあり、エラー伝播が長時間に
渡って接続することもある。

これに対して、上述のようにレンジング位置（再量子化
ビットの取り出し位置）がＬＳＢ側に移動するときの移
動量を例えば１ビットに制限する場合には、第１２図に
示すように、ブロック先頭ワードＷ_０で帰還されるエラ
ーが小さく抑えられ、短時間でエラー伝播が解消され
る。したがって、デコーダからの出力信号の歪が小さく
抑えられ、テンポラル・マスキング効果と相まって、聴
感上何ら支障のない信号伝送が可能となる。

第３の実施例次に、上述した第２の実施例をさらに高品質にした高忠
実度伝送が可能な第３の実施例について説明する。

この第３の実施例においては、量子化器１６における再
量子化ビット数を８ビットとし、差分処理フィルタとし
ては、１次差分ＰＣＭデータを出力するものとストレー
トＰＣＭデータを出力するものとの２種類を用いてい
る。サンプリング周波数f_sは、第２の実施例と同様に3
7.8kHzとしており、１次差分フィルタの特性曲線は前記
第６図の曲線Ｂに等しくなる。他の条件および構成は、
上述した第２の実施例と同様である。

この第３の実施例の場合には、再量子化されたオーディ
オ・データ・ワードが８ビットであるため、第２の実施
例に比べてより高品質の信号伝送が行なえる。なお、伝
送されるデータのビットレートは、１ワード当り平均8.
214ビットで、１チャンネル当り約310.5ｋビット／秒と
なる。

ところで、本発明においては、f_s／６以下の低域の予測
ゲインＧ_ｐがｄＢ表示で負とならないようなフィルタの
みを用いており、いわゆる和分フィルタは用いていな
い。これは、広帯域の音楽信号においては、高域信号の
みが単独で存在することは非常にまれであり、常に低・
中域信号の存在を考慮した差分処理フィルタが適当なた
めである。

なお、本発明上記実施例のみに限定されるものではな
く、入力ディジタル信号のサンプリング周波数、１ワー
ドのビット数、１ブロック内のワード数、フィルタの最
高次数Ｎや種類数、あるいは再量子化ビット数等は任意
に設定できることは勿論である。

〔発明の効果〕

本発明の信号伝送装置によれば、高次差分ＰＣＭ、１次
差分ＰＣＭ、ストレートＰＣＭの各データを出力する複
数個の差分処理フィルタを用い、これらを適応的に切換
選択しているため、効率的なビットレート低減が行え、
信号の品質を劣化させることなく極めて低いビットレー
トでの信号伝送が可能となる。また、ストレートＰＣＭ
データの出力モードも切換選択できるため、高域信号入
力時のＳ／Ｎ劣化や、エラー発生時の過大な誤差電力の
発生も解決できる。

また、選択されたフィルタからの出力のブロック内のピ
ーク値（最大絶対値）に係数γ（γ≧１）を乗算し、こ
の乗算された値に基いてレンジング位置すなわち再量子
化ビットの取り出し位置を決定することにより、ノイズ
・シェイピング処理によるフィードバック・エラーが重
畳されても、オーバーフロウが起こりにくくなる。

さらに、入力信号レベルがブロックの境界付近で急激に
低下し、レンジング位置すなわち再量子化ビットの取り
出し位置がＬＳＢ側に急激に移動しようとする際に、こ
の移動量に制限を加えることにより、再量子化ビットの
オーバーフロウによるエラーを小さく抑えることができ
る。このとき、再量子化ビットがオーバーフロウしたと
きに、正または負の最大値でクリッピングし、このとき
のエラーをフィードバックしてノイズ・シェイピング処
理を施すことにより、エラー伝播を抑えて異音の発生等
による悪影響を有効に防止することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る信号伝送装置が適用されるシステ
ム全体の概略的構成を示すブロック回路図、第２図およ
び第３図は第１図のエンコーダおよびデコーダのより具
体的な構成例をそれぞれ示すブロック回路図、第４図は
複数の差分処理フィルタの周波数特性を示すグラフ、第
５図は１ブロック内の伝送ワード構成の一例を示す図、
第６図は他の具体例に用いられる複数の差分処理フィル
タの周波数特性を示すグラフ、第７図はノイズ・シェイ
ピング処理されたノイズのスペクトル分布を示すグラ
フ、第８図は再量子化の際のレンジング位置の移動を説
明するための図、第９図はエンコーダの要部を示すブロ
ック回路図、第１０図はデコーダの要部を示すブロック
回路図、第１１図および第１２図は再量子化の際のオー
バーフロウによるエラー伝播を説明するための図であ
る。１０……………………エンコーダ１２，１２Ａ〜１２Ｄ，２０，３４……予測器１５，１９，３２……シフタ１６……………………量子化器１７……………………ノイズ・シェイパ２１……………………予測・レンジ適応回路３０……………………デコーダ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力ディジタル信号を時間軸に沿って一定
ワード数毎にブロック化し、各ブロック毎の信号に対し
て予測誤差を得るためのフィルタを介して伝送するとと
もに、上記フィルタとして、Ｎ次の予測器およびＮ次以
下の予測器を用いて成る複数のフィルタを設け、各フィ
ルタからの出力の上記ブロック内の最大絶対値あるいは
最大絶対値に係数を乗算したものを互いに比較し、その
値が最小となるフィルタを選択することを特徴とする信
号伝送装置。
【請求項２】上記複数のフィルタのうち、少なくとも一
つは、概略ストレートＰＣＭデータを出力するフィルタ
を設けて成ることを特徴とする特許請求の範囲第(1)項
記載の信号伝送装置。