JPS5996891A - 交流モ−タの制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 不発、明は、交流モータの速度ループ演算と電流ループ
演算とをマイクロプロセッサによって演算し、交流モー
タを制御する交流モータの制御方式に関し、特に速度及
び電流ループの応答特性を向上せしめることの出来る交
流モータの制御方式に関する。

交流モータをサーボ制御するのに、近年マイクロプロセ
ッサ等の演算回路が用いられている。マイクロプロセッ
サでは、指令速度と交流モータの実速度との差速度から
電流指令を演算する速度ループ演算と、電流指令と交流
モータの電機子電流との差に基き、サーボモータの電流
駆動回路への指令を演算する電流ループ演算とを少なく
とも実行する必要がある。

サーボモータの動作特性を望ましいものとする逆起電力
による速度と電流の干渉があるため、前記速度ループ演
算と電流ループ演算は独立させることができず、所定サ
ンプリング周期で両演算を実行しなければならないので
、マイクロプロセンサの処理時間の上での負担となって
いた。

しかも速度ループ演算を電流ループ演算に比し長い周期
毎に実行したとしても、速度ループの応答特性が劣化し
てしまうという問題も生じていた。

従って、本発明の目的は、電流ループの応答特性を向上
せしめしかも速度ループの応答特性をも向上せしめるこ
とのできる交流モータの制御方式を提供するにある。

以下、本発明を図面に従い詳細に説明する。

電流ループが応答特性の早いものが要求される交流モー
タとして同期モータがある。

この様な同期モータにおいては、トルクを一定に制御す
る必要があり、このため、ステータである電機子巻線に
は、ロータにより誘起される誘起起電力と同相の電流を
流す様に制御する技術が開発されている。この技術を、
第１図に示す同期モータの構成図を用いて説明すると、
永久磁石であるロータ１の磁界のｑ軸よりθの角度の位
置での磁束密度Ｂは、 Ｂ＝　Ｂｍ　ｓｉｎθ　　　　　　　　　　・・・・・
・・・・（１）となる。

又、図のステータ２の８巻線と鎖交する磁束φは１ φ＝−φｍＣＯ５θＣ・・・・・・・・・（２１となる
。（但し、φｍはロータ１のｑ軸上での磁束とする。） 従って８巻線の誘起起電力ｅ１は、 ｄφ ’　　　ｄｉ ニーφｍ　−ｐ　−（ｃｌｎｌｊｓｉｎθ　　　　ｅ・
・・・・−・・（３）となる。（但し、θ＝Ｐθｍ＝Ｐ
・ωｍ−ｔとするＯ）同様にして８巻線と各々−π、Ｔ
πの角度に配置されたステータ２のｂ巻線、Ｃ巻線の誘
起起電力Ｑ２１　ｅ３は、 ｅ２−一φｍ　−）’　・０ｍ　−ｓｉｎ　（θ−了π
’）　　・・・・−・−（４）ｅ３ニーφｒｎｌＰ・０
ｍ・５Ｉｎ（θ−Ｔπ）・・・・・・１帝・（５）とな
るっ ここで、各電機子巻線ａ、ｂ、ｃに流す電流をｉｌ。

ｉ２．ｉ３　とすると、係る３相同期モータの出力トル
クＴは、 Ｔ＝７−（ｅｌ−ｉ１＋ｅｌ−ｉ２＋ｅ３−ｉ３）　−
−−−−−（６）で表現されるから、（３）　、　（４
）　、　（５１式を（６）式に代入して１ ２ ’Ｉ’＝−−φｍ−Ｐ　−ωｍｌ　ｉｌ−ｓｉｎθ＋１
２−ｓｉｎ（θ−ｓ　ｘ　）となる。トルクＴを一定に
するには、角度Ｏに依存しない様にすれば良いから、 （但し、■は電流の振幅である。） とすれば、（７）式のトルクＴは、 １　　　　　　　　　　　　　　　　　２　　　　　　
　　　　　４Ｔ　＝　７Ｋ　（１ｓ　ｉｎ　２θ＋ｌ　
ｓｉｎ　”（θ−−−π）＋　Ｉ　ｓｉｎ　２（θ−丁
π））＝−Ｋ１ ２　　　　　　　　　　　　　　・・・・・・・・・（
９）となり、トルクＴはロータ１の回転位置によらず一
定となる。

この様な制御を行うためには、同期モータのロータ角度
を検出し、これによって各電機子電流の値を制御するこ
とが必要となる。

しかしながら、各電機子巻線の電流が理想値よりφ０だ
け遅れていると、各ｔａ子巻線の電流１１゜ｉ２．　　
凰、　は　、 ｉ、　＝　１ｓｉｎ　（θ−φ０） ｉ３＝　１ｓｉｎ　（θ−Ｔπ−φ０）となるから、出
力トルクＴは ’ｌ　＝　　Ｋ　ｌ　ｓｔｎ　（２＋φ。）　　　　　
　・・・・・・・・・　叫となって、トルクが減少する
ことになる。

この様に、同期モータのトルク一定制御をするためには
、電流指令に対する実際の電流の応答性を良好にするこ
とが必要となる。即ち、第２図の同期モータの従来の制
御回路ブロック図に示す様に、同期モーター０１の実回
転速度Ｖを検出し、指令速度ＶＣＭＤとの差を演算器１
０５で求め、得られた差速度を速度ループ演算回路１ｏ
６で電流指令ｌに変換後、同期モータ１に流れる実電流
ｉとの差を演算器１１０で求め、この差電流を電流ルー
プ演算回路１１３で演算し、パルス幅変調兼インバータ
回路１１５で電力増幅して同期モータ１０１に与える様
に構成されている。

これをマイクロプロセッサで実行するには、演算器１０
５から電流ループ演算器１１３の動作を演算処理により
実行すればよく、この実行を電流ループの応答特性に応
じたサンプリング周期で行う必要がある。しかし、サー
ボモータには逆起電力による速度と電流の干渉があるた
め、前記電流ループ演算と速度ループ演算を独立させる
ことができず、所定サンプリング周期で両演算を実行し
なければならないので、マイクロプロセッサの処理時間
上での負担となっていた。

そこで、本発明では、電流ループを速度ループから独立
に動作可能とすると共に電流ループ演算の周期を速度ル
ープ演算の周期より小さくシ、逆に言えば、速度ループ
演算の周期は大きくして・マイクロプロセッサの負荷を
軽減して、電流ループ演算の周期を小さくしている。

更に、本発明では、このように周期が大きくされた速度
ループ演算の応答性を向上せしめるため、速度ループに
電機子電流成分をフィードバックしており、しかもこの
電機子電流成分を１サンプリング前の電流指令から予測
しマイクロプロセッサの処理時間増大を防止している。

第４図は本発明の原理説明ブロック図であり、図中、第
２図と同一のものは同一の記号で示してあり、１２０は
加算器、１２１は乗算器であり、速度フィードバックを
構成するものであるｏＭＰｌは第１のマイクロプロセッ
サであり、演算回路１０５、速度ループ演算ａ１０６の
動作を周期Ｔ２で演算処理によって行なうものであり、
ＭＰ２は第２のマイクロプロセッサであり、演算回路１
１０、電流ループ演算器１１３、加算器１２０の動作を
周期Ｔ１で演算処理するものである。そして、各マイク
ロプロセッサＭＰ！、　ＭＰ、の周期Ｔｌ、　ｒ１＋、
は次の関係にする。

Ｔ２二ＩＩ・′１゛１　　　　　　　　　　・・・・・
　αυ但し、口は２以上の整数である。

この第１のマイクロプロセッサＭＰ、は更に速度ループ
演算してＩＰ副制御行い、マイクロプロセッサＭＰ、の
出力ｕ　（ｋｌは次式で与えられる。

ｕ（ｋｌ＝−に、−、Σ（ｖ（ｉｌ−中１）−に２・ｖ
（ｋｌ　’３・ｔ（ｋｉ　曲・・’Ｊ２１＝０ 但し、ｖ　（ｉｌは実回転速度、ｒ　（ｉｌは指令速［
、ｉ（ｋｉは実効値′醒機子電流である。

実効値電機子型１流ｉ　（ｋ）は、同期モーター０１の
実相電流１ａｖ　、　ｌａｗ、　ｌａｕを用いて次式で
表ゎされる。

１（ｋｌ＝、−（１”ａｕ　＋　１２ａｖ　＋ｌ”ａｗ
　）　　　　＝　０３しかしながら、マイクロプロセッ
サにとって乗算命令の実行時間は他の命令に比べて時間
がかかるので・マイクロプロセッサＭＰ１が実相電流を
検出して係る演算を行なうことは、負荷が増加するので
、前のサンプリング時の出力ｕ（ｋ−１）をに時点の実
効値電機子電流と推定している。

１（ｋｌ＝　ｕ　（ｋ　−１）　　　　　　　　　−＝
・・・−α・０即チ、マイクロプロセッサＭＰ、から（
ｋ−１）Ｒに出力ｕ（ｋ−１）が電流ループ（マイクロ
プロセッサＭＰ２）に出力されると、電流ループは周期
Ｔｌで速度ループの次のサンプリング時（ｋ時）までに
実効値電流がｕ（ｋ−１）になる機制御する。換言すれ
ば、電流ループを実相電流がサンプリング周期Ｔ２の間
に速度ループの指令出力Ｕに整定する様に後述する比例
積分係数を設定して設計する０この様にすれば、ｋ時点
のサンプリング時の実効値電流はｕ（ｋ−１）と推定で
きる。従って、第（２）式は、第（１４）式を代入して
、 となる。

マイクロプロセッサＭＰｌがＴ２周期毎に第（至）式を
演算することによって、制御対象の完全フィードバック
制御によるＩＰ副制御可能となり、系を安定化し、指令
と制御量との誤差に対しては、積分特性を入れ、より応
答特性が向上する。

又は、第４図において、電流ループ演算器であるマイク
ロプロセッサＭＰ２に速度フィード、（ツタ（乗算器１
２１．加算器１２０）が設けられている理由は、電流ル
ープの実速度依存性を打消し、電流ループと速度ループ
を独立動作せしめるためである。

即ち、同期モータ１０１を伝達関数で示すと、第２図の
如く、電流ループには、モータの逆起電力定数Ｋｅによ
る速度Ｖからの帰還がある０　同、ＴＩ（は負荷トルク
、：［、ａ　Ｔ　Ｒａ　＋　Ｋｔ＊　Ｊは各々伝達定数
である。この速度帰還は、実電流に影響を与え、特に速
度が大きい時には、電流ループは速度Ｖの影響を受け、
実電流の応答は劣化する。

即ち、加速時を考えると、第６図に示す様に、係る速度
帰還を無視した場合には、点線で示す様に各々時間ｔに
対する速度Ｖｌ、実電流ｉは理想的に推移するが、係る
速度帰還のため、実際には実線の如（、実電流ｉは速度
Ｖの影響を受けて・電流値が大きくなったり、又、加速
時間が延びるＱ第２図において、実速度Ｖ、実電流ｉに
対する負荷トルクを無視した微分方程式は、 となる。

ココテ、マイクロプロセ・ンサによる実現を考えて・以
下離散値系で説明する。

ａＯ式をサンプリング周期Ｔの離散値系に直すと、ｖ（
ｋ＋１）＝φｔ１・ｖ　（ｋ　）十φ１２−ｉ（ｋ）十
り、・ｕ　（ｋ）　　・・・・・・　（１ηｉ（ｋ＋１
）＝　φ２蒐　・ｖ（ｋ）　十φ２□・　１（ｋ）＋ｈ
２・ｕ　（ｋ）　　・・・・・・α８）但し、ｕ　（ｋ
）は電流ループ演算回路１１３σ）出力である。

第（至）式を見ると、速度環ｖ（ｋ）をなくすことによ
って、電流ｉ（ｋ＋１）は速度に関係がなくなる。

このため、電流ループに速度フィートノ（・ンクを追加
し、同期モータ固有の速度フィートノ（ツタを打消す様
に構成されている。

第４図は本発明の一実施例ブロック図であり、図中、第
２図と同一のものは同一の記号で示してあり、１２０は
加算器、１２１は乗算器であり、速度フィードバックを
構成するものである。乗算器１２１の伝達係数をｋｆと
し、第（至）式にこの速度フィードバックを加えると、
（へ）式は、ｉ　（ｋ＋１　）　＝　（φ２１　ｋＬｈ
ｚ）　ｖ（ｋ）＋φ２２　・ｊ　（ｋ）＋ｈ２　・ｕ（
ｋ）・・・・・・・・・α鴨 となる０ 従って、φ２ｌ−ｋｆ−ｈ、：０ 、・、ｋｆ＝φ２１／ｈ２　　　　　　　　・・・・・
・・・・翰と選べば、第ａ窃式は、 ｉ（ｋ＋１）’＝φ２２１（ｋ）＋ｈ２ｔ’（Ｊ　　　
　　−−−Ｇυとなり、実電流１（ｋ−１−１）は、速
度Ｖと無関係となる０ これにより、電流ループの特性を同期モータの速度に無
関係で制御できるから、速度が大きいときでも電流ルー
プの応答は劣化しない。

第５図は本発明の一実施例回路図であり、１つのマイク
ロコンピュータで速度ループ、電流ループの演算を行な
うものである０ 図中、１０１は回転界磁形の同期電動機、１０８は演算
制御部であり、第３図の演算回路１０５、速度ループ演
算回路１０６、演算回路１１０、電流ループ演算回路１
１６及び加算器１２０の動作をプログラム制御による演
算動作によって行なうものである。演算制御部１０８は
モータ制御プログラムに従い演算動作を行うプロセッサ
１０８８吉、モータ制御プログラムを格納するプログラ
ムメモリ１０８ｂと、データの記憶のためのデータメモ
リ１０８ｃと、ＮＣ装置等の外部からの指令を受けるた
めの入出力ポート１０８ｄと、ノくルス幅変調回路１１
４にアナログの電流指令を力えるためのデジタル・アナ
ログ（’ＤＡ）変換器１０８ｅと、変流器１１２Ｕ、１
１２Ｖ、１１２Ｗがらの実相電流ｉａｕ、１ａＶ＋ｉａ
Ｗを受け、デジタル値に変換するためのアナログ・デジ
タル（ＡＤ）変換器１０８ｆと、バルスコーダ１１２か
ら最初に同期モータ１０１の界磁極の回転位置αを示す
位置コードがロードされ、以降パルス幅変調１１２から
同期モータ　１０１が所定角回転する毎に発生される回
転パルスＰ１．　Ｐ２を計数するカウンタ１０８ｇと、
これらを接続するためのアドレス・データバス１０８ｈ
とで構成されている。伺、パルス幅変調１１３は、同期
モータ１０１の界磁極の位置を示す位置コードと、同期
モータ１０１が所定角回転毎に出力される回転パルスを
発生するものである。１１４はパルス幅変調回路、１１
５はパルス幅変調回路の出力信号により制御されるイン
バータ、１１６は３相交流電源、１１７は３相交流を直
流に整流する公知の整流回路でタイオード群１１７ａ及
びコンデンサ１１７ｂを有している。パルス幅変調回路
１１４は第６図に示す如く鋸歯状波８ＴＳを発生する鋸
歯状波発生回路８ＴＳＧと、比較器ＣＯＭＵ　、　ＣＯ
ＭＶ　、　ＣＯＭＷと、ノットゲートＮ０Ｔ１〜Ｎ０Ｔ
３と、ドライバＤＶ１〜ＤＶ６とからなり、又インバー
タＩＮＶは６個のパワートランジスタ墾〜Ｑ６とダイオ
ードＤ１〜Ｄ６を有している。パルス幅変調器ＰＷＭの
各比較器ＣＯＭＵ　、　ＣＯＭＶ　、　ｅＯＭＷはそれ
ぞれ鋸歯林波信号８Ｔ８と三相交流信号１ｕ＋ｉｖ　、
　Ｉｗ　ノ振幅を比較し、ｊｕ　、　ｌｖ　、　Ｉｗ力
３８１８の値エリ太きいときに“１”を、小さいときに
”０”をそれぞれ出力する。従って、ｉｕについて着目
すれば比較器Ｃ’ＯＭＵから第７図に示す電流指令ｉｕ
ｃが出力される。即ち、ｉｕ　、　ｉｖ　、　ｉｗの振
幅に応じてパルス幅変調された三相の電流指令ｉｕｃ　
。

ｉｖｃ　、　ｉｗｃが出力される。そして、こね、ら三
相の電流指令ｉｕｃ　、　ｉｖｃ　、　ｉｗｃは、ノ・
ノドゲートＮ０ＴＩ〜Ｎ０Ｔ３、ドライバＤＶ１〜ＤＶ
、を介してインノく一夕駆動信号ＳＱ１〜８Ｑｓとして
出力され、インノく−タ１１５に入力される。インノ（
−り１１５に入力されたこれらインバータ駆動信号８Ｑ
ｌ−８Ｑａ　＆まそれぞれパワートランジスタＱ１〜Ｑ
６　のベースに入力され、該パワートランジスタＱ１〜
Ｑ６をオン／オフ制御して誘導電動ａ１０１に三相電流
を供給する０ 次に、第５図構成の動作について同期モータ１０１があ
る速度で回転しているときに速度指令が上昇した場合に
ついて説明すると、既にカウンタ１０８ｇには、同期モ
ータ１０１の回転開始直前に位置コードがロードされ、
同期モータ　１０１の回転に伴ない発生する回転）くバ
スｐ１．ｐ２を計数しているから、カウンタ１０８ｇは
常に同期モータ１０１の界磁極の回転位置を表示してい
ることになり、回転パルスＰｉ　、　Ｐ２の周期モータ
１０１の速度に比例するから、所定時間間隔におけるカ
ウンタ１０８ｇの値の増分は同期モータ１０１の回転速
度に対応する。

■先ず、同期モータ１０１を所望の回転速度Ｖｃで回転
せしめるべく、ＮＣ装置等の外部から速度指令■ＣＭＤ
が入出カポ−１−１０８ｄに入力し、ノくス１０８ｈを
介しプロセッサ１０８ａに伝えられる。

次にプロセッサ１０８ａはカウンタ１０８ｇのカウント
値をバス１０８ｈを介し読取り、前回読取った値との差
分を演算し、サンプリング間隔Ｔ２で割って、実速度Ｖ
’ａを演算する（実速度検出ステ・ノブ）０■更に、プ
ロセッサ１０８ａは速度指令ＶＣＭＤと実速［Ｖａの差
である速度誤差ＢＲを演算し、更に前述の第（ト）式の
演算を行うＯ即ち、前回のサンプリング時である（ｋ−
１）時に用いた１０８Ｃに記憶しておき・先づ 但し、ＥＲ＝　ｖ　（ｋｌ　−ｒ　（ｋ）とする０を＠
算し、 ｕ　（ｋ目−に１−８（ｋｌ−に２−Ｖ（ｋ）−に３−
ｕ（ｋ−１）　　・、、、−（ｇを演算する。そして、
データメモ１Ｊ１０８ｃの５（ｋ−１）を５（ｋ）に、
ｕ（ｋ−１）をｕ（ｋ）に更新し、次回の演算に備える
。伺、（ホ）式の演算結果ｕ　（ｋｌは電機子電流の振
幅に相当する。即ち、負荷が変動し、あるいは速度指令
が変化すると速度誤差ＥＲが大きくなり、これに応じて
ｔａ子電流振幅ＩＳも大きくなる。ｌＳが大きくなれば
より大きなトルりが発生し、このトルクにより電動機の
実速度が指令速度にもたらされる０振幅指令Ｉｓを得る
（　１．Ｐ制御演算ステップ）０ 以上は速度ループ演算ステップであり、第８図に示す如
く、サンプリング周期Ｔ２毎に行なわれるＯ ■次に、プロセッサ１０８ａはカウンタ１０８ｇのカウ
ント値から、同期モータ１０１の界磁極の回転位置αを
示すＳＩＮαのディジタル値、およびジタル値を、デー
タメモ１Ｊ１０８ｃに記憶されたテーブルから検索して
求める。この値を用いて、プロセッサ１０８ａは、次式
から６相の宵１流指令ｉｕ　、　ｌｖ　、　１ｗを演算
スル。

■次に、プロセッサ１０日ａは、変流器１１２０゜ｉ　
、１２Ｖ　、　１１２Ｗ　カら得られた実相電流ｉａｖ
　、　ｌａｗ。

ｌａｕをＡＤ変換器１０８ｆ　でデジタル化された各実
電流をバス１０８ｈを介し読み取り、前述の３１ａｕと
の差分を演算し、次式に示す比例積分演算をおこなって
、１）Ａコンバータ１０８ｅへの指令＠ｉｕ、ｉｖ、ｉ
ｗを求める。

前述の如（、プロセッサ１０８ａから、ｋ−１時点に゛
電流指令１ｓ（ｋ−１）が出力されると、電流ループは
速度ループの次のサンプリング時（ｋ時点）までに、交
流モータの実効値電流が１ｓ（ｋ−１）になるように制
御するために、換言すれば、交流モータの実効値電流が
、サンプリング周期Ｔ２の間に速度ループの電流指令１
ｓＫ［定するように、電流ループはサンプリング周期Ｔ
１で制御をおこなうために、（ハ）式のゲインＫｌ’　
ｌ　Ｋ２’を調整することで、このような制御状態を実
現させる０■次に、プロセッサ１０８ａは、前述の速度
ループ演算ステップで得た実速度Ｖａに前述の係数ｋｆ
を乗じ、速度補償出力ＶＣＯを得、前述の三相交流信号
ｉｕ　＋　ｉｖ　、　ｉｗから差引き、補償された三相
交流信号ｉｕ　、　ｉｖ　、　ｉｗ　を得る０以上が電
流ループ演算ステップであり、第８図のサンプリング周
期Ｔｌ毎に行なわれる。

この様にして得た補償三相交流信号ｉｕ　、　ｉｖ　、
　ｉｗをプロ省ツサ１０８ａがバス１０８ｈを介しＤＡ
変換器１０８ｅへ送り、当該三相交流信号ｉｕ、ｉｖ、
ｉｗをアナログ変換してパルス幅変調回路１１４へ送り
、以降同様にして同期モータ　１０１に三相電流がイン
バータ１１５から送られる０ プロセツサ１０８ａは、前述の速度ループ演算をサンプ
リング周期Ｔ２毎に、電流ループ演算をサンプリング周
期Ｔｌ毎に行なうｏ　第８図の例では１回の速度ループ
演算に対し、４回の電流ループ演算を行ない、第９図の
如く速度ループ演算による電流指令は周期Ｔ２でステッ
プ状に変化し、これに対し電流ループ演算は４回行なわ
れるから、（ハ）式のゲインを調整し、電流応答がサン
プリング周期Ｔ２の間に指令に対して整定するようにす
れは、電流ループの高応答特性を満足できる。プロセッ
サ１０８ａはサンプリング周期Ｔ１＋　Ｔｚ＠に前述の
演算動作をプログラムメモ１Ｊ１０Ｂｂの制御プログラ
ムに従って実行し、同期モータ１０１を制御して、最終
的に同期モータ１０１を指令速度で回転せしめる。

第５図の実施例では、１つの演算制御部によって速度及
び電流ループ演算を行なっているが、第４図の如く速度
ループ用と電流ループ用に別々の演算制御部を設けても
良い。

以上説明した様に、本発明によれば、速度ループ演算と
電流ループ演算とを演算回路によって行なうに際し、電
流ループ演算の周期を小とし、速度ループ演算の周期を
大としているので、演算回路の処理能力内で電流ループ
の応答特性を向上せしめることができるという効果を奏
する他に、速度及び電流ループを独立にすることができ
、速度ループ演算に際し、１サンプリング前の振幅指令
値によって当該サンプリング時の振幅指令を補正してい
るので、当該サンプリング時の実効値電流を演算するこ
となく、ｌＰ制御が可能となり、速度ループの応答特性
を向上せしめることができるという効果を奏し、一層電
流ループ演算の周期を小さくすることが可能となる。

同、本発明を一実施例により説明したが、本発明はこの
実施例に限られず、本発明の主旨の範囲内で種々の変形
が可能であり、本発明の範囲からこれらを排除するもの
ではない。

【図面の簡単な説明】

第１図は同期モータの構成図、第２図は従来のサーボ制
御ブロック図、第３図は従来の制御方式による速度、電
流説明図、第４図は本発明のサーボ制御ブロック図、第
５図は本発明の一実施例回路図、第６図は第５図構成の
要部構成図、第７図は第６図構成の動作説明図、第８図
、第９図は本発明による動作説明図である。 図中、１０１・・・同期モータ、１１３・・・検出器、
１１２・・・変流器、１０Ｂ・・・演算制御部。 特許出願人　ファナック株式会社 代　理　人　弁理士　辻　　　　　　實外２名

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 交流モータの速度を検出する検出器と、該交流モータに
   流れる実電流を検出する検出器と、該交流モータの電力
   駆動回路と、速度指令と該検出され実速度との差速度か
   ら電流指令を求める速度ループ演算と、該電流指令と該
   検出された実電流との差電流を得る電流ループ演算とを
   行なう制御部とを有し、該制御部の差電流を該電力駆動
   回路へ与える変流モータの制御方式において、該電流ル
   −プ演算においては、該検出された実速度を所定倍率で
   増巾した速度補償信号を得、該電力駆動回路への指令を
   該速度補償信号で補償することをおこない且つ該電流ル
   ープ演算を該速度ループ演算より小さいサイブリング周
   期で実行するとともに該速度ループ演算時に１サンプリ
   ング前分振幅指令値から当該サンプリング時の実電流を
   推定し、該推定された実電流と該差速度から電流指令を
   演算することを特徴とする交流モータの制御方式０