JP7075002B2 - 同期電動機の位置センサレス制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、位置センサを用いて同期電動機の磁極位置を検出することなく、同期電動機を駆動制御する同期電動機の位置センサレス制御装置に関する。

同期電動機（以下、必要に応じて単にモータという）の高出力化を行うためには、モータを高周波領域で駆動する必要がある。

特許文献１には、高周波領域でモータを駆動することに適した電圧ベクトル制御による制御装置が提案されている。

また、断線防止や部品コスト低減の面から、位置センサによりモータの磁極位置を検出することなく、モータを駆動制御する位置センサレス制御が望まれている。

特開２０１７－１８４３９５号公報

そこで、特許文献１の電圧ベクトル制御装置を用いた高周波領域でのモータ制御に、位センサレス制御を採用することを考える。

電圧ベクトル制御において、ゼロ電圧ベクトル設定時は，モータの入力電圧はゼロになり、誘起電圧だけを検出することができる可能性があるためである。

この時の状態を具体的に説明すると、下記のようになる。
Ｖ ＝ Ｌ*ｄｉ/ｄｔ ＋ Ｒ*ｉ ＋ ｅ （１）
ｅ ＝ －Ｋｅ * ω * ｓｉｎ（ω*ｔ） （２）
Ｌ*ｄｉ/ｄｔ ＞＞ Ｒ*ｉ （３）

ここで、Ｖはモータの入力電圧、ｅは誘起電圧、di/dtは単位時間当たりの電流変化量である。ゼロ電圧ベクトル設定時の等価回路は、図８（ａ）になり、Ｖはゼロになる。
このとき、式（１）～（３）は、下記のようになる。
ｄｉ/ｄｔ ＝ （Ｋｅ*ω/Ｌ）*ｓｉｎ（ωｔ） （４）

式（４）により、電流変化量di/dtを算出してプロットすると、図８（ｂ）のように、誘起電圧は正弦波状になる。誘起電圧が正弦波状であれば、例えば、ゼロクロスタイミングに基づいて、モータの磁極位置を推定できる。

しかし、モータの駆動周波数が高周波領域においては、モータ電流の検出誤差、電流検出処理の分解能の精度，ノイズなどの影響により、図９に示すように、電流変化量（誘起電圧）が正弦波状にならない。したがって、単にゼロクロスタイミングを利用するだけでは、高周波領域においてやはりモータの磁極位置を誘起電圧に基づいて適正に推定できないという課題が残る。

本発明は、このような課題に着目してなされたものであって、同期電動機の位置センサレス制御装置において、同期電動機の磁極位置を適正に推定し、高周波領域でも対応可能とすることを目的としている。

本発明は、かかる課題を解決するために、次のような手段を講じたものである。

すなわち、本発明に係る同期電動機の位置センサレス制御装置は、複数相の電流指令に基づき電圧ベクトルを生成する電圧ベクトル生成部と、前記電圧ベクトルに応じて駆動される複数のスイッチング素子とを有し、前記電圧ベクトルに応じて前記スイッチング素子を駆動させることにより、同期電動機に電圧を出力する同期電動機の位置センサレス制御装置であって、前記電圧ベクトル生成部は、前記電圧ベクトルをゼロ電圧ベクトルに設定する制御を含むものであり、現在の制御周期のときのゼロ電圧ベクトルにおける同期電動機の実磁極位置についての検出信号と、前回の制御周期のときの同期電動機の推定磁極位置についての規範信号とに基づいて、前記検出信号と前記規範信号との電流偏差差分に応じた磁極位置誤差補正値を算出し、前記磁極位置誤差補正値に基づいて前記推定磁極位置を補正するセンサレス制御部を備えることを特徴とする。

本発明では、現在の制御周期のときのゼロ電圧ベクトルにおける同期電動機の実磁極位置についての検出信号と、前回の制御周期のときの同期電動機の推定磁極位置についての規範信号とに基づいて、検出信号と規範信号との電流偏差差分に応じた磁極位置誤差補正値を算出し、磁極位置誤差補正値に基づいて推定磁極位置を補正する。したがって、現在の制御周期のときのゼロ電圧ベクトルにおける同期電動機の実磁極位置についての検出信号は、同期電動機の検出誤差、電流検出処理の分解能の精度，ノイズなどの影響により正弦波状でないが、前回の制御周期のときの同期電動機の推定磁極位置についての正弦波状の規範信号との電流偏差差分に応じた磁極位置誤差補正値に基づいて推定磁極位置を補正することにより、特に、中高速，高周波域において、電圧が印加されてないゼロ電圧ベクトル出力時に検出される検出信号に基づいて同期電動機の磁極位置を適正に推定できる。

しかも、本発明に係る同期電動機の位置センサレス制御装置において、前記センサレス制御部は、前記複数相に含まれた２相の一方の前記検出信号と他方の前記規範信号との積と、前記複数相に含まれた２相の他方の前記検出信号と一方の前記規範信号との積との差に基づいて、前記電流偏差差分を検出する。

本発明では、複数相に含まれた２相の一方の検出信号と他方の規範信号との積と、複数相に含まれた２相の他方の検出信号と一方の規範信号との積は，同振幅，同位相差であって、それらの差は直流成分のみとなり、複数相に含まれた１相のみに着目して電流偏差差分を検出する場合と比べ、処理負荷が小さくなる。

本発明に係る同期電動機の位置センサレス制御装置において、前記センサレス制御部は、前記複数相に含まれた２相の一方の前記検出信号と他方の前記規範信号との積と、前記複数相に含まれた２相の他方の前記検出信号と一方の前記規範信号との積との差を、ローパスフィルタを通して、前記電流偏差差分を検出する。

本発明では、複数相に含まれた２相の一方の検出信号と他方の規範信号との積と、複数相に含まれた２相の他方の検出信号と一方の規範信号との積の差から、高周波ノイズ分を除去できる。したがって、電流偏差差分の検出精度が向上する。

本発明に係る同期電動機の位置センサレス制御装置において、前記検出信号は、所定時間ごとの電流変化量に基づいて得られる。

本発明では、電流変化量のみに基づいて検出信号を容易に得られる。

本発明に係る同期電動機の位置センサレス制御装置は、ｄ軸及びｑ軸の電流指令とｄ軸及びｑ軸の電流検出値に基づき電圧ベクトルを生成するＰＷＭ制御部と、前記電圧ベクトルに応じて駆動される複数のスイッチング素子とを有し、前記電圧ベクトルに応じて前記スイッチング素子を駆動させることにより、同期電動機に電圧を出力する同期電動機の位置センサレス制御装置であって、前記ＰＷＭ制御部は、前記電圧ベクトルをゼロ電圧ベクトルに設定する制御を含むものであり、現在の制御周期のときのゼロ電圧ベクトルにおける同期電動機の実磁極位置についての検出信号と、前回の制御周期のときの同期電動機の推定磁極位置についての規範信号とに基づいて、前記検出信号と前記規範信号との電流偏差差分に応じた磁極位置誤差補正値を算出し、前記磁極位置誤差補正値に基づいて前記推定磁極位置を補正するセンサレス制御部を備え、前記センサレス制御部は、前記ｄ軸の前記検出信号と前記ｑ軸の前記規範信号との積と、前記ｑ軸の前記検出信号と前記ｄ軸の規範信号との積との差に基づいて、前記電流偏差差分を検出することを特徴とする。

本発明では、現在の制御周期のときのゼロ電圧ベクトルにおける同期電動機の実磁極位置についての検出信号と、前回の制御周期のときの同期電動機の推定磁極位置についての規範信号とに基づいて、検出信号と規範信号との電流偏差差分に応じた磁極位置誤差補正値を算出し、磁極位置誤差補正値に基づいて推定磁極位置を補正する。したがって、現在の制御周期のときのゼロ電圧ベクトルにおける同期電動機の実磁極位置についての検出信号は、同期電動機の検出誤差、電流検出処理の分解能の精度，ノイズなどの影響により正弦波状でないが、前回の制御周期のときの同期電動機の推定磁極位置についての正弦波状の規範信号との電流偏差差分に応じた磁極位置誤差補正値に基づいて推定磁極位置を補正することにより、ＰＷＭ変調法を用いた位置センサレス制御装置においても、同期電動機の磁極位置を適正に推定できる。
しかも、本発明に係る同期電動機の位置センサレス制御装置において、前記センサレス制御部は、前記ｄ軸の前記検出信号と前記ｑ軸の前記規範信号との積と、前記ｑ軸の前記検出信号と前記ｄ軸の規範信号との積との差に基づいて、前記電流偏差差分を検出する。
本発明では、前記ｄ軸の前記検出信号と前記ｑ軸の前記規範信号との積と、前記ｑ軸の前記検出信号と前記ｄ軸の規範信号との積は，同振幅，同位相差であって、それらの差は直流成分のみとなり、ｄ軸又はｑ軸のみに着目して電流偏差差分を検出する場合と比べ、処理負荷が小さくなる。

以上、本発明によれば、現在の制御周期のときのゼロ電圧ベクトルにおける同期電動機の実磁極位置についての検出信号は、同期電動機の検出誤差、電流検出処理の分解能の精度，ノイズなどの影響により正弦波状でないが、前回の制御周期のときの同期電動機の推定磁極位置についての正弦波状の規範信号との電流偏差差分に応じた磁極位置誤差補正値に基づいて推定磁極位置を補正することにより、特に、中高速，高周波域において、電圧が印加されてないゼロ電圧ベクトル出力時に検出される検出信号に基づいて同期電動機の磁極位置を適正に推定できる。

本発明の実施形態に係る電圧形インバータ装置の概略構成を示す制御ブロック図である。 図１の制御ブロック図を詳細に示した図である。 ゲート回路の概略構成を示す回路図である。 実施形態に係る電圧形インバータ装置で生成される電圧ベクトルを示す図である。 電流偏差ベクトル図において、３相の電流偏差を２軸に変換する際の座標系を示す図である。 電流偏差ベクトル図において、各領域を示す図である。 電流偏差ベクトル図において、電流偏差ベクトルの一例を示す図である。 誘起電圧の検出原理を説明する図である。 モータ電流から抽出した誘起電圧成分を示す図である。 センサレス制御回路の制御を示す図である。 電圧ベクトルの定義を説明する図である。 検出信号ΔIu、ΔIwと規範信号Iun、Iwnとに基づいて電流偏差差分ΔIdcの算出する制御を示す図である。 図１２の制御における波形の変化を示す図である。 電流偏差差分ΔIdcに基づいて推定磁極位置θest(n)を補正する制御を示す図である。 本発明の変形例に係る電圧形インバータ装置の概略構成を示す制御ブロック図である。

以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。

（全体構成）
本発明の実施形態に係る電圧形インバータ装置１（位置センサレス制御装置）は、３相の電流指令に基づいて電圧ベクトルを生成し、その電圧ベクトルに応じて複数のスイッチング素子３１，３２，４１，４２，５１，５２を駆動させることにより、モータ２に電圧を出力する装置である。なお、モータ２は、三相交流モータである。

電圧形インバータ装置１は、図１に示すように、出力電圧ベクトル制御回路３と、インバータ回路４と、電流検出回路５と、センサレス制御回路６と、速度検出回路７とを備える。

詳細には、図２に示すように、電圧形インバータ装置１は、電流指令生成部１１と、２相３相変換部１２と、電圧ベクトル生成部１３と、ゲート指令生成部１４と、ゲート回路１５と、３相２相変換部１６と、トルク推定部１７と、電流検出回路５と、センサレス制御回路（センサレス制御部）６と、速度検出回路７とを備える。

電流指令生成部１１は、外部からトルク指令Ｔｒｑ^＊が入力される。電流指令生成部１１は、入力されたトルク指令Ｔｒｑ^＊に基づいて、ｄ軸及びｑ軸の電流指令Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊を生成する。

２相３相変換部１２は、電流指令生成部１１から出力されたｄ軸及びｑ軸の電流指令Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊を、３相の電流指令Ｉｕ^＊，Ｉｖ^＊、Ｉｗ^＊に変換する。具体的には、２相３相変換部１２は、ｄ軸及びｑ軸の電流指令Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊及びセンサレス制御回路６から出力された推定磁極位置θest を用いて、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各電流指令Ｉｕ^＊，Ｉｖ^＊、Ｉｗ^＊を生成する。

電圧ベクトル生成部１３は、３相の電流指令Ｉｕ^＊，Ｉｖ^＊、Ｉｗ^＊及びモータ２の３相の出力電流Iｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いて電流偏差ベクトルを算出し、電流偏差ベクトル図において電流偏差ベクトルが属する領域に応じて、電圧ベクトルを設定する。電圧ベクトル生成部１３は、設定した電圧ベクトルを電圧ベクトル指令Ｖｅｃｔとして出力する。

電圧ベクトル生成部１３は、電流偏差算出部２０と、電流偏差ベクトル演算部２１と、電流偏差ベクトル領域判定部２２と、電圧ベクトル設定部２３と、記憶部２４とを有する。電圧ベクトル生成部１３の詳しい構成については後述する。

ゲート指令生成部１４は、電圧ベクトル生成部１３から出力された電圧ベクトル指令Ｖｅｃｔに基づいて、ゲート回路１５を駆動させるためのゲート指令Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを生成する。ゲート指令生成部１４は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相において、ゲート回路１５の後述するスイッチングアーム３０，４０，５０のスイッチング素子３１，３２，４１，４２，５１，５２に対する指令を生成する。

具体的には、ゲート指令生成部１４は、Ｕ相のスイッチングアーム３０における上アームのスイッチング素子３１に対するゲート指令Ｕｐと、下アームのスイッチング素子３２に対するゲート指令Ｕｎと、Ｖ相のスイッチングアーム４０における上アームのスイッチング素子４１に対するゲート指令Ｖｐと、下アームのスイッチング素子４２に対するゲート指令Ｖｎと、Ｗ相のスイッチングアーム５０における上アームのスイッチング素子５１に対するゲート指令Ｗｐと、下アームのスイッチング素子５２に対するゲート指令Ｗｎとを生成して、出力する。

なお、ゲート指令生成部１４によって生成されるゲート指令Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎは、各スイッチング素子をＯＮ状態またはＯＦＦ状態にする信号を含む。

ゲート回路１５は、３相のブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子３１，３２，４１，４２，５１，５２を有する。具体的には、図３に示すように、ゲート回路１５は、モータ２のＵ相、Ｖ相及びＷ相の各相にそれぞれ接続されたスイッチングアーム３０，４０，５０を有する。スイッチングアーム３０では、一対のスイッチング素子３１，３２が直列に接続されている。同様に、スイッチングアーム４０では、一対のスイッチング素子４１，４２が直列に接続されている。同様に、スイッチングアーム５０では、一対のスイッチング素子５１，５２が直列に接続されている。

なお、スイッチングアーム３０，４０，５０における一方のスイッチング素子３１，４１，５１が、それぞれ、スイッチングアーム３０，４０，５０の上アームに対応する。スイッチングアーム３０，４０，５０における他方のスイッチング素子３２，４２，５２が、それぞれ、スイッチングアーム３０，４０，５０の下アームに対応する。

本実施形態において、スイッチング素子３１，３２，４１，４２，５１，５２は、例えばＩＧＢＴが用いられる。なお、スイッチング素子３１，３２，４１，４２，５１，５２は、ＭＯＳＦＥＴなどの他のスイッチングデバイスであってもよい。

スイッチング素子３１，３２，４１，４２，５１，５２には、それぞれ、ダイオード３１ａ，３２ａ，４１ａ，４２ａ，５１ａ，５２ａが並列に設けられている。ダイオード３１ａ，３２ａ，４１ａ，４２ａ，５１ａ，５２ａは、スイッチング素子３１，３２，４１，４２，５１，５２に流れる電流とは逆方向への電流の流れを許容するように設けられている。ダイオード３１ａ，３２ａ，４１ａ，４２ａ，５１ａ，５２ａは、いわゆる還流ダイオードである。

ゲート回路１５のスイッチング素子３１，３２，４１，４２，５１，５２は、それぞれ、ゲート指令生成部１４から出力されたゲート指令Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎに応じて、ＯＮ状態またはＯＦＦ状態になるように構成されている。図４に、ゲート回路１５の出力電圧の電圧ベクトル図を示す。図４において、Ｖ０及びＶ７は、各相で電位差が生じないゼロ電圧ベクトルである。なお、図４において、Ｖ１では、Ｕ相に電圧が発生し、Ｖ２では、Ｖ相に電圧が発生し、Ｖ４では、Ｗ相に電圧が発生する。

以下の説明において、各電圧ベクトルに応じてスイッチング素子３１，３２，４１，４２，５１，５２のＯＮ／ＯＦＦ状態を示す際には、上アームのスイッチング素子がＯＮ状態であり、下アームのスイッチング素子がＯＦＦ状態を“１”とし、上アームのスイッチング素子がＯＦＦ状態であり、下アームのスイッチング素子がＯＮ状態を“０”とする。そして、Ｗ相のスイッチング状態を３桁目、Ｖ相のスイッチング状態を２桁目、Ｕ相のスイッチング状態を１桁目とする３桁の数字によって、電圧ベクトルを表現する。

例えば、電圧ベクトルＶ１であれば、Ｖ１＝［００１］と表記する。この場合、各アームのスイッチング素子は、Ｗ相の上アームのスイッチング素子がＯＦＦ状態で且つＷ相の下アームのスイッチング素子がＯＮ状態であり、Ｖ相の上アームのスイッチング素子がＯＦＦ状態で且つＶ相の下アームのスイッチング素子がＯＮ状態であり、Ｕ相の上アームのスイッチング素子がＯＮ状態で且つＷ相の下アームのスイッチング素子がＯＦＦ状態であ
る。なお、ゼロ電圧ベクトルは、Ｖ０、Ｖ７の場合であり、Ｖ０＝［０００］（各相の下
アームのスイッチング素子が全てＯＮ状態）、Ｖ７＝［１１１］（各相の上アームのスイ
ッチング素子が全てＯＮ状態）と表記される。

３相２相変換部１６は、図２に示すように、モータ２の出力電流Ｉｕ，Ｉｗを、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。具体的には、３相２相変換部１６は、モータ２のＵ相電流Ｉｕ及びＷ相電流Ｉｗに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを求める。

トルク推定部１７は、３相２相変換部１６から出力されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを用いて、モータ２の出力トルクを推定する。

電流検出回路５は、モータ２の出力電流Ｉｕ，Ｉｗを検出する。

なお、電流検出回路５において検出する出力電流は、Ｉｕ，Ｉｗ以外の組み合わせでもよい。したがって、電流検出回路５は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれか２相の出力電流を検出するものであってよい。

センサレス制御回路６は、電流検出回路５から出力されたモータ２の出力電流Ｉｕ，Ｉｗに基づいて、モータ２の磁極位置を推定する。センサレス制御回路６の制御については後述する。

速度検出回路７は、センサレス制御回路６から出力されたモータ２の推定磁極位置θestに基づいてモータ２の磁極速度ωestを推定する。

（電圧ベクトル生成部）
次に、電圧ベクトル生成部１３の構成を、図１から図７を用いて詳細に説明する。

既述のように、電圧ベクトル生成部１３は、電流偏差算出部２０と、電流偏差ベクトル演算部２１と、電流偏差ベクトル領域判定部２２と、電圧ベクトル設定部２３と、記憶部２４とを有する。

電流偏差算出部２０は、３相の電流指令Ｉｕ^＊，Ｉｖ^＊、Ｉｗ^＊とモータ２の３相の出力電流Iｕ，Ｉｖ，Ｉｗとを用いて、各相の電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを計算する。

具体的には、電流偏差算出部２０は、以下の式によって、３相の電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを求める。
Δｉｕ＝Ｉｕ^＊－Ｉｕ
Δｉｖ＝Ｉｖ^＊－Ｉｖ
Δｉｗ＝Ｉｗ^＊－Ｉｗ

電流偏差ベクトル演算部２１は、電流偏差算出部２０によって算出された各相の電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを用いて、電流偏差ベクトルを求める。具体的には、電流偏差ベクトル演算部２１は、電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを用いて、電流偏差ベクトルの大きさを求める。

具体的には、電流偏差ベクトル演算部２１は、下式によって、３相の電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを、図５に示すような２軸の電流偏差Δｉα，Δｉβに変換した後、それらの２乗の和を求めることにより、電流偏差ベクトルの大きさに相当するΔｉ^２を算出する。
Δｉα＝√（３／２）×Δｉｕ
Δｉβ＝√（１／２）×（Δｉｖ－Δｉｗ）
Δｉ^２＝（Δｉα^２＋Δｉβ^２）

電流偏差ベクトル領域判定部２２は、電流偏差ベクトル演算部２１によって算出された３相の電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを用いて、電流偏差ベクトルが、図６に示すような電流偏差ベクトル図におけるいずれの領域に属するかを判定する。ここでは、図６に示すように、電流偏差ベクトル図において、６０度ずつに領域を分けた場合、電流偏差ベクトルが領域Ａ１からＡ６のいずれの領域に属するかを判定する。

具体的には、電流偏差ベクトル領域判定部２２は、３相の電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗのうち２相間での電流偏差の絶対値の差を求めて、その差が０以上かどうかによって、電流偏差ベクトルが属する領域を絞り込んだ後、３相の電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗが０以上かどうかによって、電流偏差ベクトルが属する領域を特定する。

例えば、｜Δｉｕ｜―｜Δｉｖ｜≧０、｜Δｉｖ｜―｜Δｉｗ｜≧０及び｜Δｉｗ｜―｜Δｉｕ｜＜０の場合には、電流偏差ベクトルは、図６の領域Ａ１か領域Ａ４に属する。そして、Δｉｕ≧０であれば、電流偏差ベクトルは図６の領域Ａ１に属し、Δｉ＜０であれば、電流偏差ベクトルは図６の領域Ａ４に属する。

電圧ベクトル設定部２３は、ゲート回路１５のスイッチング素子３１，３２，４１，４２，５１，５２が動作する際のスイッチングモードの判定を行うとともに、判定されたモードと電流偏差ベクトル図において電流偏差ベクトルが属する領域とに応じて、電圧ベクトルを設定する。

具体的には、電圧ベクトル設定部２３は、図７に示すように、電流偏差ベクトルＸの大きさを用いてスイッチングモードの判定を行う。本実施形態では、電圧ベクトル設定部２３は、電流偏差ベクトルの大きさが、第１所定値Ｐ以下かどうか、及び、該第１所定値Ｐよりも大きい第２所定値Ｑ以下かどうかを判定する。図７に示す例では、電流偏差ベクトルＸ（図７の太線矢印）は、その大きさが第１所定値Ｐ以上で且つ第２所定値Ｑよりも小さい。

なお、第１所定値Ｐは、モータ２の出力にあまり影響のない電流偏差ベクトルの大きさに設定される。また、第２所定値Ｑは、モータ２の出力に与える影響とスイッチング損失及び電流歪率に与える影響とを考慮した場合に、モータ２の出力に与える影響よりもスイッチング損失及び電流歪率に与える影響の方が大きくなるような電流偏差ベクトルの大きさに設定される。

電圧ベクトル設定部２３は、電流偏差ベクトルの大きさが第１所定値Ｐ以下の場合には、スイッチングモードを還流モードにする。具体的には、電圧ベクトル設定部２３は、電流偏差ベクトルの大きさが第１所定値Ｐ以下の場合、出力する電圧ベクトルをゼロ電圧ベクトルＶ０，Ｖ７のいずれかに設定する。したがって、V0，V7ベクトルを選択してゲート出力する場合，モータ電流は還流する。
（センサレス制御回路６）

本実施形態の電圧形インバータ１の位置センサレス制御において、モータ２の磁極位置を推定する方法について、図１０に示すフローを用いて説明する。

本実施形態では、図１１（ａ）のように、Ｕ相（図４のＵ相に相当）をモータ２の磁極位置を推定する上での原点とする。Ｕ相ベクトルを基準として、Ｕ相ベクトルとモータ２の永久磁石のＮ極方向がなす角度を実角度θ（モータ２の実際の角度）とする。

また、図１１（ｂ）のように、後述する磁極位置誤差θhに基づいて、推定磁極位置θestが実角度θになるように、磁極位置を推定している。

図１０に示すフローが開始すると（開始）、まず、電圧ベクトル設定部２３で設定されている電圧ベクトルが、ゼロ電圧ベクトル（V0，V7）であるか否か判断する。（ステップ１）

ゼロ電圧ベクトル（V0，V7）が設定されている場合、センサレス制御回路６は、モータＵ相の検出信号ΔIuおよびＷ相の検出信号ΔIwを検出する。検出信号ΔIu は、Ｕ相のゼロ電圧ベクトル設定時の電流変化量di /dt である 。

本実施形態では、微分時間である dtを固定することで，検出信号ΔIuを予め設定した期間の電流変化量として扱う。検出信号ΔIｗについても、検出信号ΔIuと同様に検出する。（ステップ２）

検出信号ΔIu、ΔIwを検出した後、センサレス制御回路６は、モータＵ相の規範信号Iun、Ｗ相の規範信号Iwnを算出する。図１２に示すように、規範信号Iunは、モータ２の推定磁極位置θest（推定電気角）に基づいて，三角関数テーブル等を参照して算出する。本実施形態では、規範信号としてＳｉｎ関数値を用いる。

また、規範信号Iunは、Ｗ相のモータ電流は、Ｕ相のモータ電流に対して2π/3位相が進んでいる（2π/3の位相差がある）ため、推定磁極位置θestに対して2π/3の位相差を考慮して算出する。（ステップ３）

規範信号Iun、Iwnを算出した後、センサレス制御回路６は、検出信号ΔIu、ΔIwと規範信号Iun、Iwnにより電流偏差差分ΔIdcを算出する。

図１３に示すように、電流偏差差分ΔIdcは、ΔIu*Iwn（検出信号ΔIuと規範信号Iwnの乗算値）および ΔIw*Iun（規範信号Iunと検出信号ΔIwの乗算値）を減算して算出する。

検出信号ΔIuの位相は，Ｕ相の誘起電圧の実際の位相であり、規範信号Iunの位相は推定磁極位置θestに基づく位相である。同様に、検出信号ΔIwの位相は，Ｗ相の誘起電圧の実際の位相であり、規範信号Iwnの位相は、推定磁極位置θestに基づく位相である。

よって、電流偏差差分ΔIdcは、ΔIu*Iwnの振幅、位相およびΔIw*Iunの振幅、位相が一致していれば、ΔIu*IwnとΔIw*Iunの振幅差、位相差がゼロになる。

一方、ΔIu*Iwnの振幅、位相およびΔIw*Iunの振幅、位相が一致しなければ、ΔIu*IwnとΔIw*Iunの位相差に応じた値になる（ステップ４）

次に、電流偏差差分ΔIdcの算出方法について、具体的に説明する。

Ｕ相の規範信号IunおよびＷ相の規範信号Iwnは、下記のようになる。

ここで、規範信号Iwnは、上述のように、推定磁極位置θestに対して、2π/3の位相差を考慮する必要がある。
Iun（ｔ）＝ sin（ω*t） （５）
Iwn（ｔ）＝ sin（ω*t－2π/3） （６）

Ｕ相の検出信号ΔIuおよびＵ相の検出信号ΔIｗは、下記のようになる。ここで、Keは逆起電力定数，Lはインダクタンス、ωはモータ速度、φはモータの実際の位相と推定磁極の位相差である。
ΔIu（ｔ）＝ Ke / L * ω*sin（ω*t＋φ） （７）
ΔIw（ｔ）＝ Ke / L * ω*sin（ω*t－2π/3＋φ） （８）

ΔIu*IwnおよびΔIw*Iunは、式（５）～（８）から、下記のようになる。
ΔIw（ｔ）*Iun（ｔ） ＝ Ke / L * ω*sin（ω*t－2π/3＋φ）* sin（ω*t）
＝ －Ke /2 L * ω*（cos（2ω*t＋φ－2π/3）－cos（φ－2π/3）） （９）
ΔIu（ｔ）*Iwn（ｔ） ＝ Ke / L * ω*sin（ω*t＋φ）* sin（ω*t－2π/3）
＝ －Ke /2 L * ω*（cos（2ω*t＋φ－2π/3）－cos（φ＋2π/3）） （１０）
よって、電流偏差差分ΔIdcは、式（９）、（１０）から、下記のようになる。

ΔIdc（ｔ） ＝ ΔIw（ｔ）*Iun（ｔ）－ΔIu（ｔ）*Iwn（ｔ）
＝ Ke /2 L * ω*（cos（φ＋2π/3）－cos（φ－2π/3））
＝ －Ke /L * sin2π/3* ω* sinφ （１１）

ここで、sinφ =φと近似すると、下記のようになる。
ΔIdc（ｔ） ＝－Ke /L * sin2π/3* ω*φ （１２）

式（１２）で算出された電流偏差差分ΔIdcを、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）でノイズ分を除去して、モータ速度ω＝モータ推定速度ω_estとすると、下記のようになる。
ΔIdc（ｔ） = －√3 / 2 * Ke / L * ω_est（ｔ） * φ （１３）

特に、モータのイナーシャが大きい場合、モータ速度ωの変動が小さいので，ΔIdc（ｔ）は、φの比例関数とみなせる。

図１０のステップ４で、電流偏差差分ΔIdcを算出した後、センサレス制御回路６は、磁極位置誤差補正値θhを算出する。図１４に示すように、電流偏差差分ΔIdcを目標値Ｉo^＊に近づけるフィードバック回路を構成する。具体的には、電流偏差差分ΔIdcをゼロに近づけるために、目標値Ｉo^＊をゼロとして制御を行い、磁極位置の推定に使用する操作量である磁極位置誤差補正値θhを算出する。ここで適用する制御は、ＰＬＬ制御、Ｐ制御やＰＩ制御などを指す。（ステップ５）

磁極位置誤差補正値θhを算出した後、センサレス制御回路６は、磁極位置誤差補正値θhに基づいて、前回の推定磁極位置θest［n］を補正する。具体的には、図１４に示すように、前回の推定磁極位置θest［n］を磁極位置誤差補正値θhで減算して、現在の推定磁極位置θest［n+1］とし、推定磁極位置を更新する。（ステップ６）

現在の推定磁極位置θest［n+1］を算出した後、センサレス制御回路６は、現在の推定磁極位置θest［n+1］を推定磁極位置θestとして、２相３相変換部１２に入力する。また、ステップ１に戻り、磁極位置の推定を続ける（ステップ７）

一方、図１０のステップ１において、ゼロ電圧ベクトル以外の電圧ベクトル（Ｖ１～Ｖ６）が設定されている場合、電流変化量di /dtに基づいて、モータ２の磁極位置を推定できない。よって、ゼロ電圧ベクトル設定時に推定した最新の推定磁極位置θest１および最新のモータ推定速度ω_estを利用して、モータ２の磁極位置を推定する。

まず、センサレス制御回路６は、電圧形インバータ１の制御周期におけるモータ２の磁極位置の進角Δθestを算出する。（ステップ８）

磁極位置の進角Δθestを算出した後、センサレス制御回路６は、ゼロ電圧ベクトル設定時に推定した最新の推定磁極位置θest１に、磁極位置の進角Δθestを加算して、モータ２の現在の磁極位置θest［n+1］を算出する。（ステップ９）

現在の推定磁極位置θest［n+1］を算出した後、センサレス制御回路６は、現在の推定磁極位置θest［n+1］を推定磁極位置θestとして、２相３相変換部１２に入力する。また、ステップ１に戻り、磁極位置の推定を続ける（ステップ１０）

次に、電流偏差差分ΔIdcの具体的な算出方法は、下記のようになる。
Δθest ＝ ω_est ＊Ｔｓ （１４）
θest［n+1］ ＝ θest［n］＋ Δθest （１５）

ここで、Δθest はモータ２の磁極位置の進角、Ｔｓは電圧形インバータ１の制御周期である。

本実施形態の電圧形インバータ装置１は、３相の電流指令に基づいて電圧ベクトルを生成する電圧ベクトル生成部１３と、電圧ベクトルに応じて駆動される複数のスイッチング素子３１、３２、４１、４２、５１、５２とを有し、電圧ベクトルに応じてスイッチング素子を駆動させることにより、モータ２に電圧を出力するモータ２の電圧形インバータ装置１であって、電圧ベクトル生成部１３は、電圧ベクトルをゼロ電圧ベクトルに設定する制御を行うものであり、現在の制御周期のときのゼロ電圧ベクトルにおけるモータ２の実磁極位置についての検出信号ΔIu、ΔIwと、前回の制御周期のときのモータ２の推定磁極位置についての規範信号Iun、Iwnとに基づいて、検出信号と規範信号との電流偏差差分ΔIdcに応じた磁極位置誤差補正値θhを算出し、磁極位置誤差補正値θhに基づいて、磁極推定位置を補正するセンサレス制御部６を備える。

したがって、本実施形態の電圧形インバータ装置１では、現在の制御周期のときのゼロ電圧ベクトルにおけるモータ２の実磁極位置についての検出信号は、モータ２の検出誤差、電流検出処理の分解能の精度，ノイズなどの影響により正弦波状でないが、前回の制御周期のときのモータ２の推定磁極位置について正弦波状の規範信号との電流偏差差分ΔIdcに応じた磁極位置誤差補正値θhに基づいて、推定磁極位置を補正することにより、特に、中高速，高周波域において、電圧が印加されてないゼロ電圧ベクトル出力時に検出される検出信号に基づいて、モータ２の磁極位置を適正に推定できる。

本実施形態の電圧形インバータ装置１において、センサレス制御部６は、３相に含まれたU相の検出信号ΔIuとW相の規範信号Iwnとの積と、W相の検出信号ΔIwとU相の規範信号Iunとの積との差に基づいて、電流偏差差分ΔIdcを検出する。

これにより、電圧形インバータ装置１では、３相に含まれたU相の検出信号ΔIuとW相の規範信号Iwnとの積と、W相の検出信号ΔIwとＵ相の規範信号Iunとの積は，同振幅，同位相差であって、それらの差は直流成分のみとなり、３相に含まれた１相のみに着目して、電流偏差差分ΔIdcを検出する場合と比べ、処理負荷が小さくなる。

本実施形態の電圧形インバータ装置１において、センサレス制御部６は、３相に含まれたU相の検出信号ΔIuとW相の規範信号Iwnとの積と、W相の検出信号ΔIwとU相の規範信号Iunとの積との差を、ローパスフィルタを通して、電流偏差差分ΔIdcを検出する。

これにより、電圧形インバータ装置１では、３相に含まれたU相の検出信号ΔIuとW相の規範信号Iwnとの積と、W相の検出信号ΔIwとU相の規範信号Iunとの積との差から、高周波ノイズ分を除去できる。したがって、電流偏差差分ΔIdcの検出精度が向上する。

本実施形態の電圧形インバータ装置１において、検出信号ΔIu、ΔIwは、所定時間ごとの電流変化量に基づいて得られる。

これにより、電圧形インバータ装置１では、電流変化量のみに基づいて検出信号を容易に得られる。

以上説明したように、本発明では、位置センサを有しない電圧形インバータ装置１でも，高精度に、同期電動機を駆動制御できる。

本発明は、電圧形インバータに位置センサレス制御を適用したが、一般的な電流制御方法である，dq軸ベクトル制御に基づいた三角波比較のPWM変調方式を採用する必要がない。

dq軸ベクトル制御系で一般的な中高速域の位置センサレス制御である拡張誘起電圧方式では，モータのモデルを用いたオブザーバによって磁極推定しているが，モデル誤差などの影響や，オブザーバの演算負荷が大きいのに対し、本発明では、モデルパラメータ変動の影響を受けず，少ない演算量で磁極位置を推定できる。

以上、本発明の一実施形態を説明したが、各部の具体的な構成は上述した実施形態のみに限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形が可能である。

上記実施形態の電圧形インバータ装置１は、dq軸ベクトル制御系（PWM制御）でない場合を説明したが、本発明は、dq軸ベクトル制御系（PWM制御）に適用可能である。

即ち、本発明のインバータ制御装置（位置センサレス制御装置）１０１は、図１５に示すように、ｄ軸及びｑ軸の電流指令とｄ軸及びｑ軸の電流検出値に基づきＰＷＭ変調法によって複数相に対する電圧ベクトルを生成するＰＷＭ制御部１０３と、ＰＷＭ制御部１０３が生成した電圧ベクトルに応じて駆動される複数のスイッチング素子を有するインバータ回路１１５と、電流検出回路５と、３相２相変換部１６と、センサレス制御回路１０６と、速度検出回路７とを有し、ＰＷＭ制御部１０３を通じてスイッチング素子を駆動させることにより、モータ２に電圧を出力するモータ２の位置センサレス制御装置であって、ＰＷＭ制御部１０３は、各相の下アームのスイッチング素子が全てＯＮ状態である第１状態（ゼロ電圧ベクトルＶ０に相当）、及び、各相の上アームのスイッチング素子が全てＯＮ状態である第２状態（ゼロ電圧ベクトルＶ７に相当）となる制御を含むものであり、センサレス制御部１０６は、現在の制御周期のときの第１状態または第２状態におけるモータ２の実磁極位置についての検出信号と、前回の制御周期のときのモータ２の推定磁極位置についての規範信号とに基づいて、検出信号と規範信号との電流偏差差分に応じた磁極位置誤差補正値を算出し、磁極位置誤差補正値に基づいて推定磁極位置を補正する。

センサレス制御部１０６におけるセンサレス制御は、上記実施形態のセンサレス制御部６におけるセンサレス制御と同様である。

これにより、上記の実施形態と同様に、現在の制御周期のときの第１状態または第２状態におけるモータ２の実磁極位置についての検出信号と、前回の制御周期のときのモータ２の推定磁極位置についての規範信号とに基づいて、検出信号と規範信号との電流偏差差分に応じた磁極位置誤差補正値を算出し、磁極位置誤差補正値に基づいて推定磁極位置を補正する。したがって、現在の制御周期のときの第１状態または第２状態におけるモータ２の実磁極位置についての検出信号は、モータ２の検出誤差、電流検出処理の分解能の精度，ノイズなどの影響により正弦波状でないが、前回の制御周期のときのモータ２の推定磁極位置についての正弦波状の規範信号との電流偏差差分に応じた磁極位置誤差補正値に基づいて推定磁極位置を補正することにより、ＰＷＭ変調法を用いた位置センサレス制御装置においても、モータ２の磁極位置を適正に推定できる。

上記実施形態は、位置センサを有しない電圧形インバータ装置１、１０１について説明したが、位置センサを有する電圧形インバータ装置に，本発明を適用可能である。本発明を適用することにより、磁極位置検出系の2重化による異常検知（故障，断線・コネクタ抜けなど）や，センサ検出値の補正に適用することができる。

１、１０１ 電圧形インバータ装置
２ モータ
６、１０６ センサレス制御回路
１３ 電圧ベクトル生成部
３１、３２、４１、４２、５１、５２ スイッチング素子
１０３ ＰＷＭ制御部

Claims (4)

1. 複数相の電流指令に基づき電圧ベクトルを生成する電圧ベクトル生成部と、前記電圧ベクトルに応じて駆動される複数のスイッチング素子とを有し、前記電圧ベクトルに応じて前記スイッチング素子を駆動させることにより、同期電動機に電圧を出力する同期電動機の位置センサレス制御装置であって、
   前記電圧ベクトル生成部は、前記電圧ベクトルをゼロ電圧ベクトルに設定する制御を含むものであり、
   現在の制御周期のときのゼロ電圧ベクトルにおける同期電動機の実磁極位置についての検出信号と、前回の制御周期のときの同期電動機の推定磁極位置についての規範信号とに基づいて、前記検出信号と前記規範信号との電流偏差差分に応じた磁極位置誤差補正値を算出し、前記磁極位置誤差補正値に基づいて前記推定磁極位置を補正するセンサレス制御部を備え、
   前記センサレス制御部は、前記複数相に含まれた２相の一方の前記検出信号と他方の前記規範信号との積と、前記複数相に含まれた２相の他方の前記検出信号と一方の前記規範信号との積との差に基づいて、前記電流偏差差分を検出することを特徴とする同期電動機の位置センサレス制御装置。
2. 前記センサレス制御部は、前記複数相に含まれた２相の一方の前記検出信号と他方の前記規範信号との積と、前記複数相に含まれた２相の他方の前記検出信号と一方の前記規範信号との積との差を、ローパスフィルタを通して、前記電流偏差差分を検出する請求項１に記載の同期電動機の位置センサレス制御装置。
3. 前記検出信号は、所定時間ごとの電流変化量に基づいて得られる請求項１又は２に記載の同期電動機の位置センサレス制御装置。
4. ｄ軸及びｑ軸の電流指令とｄ軸及びｑ軸の電流検出値に基づき電圧ベクトルを生成するＰＷＭ制御部と、前記電圧ベクトルに応じて駆動される複数のスイッチング素子とを有し、前記電圧ベクトルに応じて前記スイッチング素子を駆動させることにより、同期電動機に電圧を出力する同期電動機の位置センサレス制御装置であって、
   前記ＰＷＭ制御部は、前記電圧ベクトルをゼロ電圧ベクトルに設定する制御を含むものであり、
   現在の制御周期のときのゼロ電圧ベクトルにおける同期電動機の実磁極位置についての検出信号と、前回の制御周期のときの同期電動機の推定磁極位置についての規範信号とに基づいて、前記検出信号と前記規範信号との電流偏差差分に応じた磁極位置誤差補正値を算出し、前記磁極位置誤差補正値に基づいて前記推定磁極位置を補正するセンサレス制御部を備え、
   前記センサレス制御部は、前記ｄ軸の前記検出信号と前記ｑ軸の前記規範信号との積と、前記ｑ軸の前記検出信号と前記ｄ軸の規範信号との積との差に基づいて、前記電流偏差差分を検出することを特徴とする同期電動機の位置センサレス制御装置。
   

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