JPH10341600A - モータ制御方法及びモータ制御システム - Google Patents
モータ制御方法及びモータ制御システムInfo
- Publication number
- JPH10341600A JPH10341600A JP9151889A JP15188997A JPH10341600A JP H10341600 A JPH10341600 A JP H10341600A JP 9151889 A JP9151889 A JP 9151889A JP 15188997 A JP15188997 A JP 15188997A JP H10341600 A JPH10341600 A JP H10341600A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- carrier
- voltage
- motor
- pwm
- command value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】交流モータ制御装置において、搬送波周波数の
１／１０よりも高い周波数まで電力変換装置の出力電流
を低コストの制御装置により高性能に制御する。 【解決手段】交流モータ１を駆動するインバータ３を制
御する制御装置４において、搬送波の最大値，最小値の
ときに同期して発生する割込信号Ｐ１，Ｐ２により、電
流制御部１３，電圧設定部１４の演算を行う。割込信号
Ｐ１で行われる電圧設定部１４の演算において、搬送波
が徐々に電圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrの位相に同期する
ように搬送波周期Ｔを補正する。これにより、前記搬送
波の周期の整数倍Ｎが交流電圧の周期となるように制御
され、かつ、電流制御の演算タイミングを前記搬送波に
同期して行うことになる。
１／１０よりも高い周波数まで電力変換装置の出力電流
を低コストの制御装置により高性能に制御する。 【解決手段】交流モータ１を駆動するインバータ３を制
御する制御装置４において、搬送波の最大値，最小値の
ときに同期して発生する割込信号Ｐ１，Ｐ２により、電
流制御部１３，電圧設定部１４の演算を行う。割込信号
Ｐ１で行われる電圧設定部１４の演算において、搬送波
が徐々に電圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrの位相に同期する
ように搬送波周期Ｔを補正する。これにより、前記搬送
波の周期の整数倍Ｎが交流電圧の周期となるように制御
され、かつ、電流制御の演算タイミングを前記搬送波に
同期して行うことになる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はモータ制御装置及び
電力制御装置に関する。
電力制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般的に、電力変換装置はその電圧指令
値と一定周波数の三角波状の搬送波を比較して得られた
ＰＷＭ信号によって駆動され、所定の電圧を発生する構
成となっている。
値と一定周波数の三角波状の搬送波を比較して得られた
ＰＷＭ信号によって駆動され、所定の電圧を発生する構
成となっている。
【０００３】また、電力変換装置によりモータを駆動す
る場合、その電力変換装置の出力電流を高周波数化する
ことにより、モータを小型化できる。
る場合、その電力変換装置の出力電流を高周波数化する
ことにより、モータを小型化できる。
【０００４】このとき、出力電流の周波数が電力変換装
置の搬送波周波数の１／１０〜１／３に近づいてくるの
で、電力変換装置の出力電流に低周波数で脈動するビー
ト現象が現れることがある。
置の搬送波周波数の１／１０〜１／３に近づいてくるの
で、電力変換装置の出力電流に低周波数で脈動するビー
ト現象が現れることがある。
【０００５】これを解決する方法として、搬送波の周波
数を電力変換装置の出力周波数の整数倍、特に奇数倍
（例えば、１，３，５，９倍など）に設定してＰＷＭ信
号を出力周波数に同期しながらモータを駆動する方法が
知られている（以下、これを同期ＰＷＭ方式と呼ぶ）。
数を電力変換装置の出力周波数の整数倍、特に奇数倍
（例えば、１，３，５，９倍など）に設定してＰＷＭ信
号を出力周波数に同期しながらモータを駆動する方法が
知られている（以下、これを同期ＰＷＭ方式と呼ぶ）。
【０００６】例えば、特開平7−227085号，特開平7−67
350号，特開平6−197550号に記載されている。これらは
いずれもモータの電圧と周波数の比をほぼ一定に制御す
るＶ／Ｆ一定制御を行った第１の公知例群である。
350号，特開平6−197550号に記載されている。これらは
いずれもモータの電圧と周波数の比をほぼ一定に制御す
るＶ／Ｆ一定制御を行った第１の公知例群である。
【０００７】また、Proceedings of 1995 Internationa
l Power Electronics Conference（IPEC-Yokohama '95)
P766-771に記載されている“HIGH PERFORMANCE VECTOR
CONTROLLED THREE-LEVEL GTO INVERTER SYSTEM FOR ELE
CTRIC TRACTION”では、空間ベクトル(Space Vector)を
用いた同期ＰＷＭ方式を行いながら、電流制御により交
流モータのトルクを制御する方法が示されている。この
方法は第１の公知例群と比べて高周波数まで電流制御す
ることができる特徴を持っている。これを第２の公知例
と呼ぶ。
l Power Electronics Conference（IPEC-Yokohama '95)
P766-771に記載されている“HIGH PERFORMANCE VECTOR
CONTROLLED THREE-LEVEL GTO INVERTER SYSTEM FOR ELE
CTRIC TRACTION”では、空間ベクトル(Space Vector)を
用いた同期ＰＷＭ方式を行いながら、電流制御により交
流モータのトルクを制御する方法が示されている。この
方法は第１の公知例群と比べて高周波数まで電流制御す
ることができる特徴を持っている。これを第２の公知例
と呼ぶ。
【０００８】ところで、通常の搬送波比較による同期Ｐ
ＷＭ方式では、搬送波周波数を出力周波数の偶数倍に設
定すると、出力電圧に偶数次調波の歪み波形が重畳され
る。搬送波比較による同期ＰＷＭ方式において、この課
題を解決する技術として、第３の公知例、特開平6-1975
47号が知られている。ＰＷＭ信号を電圧位相に基づいて
反転／非反転制御を行うことで、搬送波周波数を出力周
波数の偶数倍としながら偶数次の高調波電圧の発生を抑
制するものであり、同期ＰＷＭ方式においてより細かな
パルス数の切替えができ、出力電流の波形改善を図るこ
とができる。
ＷＭ方式では、搬送波周波数を出力周波数の偶数倍に設
定すると、出力電圧に偶数次調波の歪み波形が重畳され
る。搬送波比較による同期ＰＷＭ方式において、この課
題を解決する技術として、第３の公知例、特開平6-1975
47号が知られている。ＰＷＭ信号を電圧位相に基づいて
反転／非反転制御を行うことで、搬送波周波数を出力周
波数の偶数倍としながら偶数次の高調波電圧の発生を抑
制するものであり、同期ＰＷＭ方式においてより細かな
パルス数の切替えができ、出力電流の波形改善を図るこ
とができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかし、これらの公知
例では、以下の点がそれぞれ考慮されていない。
例では、以下の点がそれぞれ考慮されていない。
【００１０】第１の公知例群はＶ／Ｆ一定制御を基本と
した電流や速度に対してオープンループ制御であるた
め、モータのトルクや速度を高速に精度よく制御する必
要がある製品には適用することはできない。この方式で
は、同期ＰＷＭ信号を発生するための搬送波周波数は速
度指令値により一義的に決定できるが、電流フィードバ
ック制御を行う場合には複雑になるので、そのまま適用
することはできない。
した電流や速度に対してオープンループ制御であるた
め、モータのトルクや速度を高速に精度よく制御する必
要がある製品には適用することはできない。この方式で
は、同期ＰＷＭ信号を発生するための搬送波周波数は速
度指令値により一義的に決定できるが、電流フィードバ
ック制御を行う場合には複雑になるので、そのまま適用
することはできない。
【００１１】また、第２の公知例については、空間ベク
トルによるＰＷＭ信号発生方法を用いているので、ＰＷ
Ｍ信号発生のための複雑な演算を非常に短時間で行わな
ければならない。従って、制御装置に高性能のマイクロ
プロセッサや高速演算処理が可能なディジタルシグナル
プロセッサＤＳＰなどを用いる必要があり、制御装置が
高価になってしまう問題点がある。
トルによるＰＷＭ信号発生方法を用いているので、ＰＷ
Ｍ信号発生のための複雑な演算を非常に短時間で行わな
ければならない。従って、制御装置に高性能のマイクロ
プロセッサや高速演算処理が可能なディジタルシグナル
プロセッサＤＳＰなどを用いる必要があり、制御装置が
高価になってしまう問題点がある。
【００１２】さらに、第３の公知例については、電力変
換装置の上アームと下アームのスイッチング素子を駆動
するＰＷＭ信号を得るためには、アーム短絡防止用のデ
ッドタイムを考慮したＰＷＭ信号発生処理を追加しなけ
ればならず、回路が複雑になってしまう問題点がある。
換装置の上アームと下アームのスイッチング素子を駆動
するＰＷＭ信号を得るためには、アーム短絡防止用のデ
ッドタイムを考慮したＰＷＭ信号発生処理を追加しなけ
ればならず、回路が複雑になってしまう問題点がある。
【００１３】本発明の第１の目的は、搬送波周波数の１
／１０以上の高い周波数まで電力変換装置の出力電流を
低コストの制御装置により高性能に制御できるモータ制
御装置を提供することにある。
／１０以上の高い周波数まで電力変換装置の出力電流を
低コストの制御装置により高性能に制御できるモータ制
御装置を提供することにある。
【００１４】また、本発明の第２の目的は、電力制御装
置において搬送波周波数を出力周波数の偶数倍としなが
ら偶数次の高調波電圧の発生を抑制すると同時に、アー
ム短絡防止用デッドタイムを考慮したＰＷＭ信号を簡単
な演算装置により得ることにある。
置において搬送波周波数を出力周波数の偶数倍としなが
ら偶数次の高調波電圧の発生を抑制すると同時に、アー
ム短絡防止用デッドタイムを考慮したＰＷＭ信号を簡単
な演算装置により得ることにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記第１の目的は、交流
モータの電流と電流指令値とを比較し、該比較結果から
前記交流モータに印加する交流電圧指令値を演算し、該
交流電圧指令値と搬送波を比較することによりＰＷＭ信
号を発生し、該ＰＷＭ信号により前記交流モータに交流
電圧を印加し、もって前記交流モータを制御するモータ
制御方法において、前記交流電圧指令値の演算のタイミ
ングを前記搬送波に同期させ、前記搬送波の周波数を前
記交流電圧指令値の周波数のＮ倍（Ｎは整数）にするこ
とを特徴とするモータ制御方法により達成される。
モータの電流と電流指令値とを比較し、該比較結果から
前記交流モータに印加する交流電圧指令値を演算し、該
交流電圧指令値と搬送波を比較することによりＰＷＭ信
号を発生し、該ＰＷＭ信号により前記交流モータに交流
電圧を印加し、もって前記交流モータを制御するモータ
制御方法において、前記交流電圧指令値の演算のタイミ
ングを前記搬送波に同期させ、前記搬送波の周波数を前
記交流電圧指令値の周波数のＮ倍（Ｎは整数）にするこ
とを特徴とするモータ制御方法により達成される。
【００１６】また上記第２の目的は、所定の差を有する
第１及び第２の搬送波を発生する搬送波発生手段と、電
圧指令値と前記第１及び第２の搬送波をそれぞれ比較し
て第１及び第２のＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ制御手段
と、前記第１及び第２のPWM信号により対となる正側及
び負側のスイッチング素子を駆動して電圧を発生するイ
ンバータを備えたモータ制御システムにおいて、前記正
側及び負側のスイッチング素子に印加する前記第１及び
第２のＰＷＭ信号を相互に切り替える切替手段を備えた
ことを特徴とするモータ制御システムにより達成され
る。
第１及び第２の搬送波を発生する搬送波発生手段と、電
圧指令値と前記第１及び第２の搬送波をそれぞれ比較し
て第１及び第２のＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ制御手段
と、前記第１及び第２のPWM信号により対となる正側及
び負側のスイッチング素子を駆動して電圧を発生するイ
ンバータを備えたモータ制御システムにおいて、前記正
側及び負側のスイッチング素子に印加する前記第１及び
第２のＰＷＭ信号を相互に切り替える切替手段を備えた
ことを特徴とするモータ制御システムにより達成され
る。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施形態を図１
により説明する。
により説明する。
【００１８】図１は電源２のエネルギーを３相のインバ
ータ３に変換して同期モータ１を駆動するモータ駆動装
置である。
ータ３に変換して同期モータ１を駆動するモータ駆動装
置である。
【００１９】インバータ３は制御装置４から出力される
ＰＷＭ信号Ｐu，Ｐv，Ｐw により制御され、３相交流電
圧を発生し、同期モータ１を駆動している。
ＰＷＭ信号Ｐu，Ｐv，Ｐw により制御され、３相交流電
圧を発生し、同期モータ１を駆動している。
【００２０】制御装置４では，ＰＷＭ信号Ｐu，Ｐv，Ｐ
w を得るために、速度検出器５から同期モータ１のモー
タ速度ωｍを、磁極位置検出器６から同期モータ１の磁
極位置θm を、電流センサ７ａ，７ｂから相電流ｉu，
ｉvをそれぞれ入力するとともに、トルク指令発生装置
８から出力されるトルク指令値τr を取り込んでいる。
この制御装置４は主にベクトル制御演算装置９，電圧演
算装置１０，ＰＷＭ発生装置１１、及び、搬送波発生装
置１２から構成されている。
w を得るために、速度検出器５から同期モータ１のモー
タ速度ωｍを、磁極位置検出器６から同期モータ１の磁
極位置θm を、電流センサ７ａ，７ｂから相電流ｉu，
ｉvをそれぞれ入力するとともに、トルク指令発生装置
８から出力されるトルク指令値τr を取り込んでいる。
この制御装置４は主にベクトル制御演算装置９，電圧演
算装置１０，ＰＷＭ発生装置１１、及び、搬送波発生装
置１２から構成されている。
【００２１】トルク指令値τr を入力するベクトル制御
演算装置９では、モータ速度ωｍをパラメータとしてモ
ータの発生するトルクがトルク指令値τr となるような
ｄ軸電流指令値ｉdr，ｑ軸電流指令値ｉqrを演算により
求める。この技術は「交流モータのベクトル制御方法」
としてよく知られているものであり、ｄ軸は交流モータ
の回転磁束と一致した軸を、ｑ軸は電気的にそれに直交
した軸を表す。
演算装置９では、モータ速度ωｍをパラメータとしてモ
ータの発生するトルクがトルク指令値τr となるような
ｄ軸電流指令値ｉdr，ｑ軸電流指令値ｉqrを演算により
求める。この技術は「交流モータのベクトル制御方法」
としてよく知られているものであり、ｄ軸は交流モータ
の回転磁束と一致した軸を、ｑ軸は電気的にそれに直交
した軸を表す。
【００２２】電圧演算装置１０では、ｄ軸電流ｉd，ｑ
軸電流ｉqがそれぞれｄ軸電流指令値ｉdr，ｑ軸電流指
令値ｉqrとなるように、電流制御を行ってＵ相，Ｖ相，
Ｗ相の電圧指令値Ｖur，Ｖvr，ＶwrをＰＷＭ発生装置１
１に出力する。また、搬送波の周期についても電圧演算
装置１０で決定し、周期信号Ｔを搬送波発生装置１２に
出力している。
軸電流ｉqがそれぞれｄ軸電流指令値ｉdr，ｑ軸電流指
令値ｉqrとなるように、電流制御を行ってＵ相，Ｖ相，
Ｗ相の電圧指令値Ｖur，Ｖvr，ＶwrをＰＷＭ発生装置１
１に出力する。また、搬送波の周期についても電圧演算
装置１０で決定し、周期信号Ｔを搬送波発生装置１２に
出力している。
【００２３】搬送波発生装置１２では、周期信号Ｔに基
づき、次の１周期の搬送波Ｆcp，Ｆcnを出力している。
搬送波Ｆcp，Ｆcnはインバータ３の上アーム，下アーム
をそれぞれスイッチングするためのＰＷＭ信号を発生す
る目的で用いられるものである。また、搬送波Ｆcp（Ｆ
cn）の最大値，最小値になった時点で、それぞれ割込信
号Ｐ１，Ｐ２を発生し、電圧演算装置１０に対して演算
を起動するための割込みをかける機能を持たせている。
づき、次の１周期の搬送波Ｆcp，Ｆcnを出力している。
搬送波Ｆcp，Ｆcnはインバータ３の上アーム，下アーム
をそれぞれスイッチングするためのＰＷＭ信号を発生す
る目的で用いられるものである。また、搬送波Ｆcp（Ｆ
cn）の最大値，最小値になった時点で、それぞれ割込信
号Ｐ１，Ｐ２を発生し、電圧演算装置１０に対して演算
を起動するための割込みをかける機能を持たせている。
【００２４】ＰＷＭ発生装置１１は電圧指令値Ｖur，Ｖ
vr，Ｖwrと搬送波Ｆcpを比較することにより上アームに
対する各相のＰＷＭ信号Ｐup，Ｐvp，Ｐwpを、電圧指令
値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrと搬送波Ｆcnを比較することにより
下アームに対する各相のＰＷＭ信号Ｐun，Ｐvn，Ｐwn
を、それぞれ演算している。
vr，Ｖwrと搬送波Ｆcpを比較することにより上アームに
対する各相のＰＷＭ信号Ｐup，Ｐvp，Ｐwpを、電圧指令
値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrと搬送波Ｆcnを比較することにより
下アームに対する各相のＰＷＭ信号Ｐun，Ｐvn，Ｐwn
を、それぞれ演算している。
【００２５】これらのＰＷＭ信号によりインバータ３が
駆動されるが、そのインバータ３のスイッチング素子Ｓ
up，Ｓvp，Ｓwp，Ｓun，Ｓvn，Ｓwnとの関係を図２に示
す。この一連の動作については詳細を後述する。このよ
うな構成により同期モータ１が所定のトルクで駆動され
る。
駆動されるが、そのインバータ３のスイッチング素子Ｓ
up，Ｓvp，Ｓwp，Ｓun，Ｓvn，Ｓwnとの関係を図２に示
す。この一連の動作については詳細を後述する。このよ
うな構成により同期モータ１が所定のトルクで駆動され
る。
【００２６】次に、電圧演算装置１０の詳細について述
べる。電圧演算装置１０は電流制御部１３，電圧設定部
１４、及び、モード設定部１５から構成されている。
べる。電圧演算装置１０は電流制御部１３，電圧設定部
１４、及び、モード設定部１５から構成されている。
【００２７】電流制御部１３では、まず、磁極位置θm
を用いて、相電流ｉu，ｉvから磁極位置に一致する方向
の電流、つまり、ｄ軸電流ｉd 、それに直交する方向の
電流、つまり、ｑ軸電流ｉqを求める。次に、ｄ軸電流
指令値ｉdrとｄ軸電流ｉdとの差、ｑ軸電流指令値ｉqr
とｑ軸電流ｉq との差を算出して、電流制御演算を行
い、ｄ軸電圧指令値Ｖdr，ｑ軸電流指令値Ｖqrを得る。
これらの指令値から電圧ベクトル指令絶対値Ｖrと電圧
ベクトル指令位相θvを求める。これらの関係を図３の
電圧ベクトル図に示す。
を用いて、相電流ｉu，ｉvから磁極位置に一致する方向
の電流、つまり、ｄ軸電流ｉd 、それに直交する方向の
電流、つまり、ｑ軸電流ｉqを求める。次に、ｄ軸電流
指令値ｉdrとｄ軸電流ｉdとの差、ｑ軸電流指令値ｉqr
とｑ軸電流ｉq との差を算出して、電流制御演算を行
い、ｄ軸電圧指令値Ｖdr，ｑ軸電流指令値Ｖqrを得る。
これらの指令値から電圧ベクトル指令絶対値Ｖrと電圧
ベクトル指令位相θvを求める。これらの関係を図３の
電圧ベクトル図に示す。
【００２８】従って、電圧ベクトル指令絶対値Ｖr，電
圧ベクトル指令位相θvは磁極位置θm ，ｄ軸電圧指令
値Ｖdr、及び、ｑ軸電流指令値Ｖqrからベクトル図から
それぞれ求めることができる。
圧ベクトル指令位相θvは磁極位置θm ，ｄ軸電圧指令
値Ｖdr、及び、ｑ軸電流指令値Ｖqrからベクトル図から
それぞれ求めることができる。
【００２９】ところで、電圧演算装置１０は割込信号Ｐ
１，Ｐ２により演算の起動を行うことを前述したが、割
込信号Ｐ１による演算は図４に示すように、電流制御部
１３の電流制御演算，モード設定部１５のモード設定演
算，電圧設定部１４の電圧設定１演算の順に処理され
る。このような割込みによる電流制御の起動を行うこと
により、搬送波に同期した電流制御演算を行うことがで
きる。
１，Ｐ２により演算の起動を行うことを前述したが、割
込信号Ｐ１による演算は図４に示すように、電流制御部
１３の電流制御演算，モード設定部１５のモード設定演
算，電圧設定部１４の電圧設定１演算の順に処理され
る。このような割込みによる電流制御の起動を行うこと
により、搬送波に同期した電流制御演算を行うことがで
きる。
【００３０】その際、搬送波が出力電圧に同期するアル
ゴリズムを導入することにより、出力電圧が高周波数の
領域であっても電流制御を行いながらモータトルクを発
生することができるのである。
ゴリズムを導入することにより、出力電圧が高周波数の
領域であっても電流制御を行いながらモータトルクを発
生することができるのである。
【００３１】モード設定演算，電圧設定１演算の詳細は
それぞれ図６，図８のフローチャートに示す。割込信号
Ｐ２が発生した場合の演算は図５のように電圧設定部１
４の電圧設定２演算だけとする。設定２演算のフローチ
ャートを図９に示す。この結果、搬送波の１周期に電流
制御演算は１回、電圧設定の演算は２回行うことになる
ので、電流制御，電圧設定のサンプリング周期は搬送波
周期のそれぞれ１倍，１／２倍となる。
それぞれ図６，図８のフローチャートに示す。割込信号
Ｐ２が発生した場合の演算は図５のように電圧設定部１
４の電圧設定２演算だけとする。設定２演算のフローチ
ャートを図９に示す。この結果、搬送波の１周期に電流
制御演算は１回、電圧設定の演算は２回行うことになる
ので、電流制御，電圧設定のサンプリング周期は搬送波
周期のそれぞれ１倍，１／２倍となる。
【００３２】以下、それぞれのフローチャートについて
説明する。
説明する。
【００３３】図６に示すモード設定演算はモータ速度ω
ｍにより出力電圧の１周期当たりに行うスイッチング回
数を決定するためのものである。ここで、スイッチング
モードＳωが０であれば、出力電圧の周波数に関わら
ず、搬送波周波数を一定とする非同期ＰＷＭ方式を選択
したことを意味する。なお、この非同期ＰＷＭ方式のと
きの搬送波周波数を「基準周波数」と呼ぶこととする。
またＳω＝ｎ（ただし、ｎ≠０）のときには、出力電圧
の周波数に対して、搬送波の周波数がｎ倍に設定するこ
とを意味する。
ｍにより出力電圧の１周期当たりに行うスイッチング回
数を決定するためのものである。ここで、スイッチング
モードＳωが０であれば、出力電圧の周波数に関わら
ず、搬送波周波数を一定とする非同期ＰＷＭ方式を選択
したことを意味する。なお、この非同期ＰＷＭ方式のと
きの搬送波周波数を「基準周波数」と呼ぶこととする。
またＳω＝ｎ（ただし、ｎ≠０）のときには、出力電圧
の周波数に対して、搬送波の周波数がｎ倍に設定するこ
とを意味する。
【００３４】このスイッチングモードＳωの決定方法に
ついて図６で説明する。ステップ１０１において、モー
タ速度ωｍにより低速から高速まで、ステップ１０２か
ら１０６までに分岐する。
ついて図６で説明する。ステップ１０１において、モー
タ速度ωｍにより低速から高速まで、ステップ１０２か
ら１０６までに分岐する。
【００３５】モータ速度ωｍが非同期ＰＷＭ方式でも十
分に安定して電流制御を行うことができる速度ω１未満
である場合には、ステップ１０２でＳω＝０とする。
分に安定して電流制御を行うことができる速度ω１未満
である場合には、ステップ１０２でＳω＝０とする。
【００３６】モータ速度ωｍが非常に高速で搬送波周波
数を高くできない速度ω４以上である場合には、ステッ
プ１０６でＳω＝３に決定する。
数を高くできない速度ω４以上である場合には、ステッ
プ１０６でＳω＝３に決定する。
【００３７】また、同期ＰＷＭ方式でなければ、良好な
電流制御が行えないが、搬送波周波数を出力周波数の９
倍程度に取ることができるようなモータ速度ωｍが中速
の範囲内、つまり、ω２＜ωｍ≦ω３であれば、ステッ
プ１０４でＳω＝９と設定する。
電流制御が行えないが、搬送波周波数を出力周波数の９
倍程度に取ることができるようなモータ速度ωｍが中速
の範囲内、つまり、ω２＜ωｍ≦ω３であれば、ステッ
プ１０４でＳω＝９と設定する。
【００３８】その中間的なモータ速度ωｍとなる範囲、
つまり、ω１＜ω，≦ω２ω３＜ωｍ≦ω４の場合に
は、前回のスイッチングモードＳωによりヒステリシス
を持たせるように、ステップ１０３，ステップ１０５で
それぞれ演算を行っている。これをグラフで表すと、モ
ータ速度ωｍとスイッチングモードＳωとの関係は図７
のようになる。このようにすることで、スイッチングモ
ードＳωが頻繁に切り替わることを防止するとともに、
スムーズな遷移を達成することができる。
つまり、ω１＜ω，≦ω２ω３＜ωｍ≦ω４の場合に
は、前回のスイッチングモードＳωによりヒステリシス
を持たせるように、ステップ１０３，ステップ１０５で
それぞれ演算を行っている。これをグラフで表すと、モ
ータ速度ωｍとスイッチングモードＳωとの関係は図７
のようになる。このようにすることで、スイッチングモ
ードＳωが頻繁に切り替わることを防止するとともに、
スムーズな遷移を達成することができる。
【００３９】次に、電圧設定部１４で行われる電圧設定
１演算を図８のフローチャートを用いて説明する。
１演算を図８のフローチャートを用いて説明する。
【００４０】モード設定部１５で得られたスイッチング
モードＳωを基に搬送波周期Ｔの演算をはじめに行う。
そのため、ステップ１１０においてスイッチングモード
Ｓωを判断し、Ｓω＝０，９，３に対して、それぞれス
テップ１１１,１１２,１１３に分岐する。
モードＳωを基に搬送波周期Ｔの演算をはじめに行う。
そのため、ステップ１１０においてスイッチングモード
Ｓωを判断し、Ｓω＝０，９，３に対して、それぞれス
テップ１１１,１１２,１１３に分岐する。
【００４１】Ｓω＝０のときには、ステップ１１１にお
いて、搬送波周期Ｔを一定値Ｔ０とする。このときに
は、モータ速度ωｍが比較的低く、電流制御系において
ビート現象を考慮する必要がないので、非同期ＰＷＭ方
式でよいためである。なお、電圧設定のサンプリング周
期は搬送波周期Ｔの１／２なので、サンプリング時間を
補償するサンプリング位相θsはωｍ（Ｔ／２）により
求めることができる。
いて、搬送波周期Ｔを一定値Ｔ０とする。このときに
は、モータ速度ωｍが比較的低く、電流制御系において
ビート現象を考慮する必要がないので、非同期ＰＷＭ方
式でよいためである。なお、電圧設定のサンプリング周
期は搬送波周期Ｔの１／２なので、サンプリング時間を
補償するサンプリング位相θsはωｍ（Ｔ／２）により
求めることができる。
【００４２】これに対して、Ｓω＝９のときには、出力
電圧の１周期を９分割してＰＷＭ信号を発生する搬送波
を得る必要がある。
電圧の１周期を９分割してＰＷＭ信号を発生する搬送波
を得る必要がある。
【００４３】ステップ１１２において、まず、現在の電
圧ベクトル指令位相θv が出力電圧の９分割した所定の
位相になっているか否かを補償位相θcにより求めてい
る。電圧ベクトル指令位相θv がｎπ／９（ｎ：整数）
になっていれば、正弦波出力の最大値を中心としたＰＷ
Ｍ信号が左右対称で、しかも、上アームと下アームのＰ
ＷＭ信号が１８０度の位相差で同一の波形とすることが
できる。ここでは、θvが（２ｍ＋１）π／９（ｍ：整
数）になっているかを演算している。
圧ベクトル指令位相θv が出力電圧の９分割した所定の
位相になっているか否かを補償位相θcにより求めてい
る。電圧ベクトル指令位相θv がｎπ／９（ｎ：整数）
になっていれば、正弦波出力の最大値を中心としたＰＷ
Ｍ信号が左右対称で、しかも、上アームと下アームのＰ
ＷＭ信号が１８０度の位相差で同一の波形とすることが
できる。ここでは、θvが（２ｍ＋１）π／９（ｍ：整
数）になっているかを演算している。
【００４４】つまり、この演算で補償位相θc が０であ
れば、本来の同期ＰＷＭ信号となっていることを示し、
そうでない場合には、補償位相θc が徐々に０に近づく
ように演算すればよい。
れば、本来の同期ＰＷＭ信号となっていることを示し、
そうでない場合には、補償位相θc が徐々に０に近づく
ように演算すればよい。
【００４５】そこで、補償位相θcがπ／９より大きい
場合には、θcから２π／９を減じて負の値としてい
る。このようにした上で、補償位相θc が徐々に０に近
づくようにサンプリング位相θsを本来のπ／９からθc
／Ｋ（Ｋ：整数。例えば、４〜５０の値に設定する。）
だけ減じている。
場合には、θcから２π／９を減じて負の値としてい
る。このようにした上で、補償位相θc が徐々に０に近
づくようにサンプリング位相θsを本来のπ／９からθc
／Ｋ（Ｋ：整数。例えば、４〜５０の値に設定する。）
だけ減じている。
【００４６】電流フィードバック制御を行っているた
め、一般的には電圧指令値の位相に同期した搬送波を発
生することは難しいが、徐々に位相のずれを修正してい
くことにより、搬送波を用いた同期ＰＷＭ方式で、か
つ、電流制御を行うことができるようになった。
め、一般的には電圧指令値の位相に同期した搬送波を発
生することは難しいが、徐々に位相のずれを修正してい
くことにより、搬送波を用いた同期ＰＷＭ方式で、か
つ、電流制御を行うことができるようになった。
【００４７】なお、ここでは、磁極位置θm の取り込み
タイミングによる補償を行っていないが、必要に応じて
その時間分の位相を補償することもできる。ステップ１
１２では、先にサンプリング位相θs が決定されるの
で、それを基に搬送波周期Ｔは２θs／ωｍで求められ
る。
タイミングによる補償を行っていないが、必要に応じて
その時間分の位相を補償することもできる。ステップ１
１２では、先にサンプリング位相θs が決定されるの
で、それを基に搬送波周期Ｔは２θs／ωｍで求められ
る。
【００４８】同様に、Ｓω＝３の場合には、ステップ１
１３において、電圧ベクトル指令位相θvがｎπ／３
（ｎ：整数）となればよい。ここでは、２ｍπ／３
(ｍ：整数）となるように演算を行い、サンプリング位
相θs 及び搬送波周期Ｔを演算している。
１３において、電圧ベクトル指令位相θvがｎπ／３
（ｎ：整数）となればよい。ここでは、２ｍπ／３
(ｍ：整数）となるように演算を行い、サンプリング位
相θs 及び搬送波周期Ｔを演算している。
【００４９】次に、ステップ１１４では、出力位相θを
電圧ベクトル指令位相θv ，前回のサンプリング位相θ
f、及び、今回のサンプリング位相θsの１／２の和とし
て求めている。
電圧ベクトル指令位相θv ，前回のサンプリング位相θ
f、及び、今回のサンプリング位相θsの１／２の和とし
て求めている。
【００５０】θvは演算を開始した時点の磁極位置θmを
基にした値であり、この演算結果が実際に設定されるま
での位相ずれはθf となるので、これを加算する必要が
ある。しかし、次のサンプリング時間の平均電圧が現在
の演算結果と一致することが必要であり、θs／２ をさ
らに加算することによりこの目的を達成できる。
基にした値であり、この演算結果が実際に設定されるま
での位相ずれはθf となるので、これを加算する必要が
ある。しかし、次のサンプリング時間の平均電圧が現在
の演算結果と一致することが必要であり、θs／２ をさ
らに加算することによりこの目的を達成できる。
【００５１】また、電圧指令値については搬送波周期Ｔ
により補正をする必要がある。搬送波発生装置１２はカ
ウンタを用いる方法がディジタル回路では最も有効であ
り、その搬送波の周期Ｔを大きくすると搬送波の振幅を
大きくすることになる。そのため、搬送波周期Ｔに比例
して、電圧ベクトル指令絶対値Ｖr をＶ＝Ｖr（Ｔ／Ｔ
０）の演算式により変化させなければならない。
により補正をする必要がある。搬送波発生装置１２はカ
ウンタを用いる方法がディジタル回路では最も有効であ
り、その搬送波の周期Ｔを大きくすると搬送波の振幅を
大きくすることになる。そのため、搬送波周期Ｔに比例
して、電圧ベクトル指令絶対値Ｖr をＶ＝Ｖr（Ｔ／Ｔ
０）の演算式により変化させなければならない。
【００５２】なお、搬送波と比較するために必要なオフ
セット電圧Ｖoff についても、Ｖ０(Ｔ／Ｔ０）(ただ
し、Ｖ０：Ｔ＝Ｔ０のときの基準オフセット電圧）によ
り算出される。従って、各相の電圧指令値Ｖur，Ｖvr，
Ｖwrの値は図８のステップ114に示す演算式で求められ
る。
セット電圧Ｖoff についても、Ｖ０(Ｔ／Ｔ０）(ただ
し、Ｖ０：Ｔ＝Ｔ０のときの基準オフセット電圧）によ
り算出される。従って、各相の電圧指令値Ｖur，Ｖvr，
Ｖwrの値は図８のステップ114に示す演算式で求められ
る。
【００５３】一方、割込信号Ｐ２により行われる電圧設
定部１４の電圧設定２演算のフローチャートを図９に示
す。
定部１４の電圧設定２演算のフローチャートを図９に示
す。
【００５４】ここでは、電流制御演算を行わないので、
搬送波周期Ｔは割込信号Ｐ１により行われたときの値と
同じなので、出力位相θはサンプリング位相θs を加算
するだけでよい。
搬送波周期Ｔは割込信号Ｐ１により行われたときの値と
同じなので、出力位相θはサンプリング位相θs を加算
するだけでよい。
【００５５】この値に基づき、各相の電圧指令値Ｖur，
Ｖvr，Ｖwrが演算される。なお、今回のサンプリング位
相θs が次回の割込信号Ｐ１発生時の前回のサンプリン
グ位相θfとなるので、θsをθfとしている。
Ｖvr，Ｖwrが演算される。なお、今回のサンプリング位
相θs が次回の割込信号Ｐ１発生時の前回のサンプリン
グ位相θfとなるので、θsをθfとしている。
【００５６】以上が、システム構成から述べた説明であ
り、この一連の動作により、搬送波を用いながら同期Ｐ
ＷＭ方式の電流制御を達成することができる。
り、この一連の動作により、搬送波を用いながら同期Ｐ
ＷＭ方式の電流制御を達成することができる。
【００５７】次に、この動作をタイムチャートにより、
さらに詳細に時間的変化に基づく動作を説明する。
さらに詳細に時間的変化に基づく動作を説明する。
【００５８】図１０はスイッチングモードＳω＝９のと
きのタイムチャートである。電圧ベクトル指令位相θv
が０（図１０の位相θ４(時刻ｔ４））のとき、Ｕ相電
圧指令値Ｖurが最大値となるが、そのとき、搬送波Ｆc
(図１におけるＦcp，Ｆcnを意味する）が最小値となる
ように電圧指令値と搬送波の位相を同期している。これ
は図８のフローチャートで説明したように、補償位相θ
c が０に収束することにより達成される。
きのタイムチャートである。電圧ベクトル指令位相θv
が０（図１０の位相θ４(時刻ｔ４））のとき、Ｕ相電
圧指令値Ｖurが最大値となるが、そのとき、搬送波Ｆc
(図１におけるＦcp，Ｆcnを意味する）が最小値となる
ように電圧指令値と搬送波の位相を同期している。これ
は図８のフローチャートで説明したように、補償位相θ
c が０に収束することにより達成される。
【００５９】また、搬送波Ｆc が最大値と最小値のと
き、割込信号Ｐ１，Ｐ２がそれぞれ発生するようになっ
ている。これらの割込信号Ｐ１，Ｐ２により、割込タス
ク１，割込タスク２がそれぞれ起動され、図４，図５で
説明した処理が行われる。
き、割込信号Ｐ１，Ｐ２がそれぞれ発生するようになっ
ている。これらの割込信号Ｐ１，Ｐ２により、割込タス
ク１，割込タスク２がそれぞれ起動され、図４，図５で
説明した処理が行われる。
【００６０】例えば、位相θ１（時刻ｔ１）に発生した
割込信号Ｐ１により処理された割込タスク１で得られた
搬送波周期Ｔが算出され、位相θ２（時刻ｔ２）のとき
に搬送波発生装置１２にセットされる。同時刻に、電圧
指令値Ｖur，Ｖvr，ＶwrもＰＷＭ発生装置１１にセット
され、位相θ２（時刻ｔ２）から位相θ３（時刻ｔ３）
までの区間のＰＷＭ信号に反映される。
割込信号Ｐ１により処理された割込タスク１で得られた
搬送波周期Ｔが算出され、位相θ２（時刻ｔ２）のとき
に搬送波発生装置１２にセットされる。同時刻に、電圧
指令値Ｖur，Ｖvr，ＶwrもＰＷＭ発生装置１１にセット
され、位相θ２（時刻ｔ２）から位相θ３（時刻ｔ３）
までの区間のＰＷＭ信号に反映される。
【００６１】そのため、図８で説明したように、割込タ
スクが起動してから電圧指令値がセットされるまでの位
相を補償する前回のサンプリング位相θf と、電圧指令
値がセットされてから実際のインバータの平均電圧と一
致するまでの位相を補償する今回のサンプリング位相θ
sの１／２とを、電圧ベクトル指令位相θvに加算して出
力位相θとしているのである。
スクが起動してから電圧指令値がセットされるまでの位
相を補償する前回のサンプリング位相θf と、電圧指令
値がセットされてから実際のインバータの平均電圧と一
致するまでの位相を補償する今回のサンプリング位相θ
sの１／２とを、電圧ベクトル指令位相θvに加算して出
力位相θとしているのである。
【００６２】位相θ２（時刻ｔ２）に発生した割込信号
Ｐ２による動作は次のとおりである。割込タスク２が起
動され、図５、つまり、図９の処理が行われ、電圧指令
値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrが位相θ３（時刻ｔ３）のときにＰ
ＷＭ発生装置１１にセットされ、位相θ３（時刻ｔ３）
から位相θ４（時刻ｔ４）までの区間のＰＷＭ信号に反
映される。
Ｐ２による動作は次のとおりである。割込タスク２が起
動され、図５、つまり、図９の処理が行われ、電圧指令
値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrが位相θ３（時刻ｔ３）のときにＰ
ＷＭ発生装置１１にセットされ、位相θ３（時刻ｔ３）
から位相θ４（時刻ｔ４）までの区間のＰＷＭ信号に反
映される。
【００６３】なお、搬送波周期Ｔについては、割込タス
ク２では演算しないため、位相θ１（時刻ｔ１）の割込
タスク１で得られた演算結果をそのまま用いている。
ク２では演算しないため、位相θ１（時刻ｔ１）の割込
タスク１で得られた演算結果をそのまま用いている。
【００６４】このような処理により、図１０に示すよう
な各相のＰＷＭ信号Ｐup，Ｐvp，Ｐwpを得ることができ
る。
な各相のＰＷＭ信号Ｐup，Ｐvp，Ｐwpを得ることができ
る。
【００６５】このようなシステムを構成することによ
り、電流制御などの演算処理に要するソフトウェア処理
の負担を軽減しながら、かつ、ＰＷＭ信号による各相の
電圧波形を正弦波に近づけることができるので、安価な
マイクロプロセッサなどを用いて制御装置を構成でき、
リプルが少ない制御系を実現できる。
り、電流制御などの演算処理に要するソフトウェア処理
の負担を軽減しながら、かつ、ＰＷＭ信号による各相の
電圧波形を正弦波に近づけることができるので、安価な
マイクロプロセッサなどを用いて制御装置を構成でき、
リプルが少ない制御系を実現できる。
【００６６】図１１は電流制御演算の結果により電圧ベ
クトル指令位相θv や出力電圧の周期が変化した場合の
搬送波Ｆcp，Ｆcn，電圧指令値Ｖur，搬送波周期Ｔとの
関係を詳細に示したタイムチャートである。
クトル指令位相θv や出力電圧の周期が変化した場合の
搬送波Ｆcp，Ｆcn，電圧指令値Ｖur，搬送波周期Ｔとの
関係を詳細に示したタイムチャートである。
【００６７】搬送波Ｆcp，ＦcnはＰＷＭ信号のデッドタ
イム時間ｔd を確保するために常に一定の差ｘd を持っ
た三角波となっている。搬送波発生装置１２では、搬送
波周期Ｔが与えられると、最大電圧設定値Ｖmax がセッ
トされる。
イム時間ｔd を確保するために常に一定の差ｘd を持っ
た三角波となっている。搬送波発生装置１２では、搬送
波周期Ｔが与えられると、最大電圧設定値Ｖmax がセッ
トされる。
【００６８】搬送波Ｆcp，Ｆcnは常に一定の時間毎にイ
ンクリメント、あるいは、デクリメントされる。例え
ば、搬送波Ｆcnがインクリメントされ続け、時刻ｔ１に
おいて最大電圧設定値Ｖmax と一致すると、割込信号Ｐ
１が発生するとともに、搬送波Ｆcnは０となるまでデク
リメントされ続ける。また、割込タスク１の演算も開始
される。
ンクリメント、あるいは、デクリメントされる。例え
ば、搬送波Ｆcnがインクリメントされ続け、時刻ｔ１に
おいて最大電圧設定値Ｖmax と一致すると、割込信号Ｐ
１が発生するとともに、搬送波Ｆcnは０となるまでデク
リメントされ続ける。また、割込タスク１の演算も開始
される。
【００６９】次に、搬送波Ｆcnが０となる時刻ｔ２で
は、割込信号Ｐ２を発生するとともに、割込タスク１で
演算された搬送波周期Ｔが搬送波発生装置１２に入力さ
れるので、これを基に最大電圧設定値Ｖmax がセットさ
れる。実際の搬送波周期は最大電圧設定値Ｖmax に比例
しているので、搬送波周期Ｔから比例演算により最大電
圧設定値Ｖmax を設定する。
は、割込信号Ｐ２を発生するとともに、割込タスク１で
演算された搬送波周期Ｔが搬送波発生装置１２に入力さ
れるので、これを基に最大電圧設定値Ｖmax がセットさ
れる。実際の搬送波周期は最大電圧設定値Ｖmax に比例
しているので、搬送波周期Ｔから比例演算により最大電
圧設定値Ｖmax を設定する。
【００７０】このとき、同時にＰＷＭ発生装置１１にセ
ットされる各相の電圧指令値（図１１では、Ｖurだけに
ついて表示している。）は搬送波周期Ｔの変化を反映し
た最大電圧設定値Ｖmax，オフセット電圧値Ｖoffを考慮
した値になっている。
ットされる各相の電圧指令値（図１１では、Ｖurだけに
ついて表示している。）は搬送波周期Ｔの変化を反映し
た最大電圧設定値Ｖmax，オフセット電圧値Ｖoffを考慮
した値になっている。
【００７１】以上のように、電流制御の過渡状態では搬
送波周期Ｔがきめ細かく変動してＰＷＭ制御が行われ、
定常状態では出力電圧の位相に同期したＰＷＭ信号を発
生できる構成となっているので、高周波の電流制御を行
いながら、搬送波による同期ＰＷＭ制御を実現できるこ
とがわかる。
送波周期Ｔがきめ細かく変動してＰＷＭ制御が行われ、
定常状態では出力電圧の位相に同期したＰＷＭ信号を発
生できる構成となっているので、高周波の電流制御を行
いながら、搬送波による同期ＰＷＭ制御を実現できるこ
とがわかる。
【００７２】図１２はスイッチングモードＳω＝３のと
きのタイムチャートであり、図１０に示すＳω＝９の場
合と同様に、図８の処理を行うことにより搬送波Ｆcp，
Ｆcnの位相は電圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrの位相と同期
した波形となる。
きのタイムチャートであり、図１０に示すＳω＝９の場
合と同様に、図８の処理を行うことにより搬送波Ｆcp，
Ｆcnの位相は電圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrの位相と同期
した波形となる。
【００７３】図８のステップ１１３の演算により制御す
ると、電圧ベクトル指令位相θv が０，２π／３，４π
／３のときに搬送波の値が最大となるような位相になる
ので、電圧指令値の大きさが増加するのに従ってＰＷＭ
信号の平均電圧もスムーズに大きくすることができる特
徴がある。
ると、電圧ベクトル指令位相θv が０，２π／３，４π
／３のときに搬送波の値が最大となるような位相になる
ので、電圧指令値の大きさが増加するのに従ってＰＷＭ
信号の平均電圧もスムーズに大きくすることができる特
徴がある。
【００７４】この実施形態により、搬送波を用いてＰＷ
Ｍ信号を発生する安価な制御装置で、搬送波周波数の１
／１０よりも高い周波数でも出力電流を所定の正弦波状
の波形に制御できるので、トルク応答性の良いモータ制
御装置を提供できる特徴がある。
Ｍ信号を発生する安価な制御装置で、搬送波周波数の１
／１０よりも高い周波数でも出力電流を所定の正弦波状
の波形に制御できるので、トルク応答性の良いモータ制
御装置を提供できる特徴がある。
【００７５】また、同一の搬送波周波数であればインバ
ータの最高出力周波数をより高くできるので、特に永久
磁石式同期モータでは磁石使用量を低減でき、さらに低
コスト化を実現できる特長を持っている。
ータの最高出力周波数をより高くできるので、特に永久
磁石式同期モータでは磁石使用量を低減でき、さらに低
コスト化を実現できる特長を持っている。
【００７６】図１３はビート現象を起こすことなく、搬
送波周波数がインバータの出力周波数の偶数倍（６倍）
となる同期ＰＷＭ信号で電流制御するモータ制御装置の
実施形態である。
送波周波数がインバータの出力周波数の偶数倍（６倍）
となる同期ＰＷＭ信号で電流制御するモータ制御装置の
実施形態である。
【００７７】図１の実施形態と比べて、図１３ではＰＷ
Ｍ信号切替回路１６が追加されていることが異なる。ま
た、電圧演算装置１０内の電圧設定部１４、及び、モー
ド設定部１５で行われる処理内容も図１に対して変更さ
れている。
Ｍ信号切替回路１６が追加されていることが異なる。ま
た、電圧演算装置１０内の電圧設定部１４、及び、モー
ド設定部１５で行われる処理内容も図１に対して変更さ
れている。
【００７８】まず、モード設定部１５では、図６の処理
の代わりに図１４に示すフローチャートの処理が行われ
る。図１４はスイッチングモードＳω＝３とＳω＝９の
間にＳω＝６となる区間を設けるための処理、つまり、
ステップ１０７，ステップ１０８を追加したものであ
る。これにより、図１５に示すように、モータ速度ωｍ
に対して、ω４からω５の範囲内でＳω＝６となる。ま
た、ω３からω４、及び、ω５からω６の範囲内につい
てはヒステリシス特性を持ちながら、モードＳωが決定
される。
の代わりに図１４に示すフローチャートの処理が行われ
る。図１４はスイッチングモードＳω＝３とＳω＝９の
間にＳω＝６となる区間を設けるための処理、つまり、
ステップ１０７，ステップ１０８を追加したものであ
る。これにより、図１５に示すように、モータ速度ωｍ
に対して、ω４からω５の範囲内でＳω＝６となる。ま
た、ω３からω４、及び、ω５からω６の範囲内につい
てはヒステリシス特性を持ちながら、モードＳωが決定
される。
【００７９】図１の実施形態では、スイッチングモード
Ｓωが９から３に切り替わる際には、スイッチング周波
数が１／３に低減されるため、出力電流の波形の高調波
成分が３倍に急変するが、スイッチングモードＳω＝６
を中間に挿入することにより、出力電流の高調波成分の
変化量を低減できる特長がある。
Ｓωが９から３に切り替わる際には、スイッチング周波
数が１／３に低減されるため、出力電流の波形の高調波
成分が３倍に急変するが、スイッチングモードＳω＝６
を中間に挿入することにより、出力電流の高調波成分の
変化量を低減できる特長がある。
【００８０】図１３において、電圧設定部１４にはスイ
ッチングモードＳω＝６が入力される点と、各相の電圧
符号信号Ｆu，Ｆv，Ｆwが出力される点が図１と異な
る。
ッチングモードＳω＝６が入力される点と、各相の電圧
符号信号Ｆu，Ｆv，Ｆwが出力される点が図１と異な
る。
【００８１】割込信号Ｐ１，Ｐ２により起動される割込
タスク１，２の中で電圧設定部１４の処理が行われる
が、それぞれの処理内容を表したフローチャートを図１
６，図１７に示す。
タスク１，２の中で電圧設定部１４の処理が行われる
が、それぞれの処理内容を表したフローチャートを図１
６，図１７に示す。
【００８２】図１６はステップ１１４の中に各相の電圧
符号信号Ｆu，Ｆv，Ｆw を１に設定すること、ステップ
１１５，１１６を追加したことが図１８と異なる。
符号信号Ｆu，Ｆv，Ｆw を１に設定すること、ステップ
１１５，１１６を追加したことが図１８と異なる。
【００８３】ここでは、電圧符号信号Ｆu，Ｆv，Ｆw の
値が１，０のときそれぞれ「切替有り」，「切替無し」
を意味する。ステップ１１４の場合、スイッチングモー
ドＳωは３、あるいは、９であるので、図８の実施形態
と同じでよく、電圧符号信号Ｆu，Ｆv，Ｆwは１に設定
している。
値が１，０のときそれぞれ「切替有り」，「切替無し」
を意味する。ステップ１１４の場合、スイッチングモー
ドＳωは３、あるいは、９であるので、図８の実施形態
と同じでよく、電圧符号信号Ｆu，Ｆv，Ｆwは１に設定
している。
【００８４】ステップ１１０において、Ｓω＝６と判断
してステップ１１５，１１６の処理を行う場合について
説明する。
してステップ１１５，１１６の処理を行う場合について
説明する。
【００８５】ステップ１１５，１１６では、出力電圧の
１周期を６分割する搬送波を発生するために、ステップ
１１２やステップ１１３と同様に、補償位相θc を求
め、これが０に近づくようにサンプリング位相θsを補
償位相θcにより補正している。このサンプリング位相
θs から搬送波周期Ｔ，出力位相θ，補正した電圧Ｖ、
及び、オフセット電圧Ｖoff を算出する処理はステップ
１１３，１１４と同じである。
１周期を６分割する搬送波を発生するために、ステップ
１１２やステップ１１３と同様に、補償位相θc を求
め、これが０に近づくようにサンプリング位相θsを補
償位相θcにより補正している。このサンプリング位相
θs から搬送波周期Ｔ，出力位相θ，補正した電圧Ｖ、
及び、オフセット電圧Ｖoff を算出する処理はステップ
１１３，１１４と同じである。
【００８６】しかし、各相の電圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖ
wrはいずれも正弦波の絶対値にオフセット電圧Ｖoff を
加算している点が他のスイッチングモードと異なる点で
ある。
wrはいずれも正弦波の絶対値にオフセット電圧Ｖoff を
加算している点が他のスイッチングモードと異なる点で
ある。
【００８７】また、電圧符号信号Ｆu，Ｆv，Ｆw は正弦
波の符号が正のときは１に、負のときには０にセットす
る。
波の符号が正のときは１に、負のときには０にセットす
る。
【００８８】図１７に示す割込タスク２で処理される電
圧設定部の演算（電圧設定２）についても、スイッチン
グモードＳω＝６の場合には図１６で説明した内容と同
様の処理を行う。
圧設定部の演算（電圧設定２）についても、スイッチン
グモードＳω＝６の場合には図１６で説明した内容と同
様の処理を行う。
【００８９】このようにして得られた電圧符号信号Ｆ
u，Ｆv，Ｆw は、図１３に示すように、ＰＷＭ発生装置
１１で比較処理されて出力される各相の基本ＰＷＭ信号
Ｐｕ１，Ｐu２，Ｐv１，Ｐv２，Ｐw１，Ｐw２ ととも
に、ＰＷＭ信号切替回路１６に入力される。この回路は
図１８に示すとおり、Ｕ相処理部１７ｕ，Ｖ相処理部17
ｖ，Ｗ相処理部１７ｗから構成されており、同じ処理が
行われる。
u，Ｆv，Ｆw は、図１３に示すように、ＰＷＭ発生装置
１１で比較処理されて出力される各相の基本ＰＷＭ信号
Ｐｕ１，Ｐu２，Ｐv１，Ｐv２，Ｐw１，Ｐw２ ととも
に、ＰＷＭ信号切替回路１６に入力される。この回路は
図１８に示すとおり、Ｕ相処理部１７ｕ，Ｖ相処理部17
ｖ，Ｗ相処理部１７ｗから構成されており、同じ処理が
行われる。
【００９０】ここでは、Ｕ相処理部１７ｕについて説明
する。電圧符号信号Ｆu の入力部には、信号の立ち上が
り時にのみ一定のデッドタイム時間だけ立ち上がりが遅
延する遅延回路１８ａ，１８ｂがある。なお、立ち下が
り時には遅延なく信号が立ち下がる回路となっている。
する。電圧符号信号Ｆu の入力部には、信号の立ち上が
り時にのみ一定のデッドタイム時間だけ立ち上がりが遅
延する遅延回路１８ａ，１８ｂがある。なお、立ち下が
り時には遅延なく信号が立ち下がる回路となっている。
【００９１】このような回路構成をとることにより、電
圧符号信号Ｆu が１、つまり、電圧の符号が正のときに
は、Ｐu１がＰＷＭ信号Ｐupとして、Ｐu２がＰＷＭ信号
Ｐunとして出力される。逆に、Ｆuが０、つまり、電圧
の符号が負の場合には、Ｐu１がＰＷＭ信号Ｐunとし
て、Ｐu２がＰＷＭ信号Ｐupとして出力される。
圧符号信号Ｆu が１、つまり、電圧の符号が正のときに
は、Ｐu１がＰＷＭ信号Ｐupとして、Ｐu２がＰＷＭ信号
Ｐunとして出力される。逆に、Ｆuが０、つまり、電圧
の符号が負の場合には、Ｐu１がＰＷＭ信号Ｐunとし
て、Ｐu２がＰＷＭ信号Ｐupとして出力される。
【００９２】これをタイムチャートで示した波形が図１
９である。Ｐu１は常に幅の広いPWM信号となり、Ｐu２
は常に幅の狭いＰＷＭ信号となる。電圧符号信号Ｆuを
遅延回路１８ａ，１８ｂ，ＮＯＴ回路に通した出力信号
Ｆu１，Ｆu２とＰu１，Ｐu２の関係から、Ｕ相の上アー
ムのＰＷＭ信号Ｐupと下アームのＰＷＭ信号Ｐunが得ら
れることが図１８の回路図と図１９のタイムチャートか
らわかる。
９である。Ｐu１は常に幅の広いPWM信号となり、Ｐu２
は常に幅の狭いＰＷＭ信号となる。電圧符号信号Ｆuを
遅延回路１８ａ，１８ｂ，ＮＯＴ回路に通した出力信号
Ｆu１，Ｆu２とＰu１，Ｐu２の関係から、Ｕ相の上アー
ムのＰＷＭ信号Ｐupと下アームのＰＷＭ信号Ｐunが得ら
れることが図１８の回路図と図１９のタイムチャートか
らわかる。
【００９３】このＰupとＰunとは１８０度の位相差を持
つ同じ波形になっている。このような波形になっている
ために、インバータ３の出力電流に偶数次の高調波の発
生を抑制することができる。もし、スイッチングモード
Ｓω＝６のＰＷＭ発生方法をＳω＝３，９のときと同じ
にすると、ＰupとＰunとは必ず異なる波形となるため、
偶数次の高調波が発生してしまうことになる。
つ同じ波形になっている。このような波形になっている
ために、インバータ３の出力電流に偶数次の高調波の発
生を抑制することができる。もし、スイッチングモード
Ｓω＝６のＰＷＭ発生方法をＳω＝３，９のときと同じ
にすると、ＰupとＰunとは必ず異なる波形となるため、
偶数次の高調波が発生してしまうことになる。
【００９４】ここで示した実施形態はデッドタイムを考
慮した上アームと下アームのＰＷＭ信号を同時に得るこ
とができるので、回路構成が簡単になる特徴を持ってい
る。また、２つの搬送波によりＰＷＭ信号を発生する専
用回路を持つマイクロコンピュータ（例えば、日立製作
所のＳＨ7034など）も市販されており、それを本実施形
態に用いれば、さらに回路構成を簡単にすることも可能
である。
慮した上アームと下アームのＰＷＭ信号を同時に得るこ
とができるので、回路構成が簡単になる特徴を持ってい
る。また、２つの搬送波によりＰＷＭ信号を発生する専
用回路を持つマイクロコンピュータ（例えば、日立製作
所のＳＨ7034など）も市販されており、それを本実施形
態に用いれば、さらに回路構成を簡単にすることも可能
である。
【００９５】また、図１８の回路まで含めたＰＷＭ信号
発生回路をマイクロコンピュータに組み込むことによ
り、同期ＰＷＭ信号によるインバータ制御専用のＬＳＩ
を構築することができる。
発生回路をマイクロコンピュータに組み込むことによ
り、同期ＰＷＭ信号によるインバータ制御専用のＬＳＩ
を構築することができる。
【００９６】なお、ここで示した実施形態では、立ち上
がり時にのみ遅延する遅延回路18ａ，１８ｂを用いてい
るため、ＰＷＭ信号Ｐup，Ｐunは波形が位相０を中心と
して厳密には左右対称となっていないが、回路構成を変
更することにより左右対称の波形を得ることはできる。
がり時にのみ遅延する遅延回路18ａ，１８ｂを用いてい
るため、ＰＷＭ信号Ｐup，Ｐunは波形が位相０を中心と
して厳密には左右対称となっていないが、回路構成を変
更することにより左右対称の波形を得ることはできる。
【００９７】この実施形態を用いれば、高周波の電流制
御を必要とするモータ制御システムにおいても、滑らか
な同期ＰＷＭ制御の切り替えを行うことができ、電流リ
プルが少ない安定した高性能のトルク制御を安価な制御
装置で実現できる利点がある。
御を必要とするモータ制御システムにおいても、滑らか
な同期ＰＷＭ制御の切り替えを行うことができ、電流リ
プルが少ない安定した高性能のトルク制御を安価な制御
装置で実現できる利点がある。
【００９８】以上が、本発明の一実施形態であり、同期
モータを駆動するシステムについて説明したが、モータ
としては誘導モータなどの他の交流モータにも適用でき
る。また、同期ＰＷＭ信号のスイッチングモードを３，
６，９の場合について示したが、スイッチングモードは
１２，１５などを追加することができる。
モータを駆動するシステムについて説明したが、モータ
としては誘導モータなどの他の交流モータにも適用でき
る。また、同期ＰＷＭ信号のスイッチングモードを３，
６，９の場合について示したが、スイッチングモードは
１２，１５などを追加することができる。
【００９９】さらに、説明の中では、電流制御の演算周
期は搬送波周期と同じに、電圧演算周期を搬送波周期の
１／２にそれぞれ設定している。これは搬送波の最小値
を常に同値にできる特徴を持っている。しかし、制御装
置の処理能力が高ければ、電流制御の演算周期を電圧の
演算周期と同じにしてもよい。逆に、電流の制御性能の
劣化を許容できれば、電流制御の演算周期をさらに長く
しても本発明を適用することができる。
期は搬送波周期と同じに、電圧演算周期を搬送波周期の
１／２にそれぞれ設定している。これは搬送波の最小値
を常に同値にできる特徴を持っている。しかし、制御装
置の処理能力が高ければ、電流制御の演算周期を電圧の
演算周期と同じにしてもよい。逆に、電流の制御性能の
劣化を許容できれば、電流制御の演算周期をさらに長く
しても本発明を適用することができる。
【０１００】ＰＷＭ信号を同期化する方法として、搬送
波周期を徐々にモータの回転角や出力電圧の位相により
補正していく方法について述べたが、この方法は電流制
御への影響が少ない利点を持っている。しかし、さらに
積極的に搬送波周期をサンプリング時間毎に常に出力電
圧の位相に一致させる方法でも本発明を活用することが
できることはいうまでもない。
波周期を徐々にモータの回転角や出力電圧の位相により
補正していく方法について述べたが、この方法は電流制
御への影響が少ない利点を持っている。しかし、さらに
積極的に搬送波周期をサンプリング時間毎に常に出力電
圧の位相に一致させる方法でも本発明を活用することが
できることはいうまでもない。
【０１０１】
【発明の効果】本発明によれば、搬送波比較のＰＷＭ信
号を用いる低コストな制御装置を用いながら、電力変換
装置の出力電流を搬送波周波数の１／１０を越えて１／
３の高い周波数まで安定に制御できるので、交流モータ
の小型化，低コスト化を実現できる効果がある。
号を用いる低コストな制御装置を用いながら、電力変換
装置の出力電流を搬送波周波数の１／１０を越えて１／
３の高い周波数まで安定に制御できるので、交流モータ
の小型化，低コスト化を実現できる効果がある。
【図１】本発明の一実施形態をなす同期モータ駆動シス
テムの構成図を示す。
テムの構成図を示す。
【図２】インバータ３の主回路とＰＷＭ信号の関係を示
す回路図である。
す回路図である。
【図３】同期モータの磁極位置と電圧ベクトルの関係を
示すベクトル図である。
示すベクトル図である。
【図４】割込パルスＰ１により起動する割込タスク１の
処理を示すフローチャートである。
処理を示すフローチャートである。
【図５】割込パルスＰ２により起動する割込タスク２の
処理を示すフローチャートである。
処理を示すフローチャートである。
【図６】図１の実施形態において、モード設定部１５で
行われるモード設定演算のフローチャートである。
行われるモード設定演算のフローチャートである。
【図７】図６のモード設定演算により決定されるモータ
速度ωｍとスイッチングモードとの関係を表す特性図で
ある。
速度ωｍとスイッチングモードとの関係を表す特性図で
ある。
【図８】図１の実施形態において、割込パルスＰ１が発
生したときに電圧設定部１４で行われる電圧設定１演算
のフローチャートである。
生したときに電圧設定部１４で行われる電圧設定１演算
のフローチャートである。
【図９】図１の実施形態において、割込パルスＰ２が発
生したときに電圧設定部１４で行われる電圧設定２演算
のフローチャートである。
生したときに電圧設定部１４で行われる電圧設定２演算
のフローチャートである。
【図１０】スイッチングモードＳω＝９のときの同期Ｐ
ＷＭ信号のタイムチャートである。
ＷＭ信号のタイムチャートである。
【図１１】出力電圧の位相，周期が変化したときの搬送
波周期，電圧指令値の関係を示したタイムチャートであ
る。
波周期，電圧指令値の関係を示したタイムチャートであ
る。
【図１２】スイッチングモードＳω＝３のときの同期Ｐ
ＷＭ信号のタイムチャートである。
ＷＭ信号のタイムチャートである。
【図１３】本発明の他の実施形態をなす、スイッチング
モードＳω＝６を用いて同期モータを駆動するモータ駆
動システムの構成図を示す。
モードＳω＝６を用いて同期モータを駆動するモータ駆
動システムの構成図を示す。
【図１４】図１３の実施形態において、モード設定部１
５で行われるモード設定演算のフローチャートを示す。
５で行われるモード設定演算のフローチャートを示す。
【図１５】図１４の演算によって決定されるモータ速度
ωｍとスイッチングモードとの関係を表す特性図であ
る。
ωｍとスイッチングモードとの関係を表す特性図であ
る。
【図１６】図１３の実施形態において、割込パルスＰ１
が発生したときに電圧設定部１４で行われる電圧設定１
演算のフローチャートである。
が発生したときに電圧設定部１４で行われる電圧設定１
演算のフローチャートである。
【図１７】図１３の実施形態において、割込パルスＰ２
が発生したときに電圧設定部１４で行われる電圧設定２
演算のフローチャートである。
が発生したときに電圧設定部１４で行われる電圧設定２
演算のフローチャートである。
【図１８】ＰＷＭ信号切替回路１６の構成を示す回路図
である。
である。
【図１９】図１３の実施形態において、スイッチングモ
ードＳω＝６のときの同期ＰＷＭ信号のタイムチャート
である。
ードＳω＝６のときの同期ＰＷＭ信号のタイムチャート
である。
１…同期モータ、２…電源、３…インバータ、４…制御
装置、５…速度検出器、６…磁極位置検出器、７…電流
センサ、８…トルク指令発生装置、９…ベクトル制御演
算装置、１０…電圧演算装置、１１…ＰＷＭ発生装置、
１２…搬送波発生装置、１３…電流制御部、１４…電圧
設定部、１５…モード設定部、１６…ＰＷＭ切替回路、
１７ｕ…Ｕ相処理部、１７ｖ…Ｖ相処理部、１７ｗ…Ｗ
相処理部、１８ａ，１８ｂ…遅延回路。
装置、５…速度検出器、６…磁極位置検出器、７…電流
センサ、８…トルク指令発生装置、９…ベクトル制御演
算装置、１０…電圧演算装置、１１…ＰＷＭ発生装置、
１２…搬送波発生装置、１３…電流制御部、１４…電圧
設定部、１５…モード設定部、１６…ＰＷＭ切替回路、
１７ｕ…Ｕ相処理部、１７ｖ…Ｖ相処理部、１７ｗ…Ｗ
相処理部、１８ａ，１８ｂ…遅延回路。
Claims (13)
- 【請求項１】交流モータの電流と電流指令値とを比較
し、該比較結果から前記交流モータに印加する交流電圧
指令値を演算し、該交流電圧指令値と搬送波を比較する
ことによりＰＷＭ信号を発生し、該ＰＷＭ信号により前
記交流モータに交流電圧を印加し、もって前記交流モー
タを制御するモータ制御方法において、 前記交流電圧指令値の演算のタイミングを前記搬送波に
同期させ、前記搬送波の周波数を前記交流電圧指令値の
周波数のＮ倍（Ｎは整数）にすることを特徴とするモー
タ制御方法。 - 【請求項２】請求項１記載において、前記搬送波の位相
が前記交流電圧の所定の位相に同期するように、前記交
流モータの速度変化に応じて前記搬送波の周期を定める
ことを特徴とするモータ制御方法。 - 【請求項３】請求項１記載において、前記Ｎは３の倍数
であることを特徴とするモータ制御方法。 - 【請求項４】請求項１記載において、前記交流電圧指令
値の演算の周期は、前記搬送波の周期の１／２の整数倍
であることを特徴とするモータ制御方法。 - 【請求項５】請求項１記載において、所定の差を有する
第１及び第２の搬送波を発生し、前記交流電圧指令値と
前記第１及び第２の搬送波をそれぞれ比較することによ
り第１及び第２のＰＷＭ信号を発生し、前記第１及び第
２のＰＷＭ信号を相互に切り替えて出力し、前記電力変
換装置の対となる正側及び負側のスイッチング素子をそ
れぞれ駆動することを特徴とするモータ制御方法。 - 【請求項６】請求項１乃至５のいずれかにおいて、前記
搬送波はディジタルカウンタにより求めるものであっ
て、かつ、前記搬送波の最大値あるいは最小値のいずれ
かは常に同値であることを特徴とするモータ制御方法。 - 【請求項７】同期モータと、該同期モータに交流電圧で
電力を供給する電力変換装置と、前記交流電圧の電圧指
令値と搬送波との比較によりＰＷＭ信号を発生して前記
電力変換装置を制御するＰＷＭ制御装置とを備えたモー
タ制御システムにおいて、 前記搬送波の周期を前記同期モータの回転角により補正
することを特徴とするモータ制御システム。 - 【請求項８】所定の差を有する第１及び第２の搬送波を
発生する搬送波発生手段と、電圧指令値と前記第１及び
第２の搬送波をそれぞれ比較して第１及び第２のＰＷＭ
信号を発生するＰＷＭ制御手段と、前記第１及び第２の
ＰＷＭ信号により対となる正側及び負側のスイッチング
素子を駆動して電圧を発生するインバータを備えたモー
タ制御システムにおいて、 前記正側及び負側のスイッチング素子に印加する前記第
１及び第２のＰＷＭ信号を相互に切り替える切替手段を
備えたことを特徴とするモータ制御システム。 - 【請求項９】請求項８記載において、前記ＰＷＭ信号発
生手段は、前記交流電圧指令値の位相に応じて第１と第
２のＰＷＭ信号を切り替え、前記ＰＷＭ信号を切り替え
る際、前記交流電圧指令値の符号を反転することを特徴
とするモータ制御システム。 - 【請求項１０】請求項８記載において、前記搬送波の周
波数を前記電圧指令値の周波数の偶数倍としたことを特
徴とするモータ制御システム。 - 【請求項１１】所定の差を有する第１及び第２の搬送波
を発生する搬送波発生手段と、電圧指令値と前記第１及
び第２の搬送波をそれぞれ比較して第１及び第２のＰＷ
Ｍ信号を発生するＰＷＭ制御手段と、前記第１及び第２
のＰＷＭ信号を相互に切り替えて出力する切替手段を備
えたことを特徴とする集積回路、あるいは、マイクロコ
ンピュータ。 - 【請求項１２】所定の差を有する第１及び第２の搬送波
を発生する搬送波発生手段と、電圧指令値と前記第１及
び第２の搬送波をそれぞれ比較して第１及び第２のＰＷ
Ｍ信号を発生するＰＷＭ制御手段と、前記第１及び第２
のＰＷＭ信号を相互に切り替えて出力する切替手段を備
えた集積回路により、インバータをＰＷＭ制御すること
を特徴とする電力制御装置。 - 【請求項１３】交流モータと、交流電圧指令値を演算す
る制御手段と、前記交流電圧指令値と搬送波を比較しＰ
ＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、該ＰＷＭ信
号により前記交流モータに電力を供給する電力変換装置
を備えたモータ制御システムにおいて、 前記交流モータの電流と電流指令値とを比較し交流電圧
指令値を演算する電流制御手段と、基準搬送波の１／１
０以上の周波数の出力電流を発生させるとき前記搬送波
の周波数を変化させる手段とを有することを特徴とする
モータ制御システム。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15188997A JP3346223B2 (ja) | 1997-06-10 | 1997-06-10 | モータ制御方法及びモータ制御システム |
| US09/094,467 US6043624A (en) | 1997-06-10 | 1998-06-10 | Motor control method and motor control system |
| US09/421,368 US6225774B1 (en) | 1997-06-10 | 1999-10-19 | Motor control method and motor control system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15188997A JP3346223B2 (ja) | 1997-06-10 | 1997-06-10 | モータ制御方法及びモータ制御システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10341600A true JPH10341600A (ja) | 1998-12-22 |
| JP3346223B2 JP3346223B2 (ja) | 2002-11-18 |
Family
ID=15528428
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15188997A Expired - Lifetime JP3346223B2 (ja) | 1997-06-10 | 1997-06-10 | モータ制御方法及びモータ制御システム |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6043624A (ja) |
| JP (1) | JP3346223B2 (ja) |
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006174532A (ja) * | 2004-12-13 | 2006-06-29 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | Ｐｗｍインバータ |
| JP2007267477A (ja) * | 2006-03-28 | 2007-10-11 | Kawasaki Heavy Ind Ltd | インバータ制御装置及びこれを用いた電動機制御システム |
| JP2007314093A (ja) * | 2006-05-29 | 2007-12-06 | Hitachi Ltd | 電動ポンプ装置及びパワーステアリング装置 |
| JP2008508002A (ja) * | 2004-07-30 | 2008-03-21 | アエスキュラップ アーゲー ウント ツェーオー カーゲー | 外科用機械及び外科用機械の操作方法 |
| JP2009118603A (ja) * | 2007-11-05 | 2009-05-28 | Ihi Corp | モータ制御装置及びモータ制御方法 |
| JP2009147993A (ja) * | 2007-12-11 | 2009-07-02 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ制御装置並びに電動機駆動装置並びに空気調和装置 |
| WO2011024339A1 (ja) * | 2009-08-24 | 2011-03-03 | パナソニック株式会社 | モータ駆動装置およびモータ駆動方法 |
| JP2011055608A (ja) * | 2009-08-31 | 2011-03-17 | Yaskawa Electric Corp | Ｐｗｍインバータ装置およびその制御方法 |
| JP2011523340A (ja) * | 2008-06-13 | 2011-08-04 | 株洲南▲車▼▲時▼代▲電▼气股▲ふん▼有限公司 | 空間ベクトルベースの同期変調方法およびシステム |
| CN102195561A (zh) * | 2010-03-11 | 2011-09-21 | 松下电器产业株式会社 | 电动机驱动装置 |
| JP2011234452A (ja) * | 2010-04-26 | 2011-11-17 | Mitsubishi Electric Corp | 同期電動機の制御装置 |
| CN102761288A (zh) * | 2011-04-28 | 2012-10-31 | 株式会社日立制作所 | 电力变换装置 |
| KR20170041413A (ko) * | 2015-10-07 | 2017-04-17 | 엘지전자 주식회사 | 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스 |
| CN107017819A (zh) * | 2017-05-18 | 2017-08-04 | 武汉华海通用电气有限公司 | 一种高压变频器的暂态故障穿越控制方法及*** |
| CN113552908A (zh) * | 2020-04-24 | 2021-10-26 | 操纵技术Ip控股公司 | 用于使非确定性事件同步的方法和*** |
Families Citing this family (45)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3282657B2 (ja) * | 1997-06-18 | 2002-05-20 | 株式会社安川電機 | 永久磁石形ブラシレスモータの初期磁極位置推定方法 |
| JP3424013B2 (ja) * | 1999-04-21 | 2003-07-07 | 伊東電機株式会社 | ブラシレスモータ駆動装置、並びに、コンベアシステム |
| US6313602B1 (en) * | 1999-04-30 | 2001-11-06 | Texas Instruments Incorporated | Modified space vector pulse width modulation technique to reduce DC bus ripple effect in voltage source inverters |
| JP4624619B2 (ja) | 1999-09-17 | 2011-02-02 | ジーエム・グローバル・テクノロジー・オペレーションズ・インコーポレーテッド | 永久磁石ブラシレス電子モータにおいてトルクを制御するための方法及び装置 |
| US6647329B2 (en) | 2000-04-07 | 2003-11-11 | Delphi Technologies, Inc. | Damping of voltage-controlled brushless motors for electric power steering systems |
| JP4575547B2 (ja) * | 2000-04-18 | 2010-11-04 | トヨタ自動車株式会社 | モータの制御装置 |
| SE0001734L (sv) * | 2000-05-11 | 2001-11-12 | Saab Ab | Arrangemang för att medelst en trefas borstlös likströmsmotor styra en riktbar enhet, företrädesvis ett vapensikte |
| JP3546817B2 (ja) * | 2000-07-11 | 2004-07-28 | 日産自動車株式会社 | 電動機の磁極位置検出装置 |
| JP3661572B2 (ja) * | 2000-07-18 | 2005-06-15 | 日産自動車株式会社 | インバーターの電流センサー診断装置 |
| US6498451B1 (en) | 2000-09-06 | 2002-12-24 | Delphi Technologies, Inc. | Torque ripple free electric power steering |
| US6566829B1 (en) | 2000-09-07 | 2003-05-20 | Delphi Technologies, Inc. | Method and apparatus for torque control of a machine |
| US6424113B1 (en) | 2001-01-06 | 2002-07-23 | Ford Global Technologies, Inc. | Method and apparatus for pulse width modulation |
| JP3840905B2 (ja) * | 2001-03-08 | 2006-11-01 | 株式会社日立製作所 | 同期電動機の駆動装置 |
| JP3548540B2 (ja) * | 2001-03-29 | 2004-07-28 | Ｎｅｃマイクロシステム株式会社 | トリガ生成回路 |
| WO2002100704A2 (en) | 2001-06-08 | 2002-12-19 | Delphi Technologies, Inc. | Velocity compensation control for electric steering systems |
| US6900607B2 (en) * | 2001-08-17 | 2005-05-31 | Delphi Technologies, Inc. | Combined feedforward and feedback parameter estimation for electric machines |
| US20030076064A1 (en) * | 2001-08-17 | 2003-04-24 | Kleinau Julie A. | Feedforward parameter estimation for electric machines |
| US7199549B2 (en) * | 2001-08-17 | 2007-04-03 | Delphi Technologies, Inc | Feedback parameter estimation for electric machines |
| US7071649B2 (en) | 2001-08-17 | 2006-07-04 | Delphi Technologies, Inc. | Active temperature estimation for electric machines |
| JP3672866B2 (ja) * | 2001-12-04 | 2005-07-20 | 松下電器産業株式会社 | モータ駆動装置およびモータ駆動方法 |
| US7576506B2 (en) | 2001-12-11 | 2009-08-18 | Delphi Technologies, Inc. | Feedforward parameter estimation for electric machines |
| JP2003348875A (ja) * | 2002-05-27 | 2003-12-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電動機駆動装置 |
| US7190135B2 (en) * | 2002-06-26 | 2007-03-13 | Delphi Technologies, Inc. | Method of inverter linearization in electric machines through secondary modulation |
| WO2004055967A1 (ja) * | 2002-10-17 | 2004-07-01 | Denso Corporation | 交流回転電機の磁気騒音低減方法、それを用いるモータ制御装置及び交流回転電機装置 |
| US7157878B2 (en) * | 2002-11-19 | 2007-01-02 | Delphi Technologies, Inc. | Transient compensation voltage estimation for feedforward sinusoidal brushless motor control |
| US20040189228A1 (en) * | 2003-03-28 | 2004-09-30 | Gregory Katch | Vehicle speed dependent compensator for electric steering systems |
| JP4560289B2 (ja) * | 2003-12-26 | 2010-10-13 | 富士通株式会社 | モータ駆動制御装置およびライブラリ装置 |
| US6967461B1 (en) * | 2004-08-31 | 2005-11-22 | Hamilton Sundstrand Corporation | North-south pole determination for carrier injection sensorless position sensing systems |
| US20070262429A1 (en) * | 2006-05-15 | 2007-11-15 | Staktek Group, L.P. | Perimeter stacking system and method |
| US20080024028A1 (en) * | 2006-07-27 | 2008-01-31 | Islam Mohammad S | Permanent magnet electric motor |
| US7549504B2 (en) * | 2006-07-28 | 2009-06-23 | Delphi Technologies, Inc. | Quadrant dependent active damping for electric power steering |
| US7543679B2 (en) * | 2006-07-28 | 2009-06-09 | Delphi Technologies, Inc. | Compensation of periodic sensor errors in electric power steering systems |
| US7725227B2 (en) | 2006-12-15 | 2010-05-25 | Gm Global Technology Operations, Inc. | Method, system, and apparatus for providing enhanced steering pull compensation |
| JP4205157B1 (ja) * | 2007-09-25 | 2009-01-07 | 三菱電機株式会社 | 電動機の制御装置 |
| JP5252229B2 (ja) * | 2009-10-02 | 2013-07-31 | アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 | 電動機駆動装置の制御装置 |
| KR101091745B1 (ko) * | 2010-04-22 | 2011-12-08 | 엘지전자 주식회사 | 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법 |
| KR101167778B1 (ko) * | 2010-04-22 | 2012-07-31 | 엘지전자 주식회사 | 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법 |
| EP2469692B1 (en) * | 2010-12-24 | 2019-06-12 | ABB Research Ltd. | Method for controlling a converter |
| JP5798134B2 (ja) * | 2011-02-10 | 2015-10-21 | 株式会社マキタ | 電動工具 |
| JP5161985B2 (ja) * | 2011-02-16 | 2013-03-13 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置および電動パワーステアリングの制御装置 |
| KR101565267B1 (ko) * | 2011-09-30 | 2015-11-02 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 전동기의 벡터 제어 장치, 전동기, 차량 구동 시스템 및 전동기의 벡터 제어 방법 |
| DE102015221926A1 (de) * | 2015-11-09 | 2017-05-11 | Continental Automotive Gmbh | Verfahren zum Steuern eines Halbleiterschalters eines Stromrichters, Verfahren und Vorrichtung zum Betreiben einer elektrischen Maschine |
| US10581361B2 (en) * | 2017-01-17 | 2020-03-03 | Ford Global Technologies, Llc | Multiple inverter system for an electric machine |
| CN108809194B (zh) * | 2018-06-14 | 2020-06-23 | 商飞信息科技（上海）有限公司 | 一种基于实时控制器的电机驱动测试***及方法 |
| CN113179072B (zh) * | 2021-05-13 | 2022-08-19 | 山东中科先进技术有限公司 | 一种用于永磁同步电机控制器的角度补偿方法及*** |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4447771A (en) * | 1981-08-31 | 1984-05-08 | Kollmorgen Technologies Corporation | Control system for synchronous brushless motors |
| US4490661A (en) * | 1983-07-28 | 1984-12-25 | Kollmorgen Technologies Corporation | Control system for synchronous brushless motors utilizing torque angle control |
| US4763057A (en) * | 1983-12-30 | 1988-08-09 | Kollmorgen Technologies Corporation | Control for improving induction transient response by excitation angle control |
| DE3689210T2 (de) * | 1985-07-02 | 1994-05-11 | Pioneer Electronic Corp | Pulsbreitenmodulationsansteuerschaltung. |
| JP2717913B2 (ja) * | 1992-12-25 | 1998-02-25 | 東洋電機製造株式会社 | スイッチング周波数制御方法 |
| JPH06197547A (ja) * | 1992-12-25 | 1994-07-15 | Meidensha Corp | インバータのｐｗｍ制御方法 |
| JPH0767350A (ja) * | 1993-08-24 | 1995-03-10 | Toshiba Corp | インバータ装置 |
| ZA949795B (en) * | 1993-12-17 | 1995-08-18 | Hitachi Ltd | Electric power conversion equipment. |
| US5581169A (en) * | 1994-08-31 | 1996-12-03 | Allen-Bradley Company, Inc. | Apparatus used with an inverter/converter eliminating unintended voltage pulses |
-
1997
- 1997-06-10 JP JP15188997A patent/JP3346223B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-06-10 US US09/094,467 patent/US6043624A/en not_active Expired - Lifetime
-
1999
- 1999-10-19 US US09/421,368 patent/US6225774B1/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008508002A (ja) * | 2004-07-30 | 2008-03-21 | アエスキュラップ アーゲー ウント ツェーオー カーゲー | 外科用機械及び外科用機械の操作方法 |
| JP2006174532A (ja) * | 2004-12-13 | 2006-06-29 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | Ｐｗｍインバータ |
| JP2007267477A (ja) * | 2006-03-28 | 2007-10-11 | Kawasaki Heavy Ind Ltd | インバータ制御装置及びこれを用いた電動機制御システム |
| JP2007314093A (ja) * | 2006-05-29 | 2007-12-06 | Hitachi Ltd | 電動ポンプ装置及びパワーステアリング装置 |
| JP2009118603A (ja) * | 2007-11-05 | 2009-05-28 | Ihi Corp | モータ制御装置及びモータ制御方法 |
| JP2009147993A (ja) * | 2007-12-11 | 2009-07-02 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ制御装置並びに電動機駆動装置並びに空気調和装置 |
| JP2011523340A (ja) * | 2008-06-13 | 2011-08-04 | 株洲南▲車▼▲時▼代▲電▼气股▲ふん▼有限公司 | 空間ベクトルベースの同期変調方法およびシステム |
| US8450957B2 (en) | 2008-06-13 | 2013-05-28 | Zhuzhou Csr Times Electric Co., Ltd. | Space vector based synchronous modulating method and system |
| WO2011024339A1 (ja) * | 2009-08-24 | 2011-03-03 | パナソニック株式会社 | モータ駆動装置およびモータ駆動方法 |
| JP2011055608A (ja) * | 2009-08-31 | 2011-03-17 | Yaskawa Electric Corp | Ｐｗｍインバータ装置およびその制御方法 |
| CN102195561A (zh) * | 2010-03-11 | 2011-09-21 | 松下电器产业株式会社 | 电动机驱动装置 |
| JP2011211892A (ja) * | 2010-03-11 | 2011-10-20 | Panasonic Corp | モータ駆動装置 |
| JP2011234452A (ja) * | 2010-04-26 | 2011-11-17 | Mitsubishi Electric Corp | 同期電動機の制御装置 |
| CN102761288A (zh) * | 2011-04-28 | 2012-10-31 | 株式会社日立制作所 | 电力变换装置 |
| JP2012235600A (ja) * | 2011-04-28 | 2012-11-29 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| KR20170041413A (ko) * | 2015-10-07 | 2017-04-17 | 엘지전자 주식회사 | 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스 |
| CN107017819A (zh) * | 2017-05-18 | 2017-08-04 | 武汉华海通用电气有限公司 | 一种高压变频器的暂态故障穿越控制方法及*** |
| CN113552908A (zh) * | 2020-04-24 | 2021-10-26 | 操纵技术Ip控股公司 | 用于使非确定性事件同步的方法和*** |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3346223B2 (ja) | 2002-11-18 |
| US6225774B1 (en) | 2001-05-01 |
| US6043624A (en) | 2000-03-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3346223B2 (ja) | モータ制御方法及びモータ制御システム | |
| JP3746377B2 (ja) | 交流電動機の駆動制御装置 | |
| WO2011040168A1 (ja) | 電動機駆動装置の制御装置 | |
| JP4717114B2 (ja) | 電力変換器の制御装置 | |
| JP5757304B2 (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| US6927551B2 (en) | Motor control apparatus and motor control method | |
| US9350227B2 (en) | Power converter control method | |
| JP4135134B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| JP2017070066A (ja) | 電動パワーステアリング制御方法、電動パワーステアリング制御装置、電動パワーステアリング装置および車両 | |
| US8736221B2 (en) | Direct-current to three-phase alternating-current inverter system | |
| JP3259571B2 (ja) | Ｐｗｍ制御装置とそれを用いたシステム | |
| JP6742393B2 (ja) | 電力変換装置、発電電動機の制御装置、および、電動パワーステアリング装置 | |
| JP5230682B2 (ja) | 同期電動機の制御装置 | |
| JP3276135B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| CN111431459B (zh) | 一种直流偏置型正弦电流电机的最小铜耗控制方法及装置 | |
| JP4581603B2 (ja) | 電動機駆動装置 | |
| JP3788346B2 (ja) | 電圧形ｐｗｍインバータの制御装置 | |
| JP2011109848A (ja) | モータ駆動制御装置 | |
| JP2002209386A (ja) | 電力変換装置及び多相負荷の駆動制御方法 | |
| JP7251336B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| JP2004274806A (ja) | モータ制御装置 | |
| US20230402953A1 (en) | Motor control device, electro-mechanical integrated unit, hybrid system, and electric power steering system | |
| WO2023281794A1 (ja) | モータ制御装置、モータ制御方法、ステアリングシステム、および車両駆動システム | |
| JP7075002B2 (ja) | 同期電動機の位置センサレス制御装置 | |
| JP2022092879A (ja) | 交流モータ制御装置、および、それを用いた掃除機 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080906 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080906 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090906 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090906 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100906 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100906 Year of fee payment: 8 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100906 Year of fee payment: 8 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100906 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110906 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120906 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130906 Year of fee payment: 11 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |