JP2717913B2 - スイッチング周波数制御方法 - Google Patents
スイッチング周波数制御方法Info
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- JP2717913B2 JP2717913B2 JP4359362A JP35936292A JP2717913B2 JP 2717913 B2 JP2717913 B2 JP 2717913B2 JP 4359362 A JP4359362 A JP 4359362A JP 35936292 A JP35936292 A JP 35936292A JP 2717913 B2 JP2717913 B2 JP 2717913B2
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- Japan
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- frequency
- inverter
- switching
- pulse mode
- carrier
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はインバータのスイッチ
ング周波数をパルスモード切り替えにより制御する方法
に関するもので、特に高周波スイッチング状態から低周
波スイッチング状態に移行するときの電圧の急変および
これに伴うラッシュ電流を抑制し、かつ加速中の電動機
騒音の変動を軽減するスイッチング周波数制御方法を提
供するものである。
ング周波数をパルスモード切り替えにより制御する方法
に関するもので、特に高周波スイッチング状態から低周
波スイッチング状態に移行するときの電圧の急変および
これに伴うラッシュ電流を抑制し、かつ加速中の電動機
騒音の変動を軽減するスイッチング周波数制御方法を提
供するものである。
【０００２】
【従来の技術】インバータを構成するスイッチング素子
の許容スイッチング周波数はその素子の性能と冷却装置
で決まる限界があるため、インバータの負荷が電動機の
場合には、始動および低周波域では高周波スイッチング
でＰＷＭ電圧制御を行い、中高速域ではＰＷＭを伴わな
い定電圧制御に切り換える方式が実用化されている。こ
の定電圧制御状態においては、インバータの線間電圧の
半サイクルが無制御の１個のパルスとなるため、１パル
スモードと呼ばれる。
の許容スイッチング周波数はその素子の性能と冷却装置
で決まる限界があるため、インバータの負荷が電動機の
場合には、始動および低周波域では高周波スイッチング
でＰＷＭ電圧制御を行い、中高速域ではＰＷＭを伴わな
い定電圧制御に切り換える方式が実用化されている。こ
の定電圧制御状態においては、インバータの線間電圧の
半サイクルが無制御の１個のパルスとなるため、１パル
スモードと呼ばれる。
【０００３】従来のインバータ制御方式におけるスイッ
チング周波数制御方法を図４により説明する。図４は従
来例のインバータ周波数Ｆｉとスイッチング周波数Ｆｓ
ｗの関係の一例を示す。ここに、低周波でのＰＷＭによ
るスイッチング周波数が充分に高いときは、スイッチン
グを決定するキャリア波はインバータ基本波の位相とは
無関係の非同期のものが用いられる。一般に、キャリア
と基本波とがどのような位相関係にあっても、インバー
タ半サイクルに含まれるキャリア波の数は、たかだか１
個の差異しかない。したがって、キャリアの周波数が充
分高いときは、キャリア波１個の差異はインバータの波
形歪には殆ど影響しないため、両波形の同期関係を拘束
する必要性がない。
チング周波数制御方法を図４により説明する。図４は従
来例のインバータ周波数Ｆｉとスイッチング周波数Ｆｓ
ｗの関係の一例を示す。ここに、低周波でのＰＷＭによ
るスイッチング周波数が充分に高いときは、スイッチン
グを決定するキャリア波はインバータ基本波の位相とは
無関係の非同期のものが用いられる。一般に、キャリア
と基本波とがどのような位相関係にあっても、インバー
タ半サイクルに含まれるキャリア波の数は、たかだか１
個の差異しかない。したがって、キャリアの周波数が充
分高いときは、キャリア波１個の差異はインバータの波
形歪には殆ど影響しないため、両波形の同期関係を拘束
する必要性がない。
【０００４】しかるに、インバータ周波数が上昇しキャ
リア周波数に近づいてくると、インバータ半サイクルに
おけるキャリア波１個の差異は次第に影響力を強めてく
る。そこで、図示のようにインバータ周波数ＦｉがＦＮ
１に達すると、半サイクルにキャリア波がＮ１個含まれ
るように、キャリア周波数がインバータ周波数のＮ１倍
となるＮ１パルスモードに切り換える。パルスモードは
スイッチング周波数の上昇に伴って順次切り換えられ、
Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３パルスモード等を経由して、１パルス
モードに至る。Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３は波形の対称性から、
21，15，９，３等の数字がよく用いられる。ここに述べ
た方式は殆ど全ての電気車駆動用インバータのスイッチ
ング周波数制御に取り入れられている。
リア周波数に近づいてくると、インバータ半サイクルに
おけるキャリア波１個の差異は次第に影響力を強めてく
る。そこで、図示のようにインバータ周波数ＦｉがＦＮ
１に達すると、半サイクルにキャリア波がＮ１個含まれ
るように、キャリア周波数がインバータ周波数のＮ１倍
となるＮ１パルスモードに切り換える。パルスモードは
スイッチング周波数の上昇に伴って順次切り換えられ、
Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３パルスモード等を経由して、１パルス
モードに至る。Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３は波形の対称性から、
21，15，９，３等の数字がよく用いられる。ここに述べ
た方式は殆ど全ての電気車駆動用インバータのスイッチ
ング周波数制御に取り入れられている。
【０００５】図４における破線は、インバータ出力電圧
の実効値の変化を示す。これから解かるように、ＰＷＭ
領域では電圧はインバータ周波数にほぼ比例し、１パル
スモードでは一定電圧となる。なお１パルスモードは、
電圧波形は低次高調波を多量に含むが基本波の振幅は最
大となるため、電動機に最大限の電圧を印加すべく利用
される。もし１パルスモードを使用しないと、電圧が減
少する分だけ電動機およびインバータの電流が増加し装
置は大型化する。
の実効値の変化を示す。これから解かるように、ＰＷＭ
領域では電圧はインバータ周波数にほぼ比例し、１パル
スモードでは一定電圧となる。なお１パルスモードは、
電圧波形は低次高調波を多量に含むが基本波の振幅は最
大となるため、電動機に最大限の電圧を印加すべく利用
される。もし１パルスモードを使用しないと、電圧が減
少する分だけ電動機およびインバータの電流が増加し装
置は大型化する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】インバータ周波数に応
じてパルスモード切り替えを行う従来のインバータは、
パルスモードを変更するときに電動機の磁気音が不連続
的に変化し、電気車にあっては乗客に不快感を与えるこ
とが指摘されている。
じてパルスモード切り替えを行う従来のインバータは、
パルスモードを変更するときに電動機の磁気音が不連続
的に変化し、電気車にあっては乗客に不快感を与えるこ
とが指摘されている。
【０００７】近年周波数特性の優れた素子が開発実用化
され、低周波におけるＰＷＭ制御モードでは従来より高
いスイッチング周波数が採用されるようになった。例え
ば、従来トランジスタにり１〜２ｋＨＺでスイッチング
されていたものが、ＩＧＢＴを用いると10〜15ｋＨＺの
スイッチングが可能である。このような素子を採用した
インバータは、電流の高調波を提言できるばかりでな
く、キャリア周波数もインバータ周波数にくらべて充分
に高くできるので、従来のＧＴＯを用いたインバータの
ように、キャリアを基本波に同期させる必要性がない。
すなわち、１パルスモードに至るまで基本波より充分高
い非同期ＰＷＭモードが使用できる。しかしながら、Ｐ
ＷＭ制御時のインバータ出力電圧の最大値は１パルスモ
ード時の基本波の（π／２√３）（約90％）しか出せな
いため、このままで１パルスモードに移行すると、約10
％インバータ出力電圧が急増しラッシュ電流が流れるこ
とになる。
され、低周波におけるＰＷＭ制御モードでは従来より高
いスイッチング周波数が採用されるようになった。例え
ば、従来トランジスタにり１〜２ｋＨＺでスイッチング
されていたものが、ＩＧＢＴを用いると10〜15ｋＨＺの
スイッチングが可能である。このような素子を採用した
インバータは、電流の高調波を提言できるばかりでな
く、キャリア周波数もインバータ周波数にくらべて充分
に高くできるので、従来のＧＴＯを用いたインバータの
ように、キャリアを基本波に同期させる必要性がない。
すなわち、１パルスモードに至るまで基本波より充分高
い非同期ＰＷＭモードが使用できる。しかしながら、Ｐ
ＷＭ制御時のインバータ出力電圧の最大値は１パルスモ
ード時の基本波の（π／２√３）（約90％）しか出せな
いため、このままで１パルスモードに移行すると、約10
％インバータ出力電圧が急増しラッシュ電流が流れるこ
とになる。
【０００８】
【課題を解決するための手段】図１および図２を用いた
説明する。図１は本発明を実施したときのインバータ基
本周波数に対するキャリア周波数特性を表す図である。
ＩＧＢＴ等の高速スイッチング素子を用いたインバータ
では、すでに述べたようにＰＷＭ領域でパルスモード切
り替えを行う必要がなく、非同期のキャリアでよい。ま
た、１パルスモードへの過渡状態では周波数に応じてパ
ルスモードを設定するのではなく、図２のようにある短
い時限τにてキャリア周波数を連続的に下げ、１パルス
モードに至らしめればよい。
説明する。図１は本発明を実施したときのインバータ基
本周波数に対するキャリア周波数特性を表す図である。
ＩＧＢＴ等の高速スイッチング素子を用いたインバータ
では、すでに述べたようにＰＷＭ領域でパルスモード切
り替えを行う必要がなく、非同期のキャリアでよい。ま
た、１パルスモードへの過渡状態では周波数に応じてパ
ルスモードを設定するのではなく、図２のようにある短
い時限τにてキャリア周波数を連続的に下げ、１パルス
モードに至らしめればよい。
【０００９】図１の非同期キャリア周波数があまり高く
なく、まだ電動機から電磁音が聞こえる場合キャリア周
波数は一定である必要はなく、インバータ周波数ととも
に上昇するような特性とすることにより、キャリアによ
る電磁音が車両の加速感と一致する音響効果を持たせる
こと。あるいは、キャリア周波数を乱数表を用いて変調
することにより、電磁音周波数スペクトラムを分散させ
電磁音の聴感を変更する等々、公知技術と組み合わせて
使用し得る。
なく、まだ電動機から電磁音が聞こえる場合キャリア周
波数は一定である必要はなく、インバータ周波数ととも
に上昇するような特性とすることにより、キャリアによ
る電磁音が車両の加速感と一致する音響効果を持たせる
こと。あるいは、キャリア周波数を乱数表を用いて変調
することにより、電磁音周波数スペクトラムを分散させ
電磁音の聴感を変更する等々、公知技術と組み合わせて
使用し得る。
【００１０】
【作用】電磁音は、非同期の高周波キャリアのときは殆
ど発生しないが、３，９のように低いパルスモードの場
合キャリア周波数は下がってしまうので発生する。しか
して本発明のよるものは、加速中パルスモード切り替え
がなく、不快な電磁音の変動を無くすることができる。
また、本発明では１パルスモードへの切り替えを短い時
限で終了させて電磁音変化も速やかに終了し、電圧ジャ
ンプは最小限に抑えられる。なお、３，９パルスモード
程度の低いパルスモードからの切り替えでも、スイッチ
ング素子で決まる最小パルス幅（ＩＧＢＴでは５マイク
ロセカンド程度）に起因する電圧のジャンプ発生するが
殆ど問題にならない。例えばインバータ周波数50Ｈｚに
おいて、３パルスモードから１パルスモードへ切り換え
る場合、線間電圧の半サイクルの周期は10ミリセカン
ド，電圧波形の切り込み数は２であるから、最小パルス
幅によるジャンプは10マイクロセカンドで、0.1 ％であ
る。
ど発生しないが、３，９のように低いパルスモードの場
合キャリア周波数は下がってしまうので発生する。しか
して本発明のよるものは、加速中パルスモード切り替え
がなく、不快な電磁音の変動を無くすることができる。
また、本発明では１パルスモードへの切り替えを短い時
限で終了させて電磁音変化も速やかに終了し、電圧ジャ
ンプは最小限に抑えられる。なお、３，９パルスモード
程度の低いパルスモードからの切り替えでも、スイッチ
ング素子で決まる最小パルス幅（ＩＧＢＴでは５マイク
ロセカンド程度）に起因する電圧のジャンプ発生するが
殆ど問題にならない。例えばインバータ周波数50Ｈｚに
おいて、３パルスモードから１パルスモードへ切り換え
る場合、線間電圧の半サイクルの周期は10ミリセカン
ド，電圧波形の切り込み数は２であるから、最小パルス
幅によるジャンプは10マイクロセカンドで、0.1 ％であ
る。
【００１１】
【実施例】以下、本発明を実施例図面に基づいて、さら
に詳細説明する。図３は本発明が適用された一実施例を
示すブロック図である。すなわち、ＰＷＭインバータへ
の電圧指令および周波数指令から、インバータ各素子へ
の通電信号の発生させるための機能を示している。
に詳細説明する。図３は本発明が適用された一実施例を
示すブロック図である。すなわち、ＰＷＭインバータへ
の電圧指令および周波数指令から、インバータ各素子へ
の通電信号の発生させるための機能を示している。
【００１２】図３において、インバータへの周波数指令
Ｆ＊とすると、周波数指令Ｆ＊はブロック２の可変周波
数正弦波発生手段へ入力される。ブロック２は、指令さ
れた信号に比例する周波数をもつ一定振幅の三相正弦波
信号を発生する手段で、近年はＲＯＭメモリーに位相θ
とこれに対応するｓｉｎθのデータテーブルとを記憶さ
せておき、周波数指令Ｆ＊に応じてこれを読みだす方式
がよく用いられる。ただし、情報の位相θはインバータ
の周波数指令Ｆ＊を時間積分して得られる。
Ｆ＊とすると、周波数指令Ｆ＊はブロック２の可変周波
数正弦波発生手段へ入力される。ブロック２は、指令さ
れた信号に比例する周波数をもつ一定振幅の三相正弦波
信号を発生する手段で、近年はＲＯＭメモリーに位相θ
とこれに対応するｓｉｎθのデータテーブルとを記憶さ
せておき、周波数指令Ｆ＊に応じてこれを読みだす方式
がよく用いられる。ただし、情報の位相θはインバータ
の周波数指令Ｆ＊を時間積分して得られる。
【００１３】つぎに、インバータへの電圧指令をＶ＊と
すると、電圧指令Ｖ＊はブロック１の正弦波振幅増幅減
衰手段へ入力される。ブロック１は、指令された電圧指
令を正規化することにより、変調率α＊（０≦α＊≦
１）をつくる。変調率α＊はブロック２に加えられ、ブ
ロック２は内部で発生した正弦波信号の振幅にα＊を乗
じた三相正弦波信号Ｖ３＊を発生する。三相正弦波信号
Ｖ３＊はインバータが発生すべき各相電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ
＊，Ｖｗ＊を含む。
すると、電圧指令Ｖ＊はブロック１の正弦波振幅増幅減
衰手段へ入力される。ブロック１は、指令された電圧指
令を正規化することにより、変調率α＊（０≦α＊≦
１）をつくる。変調率α＊はブロック２に加えられ、ブ
ロック２は内部で発生した正弦波信号の振幅にα＊を乗
じた三相正弦波信号Ｖ３＊を発生する。三相正弦波信号
Ｖ３＊はインバータが発生すべき各相電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ
＊，Ｖｗ＊を含む。
【００１４】インバータへのキャリア周波数指令をＦｃ
＊とすると、キャリア周波数指令Ｆｃ＊はブロック３の
定振幅三角波発生手段へ入力される。ブロック３は、入
力のＦｃ＊に比例した周波数をもつ一定振幅の三角波キ
ャリア信号Ｖｃ＊を発生する。キャリア周波数は、すで
に述べたように一定値あるいはインバータ周波数ととも
に上昇するような特性，または乱数表を用いた変調波等
となし得る。そして、１パルスモードとするときは指令
値のＦｃ＊を前述の如くある短い時限で零に向けて減少
させる。
＊とすると、キャリア周波数指令Ｆｃ＊はブロック３の
定振幅三角波発生手段へ入力される。ブロック３は、入
力のＦｃ＊に比例した周波数をもつ一定振幅の三角波キ
ャリア信号Ｖｃ＊を発生する。キャリア周波数は、すで
に述べたように一定値あるいはインバータ周波数ととも
に上昇するような特性，または乱数表を用いた変調波等
となし得る。そして、１パルスモードとするときは指令
値のＦｃ＊を前述の如くある短い時限で零に向けて減少
させる。
【００１５】これと同時に、１パルスモード切替指令Ｆ
ｇ＊をブロック４のキャリア波制御手段に供給する。１
パルスモード切替指令Ｆｇ＊の切替論理信号は（Ｆｇ＝
１）のときＰＷＭモードを、（Ｆｇ＝０）のとき１パル
スモードをそれぞれ表すものとする。そして（Ｆｇ＝
１）のときは、ブロック４出力はブロック３に三角波出
力のＶｃ＊をそのまま通過させるが、（Ｆｇ＝０）に変
わると、図２のような時限後、これを阻止してブロック
３の出力を零値に制御する。
ｇ＊をブロック４のキャリア波制御手段に供給する。１
パルスモード切替指令Ｆｇ＊の切替論理信号は（Ｆｇ＝
１）のときＰＷＭモードを、（Ｆｇ＝０）のとき１パル
スモードをそれぞれ表すものとする。そして（Ｆｇ＝
１）のときは、ブロック４出力はブロック３に三角波出
力のＶｃ＊をそのまま通過させるが、（Ｆｇ＝０）に変
わると、図２のような時限後、これを阻止してブロック
３の出力を零値に制御する。
【００１６】２系統の信号波形のＶ３＊およびＶｃ＊は
ブロック５に印加される。ブロック５は比較手段で両信
号を比較し、（Ｖ３＊＞Ｖｃ＊）のとき（Ｓｉ＝１）、
（Ｖ３＊≦Ｖｃ＊）のとき（Ｓｉ＝０）を出力する。た
だし、Ｓｉはブロック５出力のスイッチング信号で、三
相インバータの各相のスイッチング状態を指令する情報
であり、Ｖ３＊の各相電圧に対応する３個のオン，オフ
信号からなる。特に、（Ｖｃ＊＝０）の場合は、電圧信
号のＶ＊が正の半サイクルで（Ｓｉ＝１），負の半サイ
クルで（Ｓｉ＝０）となるため、ＰＷＭによるスリット
を含まない周波数のＦ＊の三相矩形波信号（１パルスモ
ードの通電信号）が得られる。
ブロック５に印加される。ブロック５は比較手段で両信
号を比較し、（Ｖ３＊＞Ｖｃ＊）のとき（Ｓｉ＝１）、
（Ｖ３＊≦Ｖｃ＊）のとき（Ｓｉ＝０）を出力する。た
だし、Ｓｉはブロック５出力のスイッチング信号で、三
相インバータの各相のスイッチング状態を指令する情報
であり、Ｖ３＊の各相電圧に対応する３個のオン，オフ
信号からなる。特に、（Ｖｃ＊＝０）の場合は、電圧信
号のＶ＊が正の半サイクルで（Ｓｉ＝１），負の半サイ
クルで（Ｓｉ＝０）となるため、ＰＷＭによるスリット
を含まない周波数のＦ＊の三相矩形波信号（１パルスモ
ードの通電信号）が得られる。
【００１７】なお、図３においては４個の指令信号Ｖ
＊，Ｆ＊，Ｆｃ＊，Ｆｇ＊等を発生する機能を持つ前段
の制御手段、およびスイッチング信号Ｓｉに基づく後段
の制御手段等は、本発明に直接的に係わるものでないた
め、種々の周知の方式のものであってもよいことは言う
までもない。また、高周波ＰＷＭ制御の状態から１パル
スモードに移行するための、キャリア周波数を減少させ
る方法は前述の如く確定したパルスモードをとらず、時
間的に連続な関数を用いてもよいが、途中、９，３のよ
うな低い固定パルスモードを短い時限で段階的に経由す
るようにしてもよい。これに要する時限は、各段の微小
ジャンプによる電流の過渡現象が重なり合わない程度の
ようにすればよい。すなわち、数ミリセカンド〜数十ミ
リセカンド程度であってもよい。１パルスモードを除く
パルスモード間の移行においては、半サイクルのパルス
数は変わっても個々のパルス幅を制御することができる
ため、基本的に、（パルス幅×パルス数）がモード切り
替え前後で変わらないようにすれば、電圧ジャンプをほ
ぼ抑制することができるからである。
＊，Ｆ＊，Ｆｃ＊，Ｆｇ＊等を発生する機能を持つ前段
の制御手段、およびスイッチング信号Ｓｉに基づく後段
の制御手段等は、本発明に直接的に係わるものでないた
め、種々の周知の方式のものであってもよいことは言う
までもない。また、高周波ＰＷＭ制御の状態から１パル
スモードに移行するための、キャリア周波数を減少させ
る方法は前述の如く確定したパルスモードをとらず、時
間的に連続な関数を用いてもよいが、途中、９，３のよ
うな低い固定パルスモードを短い時限で段階的に経由す
るようにしてもよい。これに要する時限は、各段の微小
ジャンプによる電流の過渡現象が重なり合わない程度の
ようにすればよい。すなわち、数ミリセカンド〜数十ミ
リセカンド程度であってもよい。１パルスモードを除く
パルスモード間の移行においては、半サイクルのパルス
数は変わっても個々のパルス幅を制御することができる
ため、基本的に、（パルス幅×パルス数）がモード切り
替え前後で変わらないようにすれば、電圧ジャンプをほ
ぼ抑制することができるからである。
【００１８】
【発明の効果】本発明によれば、インバータ駆動車両へ
高周波スイッチングを適用するとき問題となる１パルス
モード切り替え時のインバータ出力電圧ジャンプを軽減
させることができる。
高周波スイッチングを適用するとき問題となる１パルス
モード切り替え時のインバータ出力電圧ジャンプを軽減
させることができる。
【図１】図１は本発明の理解を容易にするため示したイ
ンバータ周波数とキャリア周波数特性を示す図である。
ンバータ周波数とキャリア周波数特性を示す図である。
【図２】図２は図１とともに示したインバータ周波数と
キャリア周波数特性を示す図である。
キャリア周波数特性を示す図である。
【図３】図３は本発明が適用された一実施例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図４】図４は従来例のインバータ周波数とスイッチン
グ周波数の関係を示すスイッチング周波数特性曲線図で
ある。
グ周波数の関係を示すスイッチング周波数特性曲線図で
ある。
Ｆｉ インバータ周波数 Ｆｓｗ スイッチング周波数 Ｆ＊ 周波数指令 Ｖ＊ 電圧指令 α＊ 変調率 Ｖ３＊ 三相正弦波信号 Ｆｃ＊ キャリア周波数指令 Ｖｃ＊ 三角波キャリア信号 Ｆｇ＊ １パルスモード切替指令 Ｓｉ スイッチング信号
Claims (2)
- 【請求項１】所定のインバータ基本周波数を境界に非同
期ＰＷＭ制御から１パルス制御モードに切り替え制御を
行うインバータ制御方法において、予め設定された時限
でキャリア周波数を連続的に漸減したのち、１パルスモ
ードに切り換えるようにしたことを特徴とするスイッチ
ング周波数制御方法。 - 【請求項２】予め設定されたインバータ周波数または電
圧範囲でキャリア周波数を漸減させたのち、１パルスモ
ードに切り換えるようにした請求項１記載のスイッチン
グ周波数制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4359362A JP2717913B2 (ja) | 1992-12-25 | 1992-12-25 | スイッチング周波数制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4359362A JP2717913B2 (ja) | 1992-12-25 | 1992-12-25 | スイッチング周波数制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06197550A JPH06197550A (ja) | 1994-07-15 |
| JP2717913B2 true JP2717913B2 (ja) | 1998-02-25 |
Family
ID=18464120
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4359362A Expired - Lifetime JP2717913B2 (ja) | 1992-12-25 | 1992-12-25 | スイッチング周波数制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2717913B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3346223B2 (ja) | 1997-06-10 | 2002-11-18 | 株式会社日立製作所 | モータ制御方法及びモータ制御システム |
| JP2011035977A (ja) * | 2009-07-30 | 2011-02-17 | Sinfonia Technology Co Ltd | 電源装置 |
| JP6171825B2 (ja) * | 2013-10-15 | 2017-08-02 | 富士通株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61167378A (ja) * | 1985-01-18 | 1986-07-29 | Mitsubishi Electric Corp | 可変電圧・可変周波数三相インバ−タの制御方法 |
| JPS61251477A (ja) * | 1985-04-26 | 1986-11-08 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
-
1992
- 1992-12-25 JP JP4359362A patent/JP2717913B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06197550A (ja) | 1994-07-15 |
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