JP3697623B2 - チョッピング通電制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気的負荷に、目標電流値を通電するためにチョッピング通電する通電制御装置に関し、特に、これに限定する意図ではないが、スイッチドレラクタンスモ−タに通電するＨ型スイッチング回路のオン／オフを制御する通電制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
理解を具体的にするためまず図面を参照して、スイッチドレラクタンスモ−タ（負荷）に通電するスイッチング回路を説明する。スイッチドレラクタンスモ−タ（以下、ＳＲモ−タと言う）は、一般に極部が外側に突出する形で構成された回転子と、極部が内側に突出する形で構成された固定子とを備えており、回転子は単に鉄板を積層して構成した鉄心であり、固定子は極毎に集中巻されたコイルを備えている。このＳＲモ−タは、固定子の各極が電磁石として動作し、回転子の各極部を固定子の磁力で吸引することによって回転子が回転する。従って、回転子の各極の回転位置に応じて、固定子の各極に巻回されたコイルの通電状態を順次に切換えることによって、回転子を希望する方向に回転させることができる。この種のＳＲモ−タは、例えば、特開平１−２９８９４０号公報に開示されている。
【０００３】
ＳＲモ−タにおいては、回転子の各極が特定の回転位置にある時に、固定子各極に対する通電のオン／オフを切換えるので、その切換時に、回転子に加わる磁気吸引力の大きさが急激に変化する。そのため、回転子及び固定子には、比較的大きな機械振動が発生する。この振動によって騒音が生じる。
【０００４】
前記特開平１−２９８９４０号公報の技術においては、立上り及び立下りの緩やかな回転位置信号を生成し、この回転位置信号を利用して、電気コイルの通電オン時の電流の立上り及び通電オフ時の電流の立下りを緩やかにすることが行なわれている。このようにすると、ＳＲモ−タの振動及び騒音の発生を抑制することが可能である。しかしながら、回転位置信号を利用しているため低速回転時のように、電気コイルの通電オン時の電流の立上り及び通電オフ時の電流の立下りが実質的に速くなる場合には、騒音を抑制する効果が小さくなるし、高回転時のように電気コイルの通電オン時の電流の立上り及び通電オフ時の電流の立下りが実質的に遅くなる場合には、１回あたりの通電オン時間が短くなるので、流れる電流が非常に小さくなり、発生する回転トルクが小さくなる。また、回転数や必要トルクに応じて通電のオン／オフを切り換えるタイミングを変化させないと、効率が悪くなる上、必要トルクがでない可能性もある。
【０００５】
特開平７−２７４５６９号公報，特開平７−２９８６６９号公報および特開平８−１７２７９３号公報には、通電の立上り及び立下りを滑らかにするために、Ｈ型スイッチング回路を用いてＰＷＭによりモ−タ通電電流を制御し、かつ、回転トルクの不足を改善するために、スイッチングモ−ドを制御している。
【０００６】
例えば図１４に示すように、３相の中の１つの相（例えば第１相とする）の電気コイル１ａに通電するＨ型スイッチング回路は、電気モ−タの電気コイル１ａの一端と第１電源ライン１８ｅとの間に介挿された第１のスイッチング素子１８ａ，電気コイル１ａの他端と第２電源ライン１８ｆとの間に介挿された第２のスイッチング素子１８ｂ，前記一端と第２電源ライン１８ｆの間に介挿され、後者から前者への電流通流は許す第１ダイオ−ドＤ１、および、前記他端と第１電源ライン１８ｅの間に介挿され、前者から後者への電流通流は許す第２ダイオ−ドＤ２を含む。電気コイル１ａの電流値が電流検出器で検出され、第１相に通電する時間区間で、第１の目標電流値（Ｖｒ１）に対して検出電流値が低いとスイッチング素子１８ａ，１８ｂがオンにされ、第１の目標電流値よりも高い第２の目標電流値（Ｖｒ２）よりも検出電流値が高いとスイッチング素子１８ａ，１８ｂがオフされる。すなわち目標電流値（Ｖｒ１，Ｖｒ２）に対する検出電流値の低，高に応じて、電気コイル１ａの通電（オン）／非通電（オフ）すなわちチョッピング通電が行なわれる。
【０００７】
図１４の（ａ）に示すように、第１および第２スイッチング素子１８ａ，１８ｂを共にオンにすると電気コイル１ａに回転駆動電流が流れ、共にオフにすると図１４の（ｂ）に示すように、電気コイル１ａの誘起電圧による電源への帰還電流が流れる。上述のオンとオフを上述のチョッピングにより交互に繰返すことにより、電気コイル１ａには、図１４の（ｃ）に示す脈動電流が流れる。このスイッチングモ−ドを本書では「ハ−ドチョッピング」と称す。このハ−ドチョッピングでの、図１４の（ｂ）に示すように両スイッチング素子１８ａ，１８ｂを共にオフにしている時間区間では、電気コイル１ａが発電したエネルギが第１電源ライン１８ｅに供給され（回生）、電流が急激に減少する。スイッチング素子のオン／オフの切換わりによる電流の脈動が大きいので、電気モ−タの回転子に加わる磁気吸引力の脈動が大きく、振動を生じ騒音が大きい。
【０００８】
図１５の（ａ）（図１４の（ａ）と同一）に示すように第１および第２スイッチング素子１８ａ，１８ｂを共にオンにし、次に図１５の（ｂ）に示すように第１スイッチング素子１８ａのみをオフにし第２スイッチング素子１８ｂはオンを維持し、それら（ａ）状態と（ｂ）状態とを交互に繰返すことにより、電気コイル１ａには図１５の（ｃ）に示す、脈動が比較的に小さい電流が流れる。図１５の（ｂ）に示す、第１スイッチング素子１８ａオフ、第２スイッチング素子１８ｂオンは、一例では、電気コイル１ａの電流値が第１の目標電流値（Ｖｒ１）を越え、第２の目標電流値（Ｖｒ２）以下のときに行なわれる。第１５図の（ａ）と（ｂ）の交互繰返しのスイッチングモ−ドを本書では「ソフトチョッピング」と称す。このソフトチョッピングの中の、図１５の（ｂ）に示す第１スイッチング素子１８ａオフ、第２スイッチング素子１８ｂオンの期間では、電流は緩やかに減少し、モ−タの駆動力や径方向の吸引力も緩やかに減少する。したがって「ソフトチョッピング」モ−ドのモ−タ通電では、騒音，振動が比較的に低い。
【０００９】
前記特開平７−２７４５６９号公報，特開平７−２９８６６９号公報および特開平８−１７２７９３号公報に開示の通電制御装置は、上述の「ハ−ドチョッピング」と「ソフトチョッピング」を、ＳＲモ−タの電流値又は回転状態に応じて選択して、振動の低減と高トルクの確保を実現している。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、電気コイル１ａの電流値を検出する電流検出器の検出信号に高周波ノイズが乗ることがあり、特に、低価格（回路構成が簡単）な電流検出器を用いると、チョッピングによる大きなノイズが発生し易い。このノイズを模擬的に図１６に示す。図１６の（ａ）は前述の「ハ−ドチョッピング」のときのもの、図１６の（ｂ）は「ソフトチョッピング」のときのものである。ハ−ドチョッピングのときには、チョッピングによる電流変動が大きいので、ノイズも大きい。前述のように、このチョッピングすなわち電気コイル１ａの通電（オン）／非通電（オフ）を、目標電流値（Ｖｒ１，Ｖｒ２）に対する検出電流値の低，高に応じて行なうと、オン（通電）直後にノイズの高レベルに応答してただちにオフ（非通電）してしまうという不具合を生ずる。この不具合の発生確率は、ソフトチョッピングよりもハ−ドチョッピングの方が高い。なぜなら、ハ−ドチョッピングのノイズはソフトチョッピングのものより大きく、減衰するまでの時間も長くなることから、減衰過程で高レベルのノイズによる影響時間が長くなるからである。
【００１１】
本発明は電流検出信号のノイズによるスイッチングエラ−を防止することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
（１）本発明のチョッピング通電制御装置は、負荷(1a)に通電するスイッチング手段(18a)；負荷(1a)に流れる電流値を検出する電流検出手段(2)；目標電流値に対し検出電流値が低いときには第１レベル(L)の、高いときには第２レベル(H)の電流レベル信号〔S71=(a)の反転信号〕を発生する比較手段(16a,30a)；
前記電流レベル信号〔S71=(a)の反転信号〕が、そのレベルの切換わりから設定時間の間同一レベルのとき切換り後のレベルの信号(k)を出力するフィルタ手段(23)；および、
該フィルタ手段(23)が出力する信号(k)が第２レベル(H)のときスイッチング手段(18a)をオフにするスイッチング信号出力手段(24〜26)；を備え、前記設定時間が、第１レベルから第２レベルへの切換りのときとその逆の切換りのときで値が異なる。
【００１３】
なお、理解を容易にするためにカッコ内には、図面に示し後述する実施例の対応要素の記号又は対応事項を、参考までに付記した。
【００１４】
これによれば、フィルタ手段(23)が、目標電流値に対する検出電流値の比較によって得られるスイッチング信号から、設定時間以下を周期とする高周波ノイズによる誤信号を消去し、検出電流値に正しく対応したスイッチング信号を発生し、これにより該高周波ノイズによるスイッチングエラ−がなくなる。また、例えば第１レベルから第２レベルへの切換りのときの設定時間を長くして高周波ノイズによる誤信号を消去し、その逆の切換りのときの設定時間を短くしてフィルタ手段(23)の出力遅延によるチョッピング周波数の低下を小さくすることができる。
【００１５】
（２）前記電流レベル信号の、第１レベルから第２レベルへの切換りのときの前記設定時間は第２レベルから第１レベルへの切換りのときの前記設定時間より長く、しかも、第２レベルから第１レベルへの切換りのときの前記設定時間は零である；上記（１）記載のチョッピング通電制御装置。
【００１６】
後述の実施例では、第１レベル(L)から第２レベル(H)の切換りのとき10μs又は1.25μs、逆のとき零である。これにより、フィルタ手段(23)の入力信号に、第１レベル(L)から第２レベル(H)への切換りがあると、それから10μs又は1.25μsの間第２レベル(H)が継続したときに、フィルタ手段(23)の出力が第１レベル(L)から第２レベル(H)へ切換る。入力信号の該切換りが高周波ノイズを原因とする場合、延遅時間10μs又は1.25μsの間に入力信号が第１レベル(L)に戻るので、フィルタ手段(23)の出力に変化を生じない。フィルタ手段(23)の入力信号に、第２レベル(H)から第１レベル(L)への切換りがあると、フィルタ手段(23)の出力は即座に第１レベル(L)に切換わるので、フィルタ手段(23)の出力の第１レベル(L)の立上り延遅は実質上なく、フィルタ手段(23)の出力遅延によるチョッピング周波数の低下が小さい。
【００１７】
（３）本発明の好ましい一実施態様は、負荷(1a)の一端と第１電源ライン(18e)との間に介挿された第１スイッチング手段(18a)；前記負荷(1a)の他端と第２電源ライン(18f)との間に介挿された第２スイッチング手段(18b)；前記負荷(1a)の前記一端と第２電源ライン(18f)の間に介挿され、後者から前者への電流通流は許す第１ダイオ−ド(18c)；前記負荷(1a)の前記他端と第１電源ライン(18e)の間に介挿され、前者から後者への電流通流は許す第２ダイオ−ド(18d)；第２スイッチング手段(18b)の間欠オン(ハ−ドチョッピング)／連続オン(ソフトチョッピング)を指示するモ−ド指示信号(d)を発生するモ−ド指示手段(16a,16b,21)；
負荷(1a)に流れる電流値を検出する電流検出手段(2)；
目標電流値に対し検出電流値が低いときには第１レベル(L)の、高いときには第２レベル(H)の電流レベル信号〔S71=(a)の反転信号〕を発生する比較手段(16a,30a)；
前記モ−ド指示信号(d)に応じて、それが間欠オン(ハ−ドチョッピング)を指示するときは長い時間(500KHzのパルス周期×5=10μs)を、連続オン(ソフトチョッピング)を指示するときは短い時間(4MHzのパルス周期×5=1.25μs)を設定時間に定めるフィルタ時間設定手段(22)；
前記電流レベル信号〔S71=(a)の反転信号〕の、第１レベルから第２レベルへの切換わりから前記設定時間の間同一レベルのとき第２レベルの信号(k)を出力するフィルタ手段(23)；および、
該フィルタ手段(23)が出力する信号(k)が第２レベル(H)のとき、第１スイッチング手段(18a)をオフにすると共に、前記モ−ド指示信号(d)に応じてそれが間欠オンを指示するときは第２スイッチング手段(18b)をオフに、連続オンを指示するときはオンを継続するスイッチング信号出力手段(24〜26)；を備えるチョッピング通電制御装置。
【００１８】
これによれば、フィルタ手段(23)が、目標電流値に対する検出電流値の比較によって得られるスイッチング信号から、ハ−ドチョッピングのときには比較的に長い設定時間以下を周期とする高周波ノイズによる誤信号を消去し、ソフトチョッピングのときには比較的に短い設定時間以下を周期とする高周波ノイズによる誤信号を消去した、検出電流値に正しく対応したスイッチング信号を発生し、これにより該高周波ノイズによるスイッチングエラ−がなくなる。
【００１９】
前述のように、ハ−ドチョッピング時のノイズによる影響時間は、ソフトチョッピング時よりも長いので、一方の影響時間に合せてそれを消去するようにフィルタ手段(23)の設定時間を定めると、他方のチョッピングモ−ドで発生するノイズの消去漏れを生ずるとか、あるいは、他のチョッピング動作に障害を与えるとか、フィルタ機能が好適に発揮されない問題を生じ易いが、この実施態様ではチョッピングモ−ドに対応して設定時間を切換えるので、両モ−ドのいずれに対して、フィルタ機能が好適に発揮される。
【００２０】
（４）本発明の好ましい実施例は更に、前記スイッチング信号出力手段(24〜26)の、スイッチング手段(18a)をオフからオンにする信号(o)の切換り(LからH)に応答してフィルタ手段(23)を初期化するオンエッジ検出手段(29)；を備える。これによれば、負荷へのチョッピング通電開始時に、フィルタ手段(23)が初期化されてその蓄積情報および出力が初期レベル(第１レベルL)に初期化されて、設定時間のフィルタ動作を正確に開始する。
【００２１】
（５）本発明の好ましい実施例では、前記スイッチング信号出力手段(24〜26)は、定周期のタイミング信号(15KHzパルス)の先行パルスと後行パルス間で第２レベル(H:オフ指定)となりかつ第１レベル(L:オン指定)に戻る第２レベル(H:オフ指定)は後行パルスまで延長する手段(25,24)を含む。これによれば、タイミング信号(15KHzパルス)に同期するようにスイッチング信号出力手段(24〜26)が出力するスイッチング信号（第１レベルＬ／第２レベルＨ）の周期がシフトし、チョッピング周波数の変動が抑制される。タイミング信号(15KHzパルス)を可聴周波数域よりも高い周波数に設定しておくことにより、チョッピング周波数による騒音がなく、しかもチョッピング周波数が異常に高くなることもない。
【００２２】
（６）本発明の好ましい実施例では、フィルタ手段(23)は、シリアル入力／パラレル出力のシフトレジスタ(23a〜23e)およびそのパラレル出力の論理積又は論理和を出力する論理処理手段(23f)を含む。これによれば、シフトクロックの周波数によって設定時間を設定することができ、シフトクロックの周波数の切換えにより容易に設定時間を切換えることができる。
【００２３】
本発明の他の目的および特徴は、図面を参照した以下の実施例の説明より明らかになろう。
【００２４】
【実施例】
本発明の一実施例を図１に示す。図１に示す装置は、電気自動車の駆動ユニットの主要部分を構成している。この例では、駆動源として１個のＳＲモ−タ１が備わっており、このＳＲモ−タ１はコントロ−ラＥＣＵによって制御される。コントロ−ラＥＣＵは、シフトレバ−，ブレ−キスイッチ，アクセルスイッチ，及びアクセル開度センサから入力される情報に基づいて、ＳＲモ−タ１の駆動を制御する。電源は車上バッテリ−から供給される。
【００２５】
ＳＲモ−タ１には、それを駆動するための３相のコイル１ａ，１ｂ，１ｃおよび回転子の回転位置（角度）を検出する角度センサ１ｄが備わっている。３相のコイル１ａ，１ｂ及び１ｃは、それぞれ、コントロ−ラＥＣＵ内部のドライバ１８，１９及び１Ａと接続されており、コイル１ａとドライバ１８とを接続する電線，コイル１ｂとドライバ１９とを接続する電線，及びコイル１ｃとドライバ１Ａとを接続する電線には、それぞれ、電流センサ２，３及び４が設置されている。これらの電流センサ２，３及び４は、それぞれ、コイル１ａ，１ｂ及び１ｃに実際に流れる電流に比例する電圧を電流信号Ｓ６として出力する。コントロ−ラＥＣＵの内部には、ＣＰＵ（マイクロコンピュ−タ）１１，入力インタ−フェ−ス１２，電流マップメモリ１３ａ，波形マップメモリ１３ｂ，電源回路１４，電流波形生成回路１５，比較回路１６，出力判定回路１７，ドライバ１８，１９及び１Ａが備わっている。このコントロ−ラＥＣＵは、シフトレバ−，ブレ−キスイッチ，アクセルスイッチ，及びアクセル開度センサから入力される情報に基づいて、ＳＲモ−タ１の所要回転方向，駆動速度及び駆動トルクを逐次計算し、その計算の結果に基づいて、ＳＲモ−タ１のコイル１ａ，１ｂ及び１ｃの各々に流す電流を制御する。角速度センサ１ｄは、０〜３６０度の角度の絶対値を示す１１ビットの２値信号を出力する。検出角度の最小分解能は０．３５度である。図１の回路の主要部分の具体的な構成を図２に示す。
【００２６】
図２は、ＳＲモ−タ１のコイル１ａの通電を制御する回路のみを示すが、コントロ−ラＥＣＵには、他のコイル１ｂ及び１ｃの通電を制御する同様の回路がそれぞれ含まれている。図２を参照すると、コイル１ａの一端は、スイッチングトランジスタ（ＩＧＢＴ）１８ａを介して電源の高電位ライン１８ｅと接続され、コイル１ａの他端は、スイッチングトランジスタ（ＩＧＢＴ）１８ｂを介して電源の低電位ライン１８ｆと接続されている。また、トランジスタ１８ａのエミッタと低電位ライン１８ｆとの間にはダイオ−ド１８ｃが接続され、トランジスタ１８ｄのエミッタと高電位ライン１８ｅとの間にはダイオ−ド１８ｄが接続されている。従って、トランジスタ１８ａ及び１８ｂの両方をオン（導通状態）にすれば、電源ライン１８ｅ，１８ｆとコイル１ａとの間に電流が流れ、いずれか一方、又は両方をオフ（非導通状態）にすれば、コイル１ａへの給電を停止することができる。比較回路１６は２つのアナログ比較器１６ａ及び１６ｂを備えている。アナログ比較器１６ａは、電流波形生成回路１５が出力する第１の基準電圧Ｖｒ１と電流センサ２が検出した電流に対応する信号Ｓ６の電圧とを比較した結果を２値信号Ｓ７１として出力し、アナログ比較器１６ｂは、電流波形生成回路１５が出力する第２の基準電圧Ｖｒ２と電流センサ２が検出した電流に対応する信号Ｓ６の電圧とを比較した結果を２値信号Ｓ７２として出力する。この実施例では、常にＶｒ１＜Ｖｒ２の関係が成立する。信号Ｓ５が高レベルＨであると、信号Ｓ６の電圧Ｖｓ６と基準電圧Ｖｒ１及びＶｒ２の大小関係に応じて、次に示すように、ドライバ１８のトランジスタ１８ａ，１８ｂの状態が３種類のいずれかに指定される。
【００２７】
第１表
比較器 （フィルタ 比較器 １７の
場合分け １６ａの ２３の １６ａの 出力 Ｔｒ Ｔｒ
出力Ｓ72 入力） の出力 (ｏ)(ｐ) １８ａ １８ｂ
(1) Vs6≦Vr1 Ｈ （Ｌ） Ｈ (Ｈ)(Ｈ) オン オン
(2)Vr1＜Vs6≦Vr2 Ｌ （Ｈ） Ｈ (Ｌ)(Ｈ) オフ オン
(3) Vs6＞Vr2 Ｌ （Ｈ） Ｌ (Ｌ)(Ｌ) オフ オフ。
【００２８】
上記(1)の場合が、図１４の（ａ）および図１５の（ａ）に示す状態を指定するものであり、上記(2)の場合が、図１４の（ｂ）に示す状態を指定するものであり、上記(3)が、図１３の（ｂ）に示す状態を指定するものである。(1)と(3)を交互に繰返す態様がハ−ドチョッピング、(1)と(3)を交互に繰返す態様がソフトチョッピングである。
【００２９】
上述のように、トランジスタ１８ａ，１８ｂが共にオンする状態指定と、共にオフする状態指定と、一方がオンして他方がオフする状態指定とが存在し、いずれの状態指定になるかは、Ｖｓ６のレベルが、Ｖｒ１より小，Ｖｒ１とＶｒ２との間，Ｖｒ２より大の３種類の領域のいずれであるか、によって定まる。
【００３０】
トランジスタ１８ａ，１８ｂを共にオンした時にコイル１ａに流れる電流の立上り特性（上昇の速さ）は、回路の時定数によって定まり、制御により変えることはできない。しかし、電流を遮断する時には、トランジスタ１８ａ，１８ｂを共にオフする場合と、トランジスタ１８ａをオフに切換えてトランジスタ１８ｂはオンのままとする場合とで、電流の立下り特性（下降の速さ）が変わるので、それを切換えて電流の立下りの速さを調整することができる。即ち、トランジスタ１８ａ，１８ｂを共にオフする場合には電流の変化が速く、トランジスタ１８ａをオフに切換えてトランジスタ１８ｂはオンのままとする場合には電流の変化は遅い。
【００３１】
電流の目標値（Ｖｒ１，Ｖｒ２）にほとんど変化がない時には、電流の立下り速度が遅い場合でも、基準のレベル（Ｖｒ１）と実際に流れる電流のレベル（Ｖｓ６）との偏差が増大することはないので、常にＶｓ６＜Ｖｒ２の状態が維持される。従ってこの時には、電流の変動幅が小さい。また、通電するコイルの相を切換える時のように、電流の目標値（Ｖｒ１，Ｖｒ２）が変更される時には、電流の立下り速度が遅いと、Ｖｓ６＞Ｖｒ２になる。この場合、２つのトランジスタ１８ａ，１８ｂが共にオフするので、電流の立下り速度が上がり、電流は目標値（Ｖｒ１，Ｖｒ２）に追従してすばやく変化する。目標値の変化がなくなれば、基準電圧Ｖｒ１と電流レベルＶｓ６との偏差が小さくなるので、再び電流の立下り速度が遅くなる。
【００３２】
これによって、目標値の変化に対する電流の追従遅れが防止できるだけでなく、目標値の変化が小さい時には、電流の変化速度が遅いため、振動及び騒音の発生が抑制される。
【００３３】
出力判定回路１７は、大要では上記第１表に示すように、比較器１６ａと１６ｂの出力に対応してトランジスタ１８ａ，１８ｂにオン，オフ信号を与えるためのものであるが、先に言及したが、電流検出器２の電流検出信号に図１６に示すように高周波ノイズが含まれる場合には、トランジスタをオンした直後に、高周波ノイズに応答してオフにしてしまう不具合が考えられる。出力判定回路１７には、このような不具合を防止するために、フィルタが備わっている。
【００３４】
出力判定回路１７の構成を図３に示し、該回路各部の信号の発生タイミングを図４および図５に示す。
【００３５】
比較器１６ａの出力信号Ｓ７１は、図３上では信号（ａ）として出力判定回路１７に供給され、インバ−タ３０ａで反転されてフィルタ回路２３の第１フリップフロップ２３ａに与えられる。フィルタ回路２３は、シリアル入力／パラレル出力のシフトレジスタを構成する５個のフリップフロップ２３ａ〜２３ｅおよびパラレル出力が与えられるアンドゲ−ト２３ｆで構成されており、シフトクロック（ｅ）に同期して、入力信号すなわち比較器１６ａの出力信号Ｓ７１＝（ａ）の反転信号が、次々にシフトレジスタ２３ａ〜２３ｅに取り込まれて順次にシフトされる。
【００３６】
比較器１６ａの出力信号Ｓ７１と比較器１６ｂの出力信号Ｓ７２が与えられるナンドゲ−ト２１は、上記第１表の場合分け(2)の場合に低レベルＬのモ−ド信号（ｄ）を発生し、これが、クロック選択回路２２のアンドゲ−ト２２ｂに与えられる。モ−ド信号（ｄ）はインバ−タ２２ａで反転されてアンドゲ−ト２２ｃに与えられる。モ−ド信号（ｄ）が低レベルＬ（第１表の(2)）のときには、それによってアンドゲ−ト２２ｃがゲ−トオンとなり、４ＭＨｚのクロックパルス（ｃ）を、オアゲ−ト２２ｄを通して、シフトレジスタ２３ａ〜２３ｅに与える。モ−ド信号（ｄ）が高レベルＨ（第１表の(1)又は(3)）のときには、それによってアンドゲ−ト２２ｂがゲ−トオンになり、５００ＫＨｚのクロックパルス（ｂ）を、オアゲ−ト２２ｄを通して、シフトレジスタ２３ａ〜２３ｅに与える。
【００３７】
フィルタ回路２３のアンドゲ−ト２３ｆは、シフトレジスタ２３ａ〜２３ｅのパラレル出力のすべてがＨ（トランジスタオフ指定）のときだけ、Ｈ出力を発生する。したがって、比較器１６ａの出力信号Ｓ７１＝（ａ）の反転信号が、トランジスタオン指定レベルＬからトランジスタオフ指定レベルＨに切換わったとすると、それからクロックパルス５個が発生したときに、シフトレジスタの最終段のフリップフロップ２３ｅの出力が、ＬからＨに切換わる。このパルス５個の発生期間に、入力信号にＨからＬへの切換りがないと、該期間直後に始めてアンドゲ−ト２３ｆの出力がＬからＨに切換り、入力信号のＬからＨへの切換りに対して、フィルタ回路２３の出力のＬからＨへの切換りは、クロックパルス５個分の遅延となり、第１表の(3)（ハ−ドチョッピング）の場合には、５００ＫＨｚのクロックの周期×５＝１０μｓ、第１表の(2)（ソフトチョッピング）の場合には４ＭＨｚのクロックの周期×５＝１．２５μｓの遅延時間となる。
【００３８】
すなわち、ハ−ドチョッピング(3)のときは、入力信号すなわち比較器１６ａの出力信号Ｓ７１＝（ａ）の反転信号が、トランジスタオン指定レベルＬからトランジスタオフ指定レベルＨに切換って、それから上述の遅延時間１０μｓの間継続してオフ指定レベルＨであったときに、フィルタ回路２３の出力がオン指定レベルＬからオフ指定レベルＨに切換わる。入力信号がノイズ原因のＬからＨへの切換りであったときには、遅延時間の間に入力信号がＨからＬに戻り、フィルタ回路２３の出力はオフ指定レベルＨに切換わらない。すなわち、電流検出信号に乗ったノイズを原因とするオフ指示Ｈ（Ｓ７１のＬ）は無視され、出力されない。
【００３９】
ソフトチョッピング(2)のときも同様である。ただし、ソフトチョッピング(2)のときには、遅延時間は１．２５μｓであり、無視するノイズの時間が、ハ−ドチョッピングのときよりも短い。
【００４０】
入力信号がＨ（オフ指示レベル）からＬ（オン指示レベル）に切換わって第１フリップフロップ２３ａの出力がＨからＬに切換わった時点にアンドゲ−ト２３ｆの出力がＨからＬに転ずる。すなわち、オフ指示（Ｈ）からオン指示（Ｌ）への切換りには実質上時間遅延はない。このようにフィルタ回路２３は、トランジスタのオンからオフへの切換え指示に対してノイズ原因のオフを排除するための遅延をもたらし、オフからオンへの切換え指示には実質上遅延を与えない。
【００４１】
フィルタ回路２３の出力（ｋ）はオアゲ−ト２４を通してノアゲ−ト２６で反転されて、トランジスタ１８ａの駆動信号（オン／オフ駆動信号）（ｏ）となる。この駆動信号（ｏ）は、フィルタ回路２３の出力（ｋ）に対しては反転信号であり、駆動信号（ｏ）がＨのときトランジスタ１８ａが導通する。ノアゲ−ト２６には、第１相（電気コイル１ａ）の通電指示信号Ｓ５をインバ−タ３０ｂで反転した信号（第１相の通電区間であるときＬ／非通電区間であるときＨ）が電流波形生成回路１５から与えられる。ノアゲ−ト２６の出力（ｏ）は、通電指示信号Ｓ５の反転信号がＬ（第１相通電指定）でオアゲ−ト２４の出力（ｎ）がＬ（トランジスタオン指定）であるときのみＨ（トランジスタオン指示）となる。
【００４２】
ノアゲ−ト２６の出力（ｏ）がＬ（オフ指示）からＨ（オン指示）に立上ると４ＭＨｚクロックに同期して、オンエッジ検出回路２９のフリップフロップ２９ａがセットされてそのＱ出力がＬからＨに切換わり、これがインバ−タ２９ｂで反転してアンドゲ−ト２９ｃに与えられ、アンドゲ−ト２９ｃの出力すなわちオンエッジ検出回路２９の出力（ｍ）が４ＭＨｚクロックに同期してＨパルスとなる。このＨパルスがシフトレジスタ２３ａ〜２３ｅのクリア端子に与えられ、シフトレジスタ２３ａ〜２３ｅがクリアされる。すなわちフィルタ回路２３が初期化される。これによりシフトレジスタ２３ａ〜２３ｅのパラレル出力のすべてがＬ（オン指定レベル）となる。したがって、その後フィルタ回路２３の入力信号がＬ（オン指定レベル）からＨ（オフ指定レベル）に切換わると、それから正しくシフトクロック（ｅ）の５パルス分の遅延時間が計時されることになる。
【００４３】
フイルタ回路２３の出力（ｋ）の、Ｌ（オン指定）からＨ（オフ指定）への立上りによってフリップフロップ２５がセットされてそのＱ出力がＬからＨに切換わり、１５ＫＨｚクロックによってフリップフロップ２５がクリア（リセット）されてそのＱ出力がＬに戻る。このＱ出力がオアゲ−ト２４で、フィルタ回路２３の出力（ｋ）に加算（論理和）されるので、１５ＫＨｚのクロックの時間的に相前後する先行パルスと後行パルスの間でフイルタ回路２３の出力（ｋ）がＬからＨに切換ると、フリップフロップ２５がセットされてそのＱ出力がＨとなり、これが後行パルスでフリップフロップ２５がリセットされるまで継続するので、フイルタ回路２３の出力（ｋ）が前記先行パルスと後行パルスの間でＨからＬに戻っても、オアゲ−ト２４の出力（ｎ）は、後行パルスまでＨ（オフ指示レベル）となる。すなわちオンレベルＬへの立下りが後行パルスまで遅延される。しかし、フイルタ回路２３の出力（ｋ）が後行パルスの後までＨのときには、オアゲ−ト２４の出力（ｎ）は、該出力（ｋ）と全く同期した信号となる。
【００４４】
つまり、フイルタ回路２３の出力（ｋ）のＨ（オフ指示）が、１５ＫＨｚクロックの周期より短くしかも該クロックの相前後する先行パルスと後行パルスの間でＬからＨに立上りかつＨからＬに戻る場合に、ＨからＬへの戻りが後行パルスの発生まで遅延され、オアゲ−ト２４の出力（ｎ）のＬ期間が長くなる。しかし、出力（ｋ）のＬからＨの立上りが後行パルスの前で、ＨからＬへの戻りが後行パルスの後になる場合には、出力（ｎ）にこのようなＬ期間の延長は発生せず、出力（ｋ）と同一となる。このような、１５ＫＨｚクロックに対する、出力（ｋ）のＬ区間の相対位相に対応した遅延制御により、駆動信号（ｏ）＝（ｋ）が１５ＫＨｚクロックに同期するように位相が変わり、トランジスタ１８ａのチョッピング周波数の変動が抑制される。１５ＫＨｚクロックは可聴周波数よりも高い周波数であり、チョッピング周波数がこの前後となるので、騒音がなく、また異常に高くなることもない。
【００４５】
オアゲ−ト２４の出力（ｎ）はアンドゲ−ト２７およびノアゲ−ト２８を介してトランジスタ１８ｂのオン／オフ駆動信号（ｐ）となる。出力（ｎ）は駆動信号（ｏ）と同相であって、そのＨレベルがトランジスタオフ指定であるが、アンドゲ−ト２７に、第１表の(2)（ソフトチョッピング要）のときにはＬレベルとなるモ−ド信号（ｄ）が与えられるので、第１表の(2)のときには、出力（ｏ）はＬでトランジスタ１８ａがオフになるが、出力（ｐ）はＨでトランジスタ１８ｂはオンを継続する。
【００４６】
ところで、図２に示す比較回路１６が出力する信号Ｓ７１，Ｓ７２によって電流の立下り速度を切換える場合には、それを切換えるタイミングとして最適な時点よりも実際の切換えが多少遅れる傾向がある。即ち、目標値が急激に低下する時点で、電流の立下りを速くするのが理想的であるが、実際に電流の偏差が大きくならないと信号Ｓ７２がＬ（オフ指定）にならないので、時間的に遅れが生じる。このため、目標値が非常に速く変化する場合、信号Ｓ７１，Ｓ７２による変化速度の自動切換だけでは、目標値に対する電流の追従性が不足する可能性がある。
【００４７】
そこでこの実施例では、信号Ｓ５を制御することにより、電流（Ｖｓ６）の大きさとは無関係に、電流の立下り速度を速くすることができる。即ち、信号Ｓ５を低レベルＬにすると、信号Ｓ７１，Ｓ７２とは無関係に、トランジスタ１８ａ，１８ｂが同時にオフするので、電流の立下り速度が速くなる。
【００４８】
図２を参照すると、電流波形生成回路１５は、２種類の基準電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２と２値信号Ｓ５を出力する。基準電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２及び２値信号Ｓ５は、それぞれ、メモリ（ＲＡＭ）１５ｂ，１５ａ及び１５ｃに記憶された情報に基づいて生成される。メモリ１５ｂ，１５ａ及び１５ｃは、各々のアドレスにそれぞれ８ビット，８ビット及び１ビットのデ−タを保持している。メモリ１５ａから読み出される８ビットデ−タは、Ｄ／Ａ変換器１５ｅでアナログ電圧に変換され、増幅器１５ｇを通って基準電圧Ｖｒ２になる。同様に、メモリ１５ｂから読み出される８ビットデ−タは、Ｄ／Ａ変換器１５ｆでアナログ電圧に変換され、増幅器１５ｈを通って基準電圧Ｖｒ１になる。また、増幅器１５ｇ，１５ｈの入力には、ＣＰＵ１１が出力するアナログ信号Ｓ１のレベルが加算される。信号Ｓ１のレベルを調整することにより、基準電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２を微調整することができる。また、メモリ１５ｃが出力する１ビットデ−タは、アンドゲ−ト１５ｉを通って信号Ｓ５になる。アンドゲ−ト１５ｉの一方の入力端子には、ＣＰＵ１１が出力する２値信号（スタ−ト／ストップ信号）Ｓ３が印加される。ＳＲモ−タ１を駆動している時には、常時信号Ｓ３が高レベルＨになるので、メモリ１５ｃの出力信号がそのまま２値信号Ｓ５になる。
【００４９】
メモリ１５ａ，１５ｂ及び１５ｃは、それぞれ多数のアドレスを有しており、各々のアドレスは、回転子Ｒの回転位置（角度）の各々（１度単位）に対応付けられている。アドレスデコ−ダ１５ｄは、角度センサ１ｄによって検出された回転子の回転位置の信号Ｓ９から、アドレス情報を生成する。このアドレス情報が、３組のメモリ１５ａ，１５ｂ及び１５ｃのアドレス入力端子に同時に入力される。従って、ＳＲモ−タ１が回転する時には、メモリ１５ａ，１５ｂ及び１５ｃは、各々回転子の回転位置に応じたアドレスに保持されたデ−タを順次に出力する。従って、基準電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２及び２値信号Ｓ５の状態は、回転位置毎に変化しうる。
【００５０】
実際には、図６に示すような波形の電流を３相のコイルに流すために、メモリ１５ａ及び１５ｂには、それぞれ図１０に示すような通電マップの情報が保持される。即ち、回転位置（この例では０．５度毎）の各々に対応付けたアドレスに、その位置で設定すべき電流の目標値が保持される。メモリ１５ａ及び１５ｂの情報は、それぞれ基準電圧Ｖｒ２及びＶｒ１に対応しているので、Ｖｒ２＞Ｖｒ１の関係を満たすように、メモリ１５ａの内容とメモリ１５ｂの内容とは少し異なっている。前述のように、コイル１ａに流れる電流のレベルは、基準電圧Ｖｒ１に追従するように変化するので、コイル１ａに流したい電流の波形を基準電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２としてメモリ１５ｂ及び１５ａに登録しておくことにより、図６に示すように電流を流すことができる。
【００５１】
この実施例では、３相のコイル１ａ，１ｂ及び１ｃに対する通電／非通電を、図６に示すように回転子が３０度回転する毎に切換える必要があるが、図６に示すような波形をメモリ１５ｂ及び１５ａに登録しておくことにより、３０度毎の通電／非通電の切換えも信号Ｓ７１，Ｓ７２によって自動的に実施される。即ち、各コイルの通電／非通電の切換えをＣＰＵ１１が実施する必要はない。
【００５２】
また、メモリ１５ｃについては、大部分のアドレスに信号Ｓ５の高レベルＨに対応する「１」の情報が保持されているが、電流の目標値（Ｖｒ１，Ｖｒ２）が急激に低下する角度に対応するアドレスには、信号Ｓ５の低レベルＬに対応する「０」の情報（強制遮断情報）が保持されている。即ち、電流の目標値（Ｖｒ１，Ｖｒ２）の波形の立下り開始時点のように、その下降の傾きが急俊であり、電流の変化速度を速くした方が良いことが予め予想される回転位置では、信号Ｓ７２による自動切換えを待つことなく、メモリ１５ｃに記憶した情報によって信号Ｓ５を低レベルＬに切換え、強制的に電流変化速度を速くする。これにより、電流変化速度の切換えに時間遅れが生じるのを避けることができ、目標値に対する電流の追従性が更に改善される。
【００５３】
メモリ１５ａ，１５ｂ及び１５ｃは、書き込みと読み出しが可能であり、書き込みと読み出しを同時に実施しうる。メモリ１５ａ，１５ｂ及び１５ｃは、信号線Ｓ２を介してＣＰＵ１１と接続されており、ＣＰＵ１１は、必要に応じてメモリ１５ａ，１５ｂ及び１５ｃの内容を更新する。
【００５４】
ＣＰＵ１１の動作の概略を図８に示す。図８を参照してＣＰＵ１１の動作を説明する。電源がオンすると、ステップ６１で初期化を実行する。即ち、ＣＰＵ１１の内部メモリの初期化および内部タイマ，割込等のモ−ドセットを実施した後、システムの診断を実施し、異常がなければ次の処理に進む。
【００５５】
ステップ６２では、入力インタ−フェ−ス１２を介して、シフトレバ−，ブレ−キスイッチ，アクセルスイッチ，アクセル開度センサのそれぞれが出力する信号の状態を読取り、その状態のデ−タを内部メモリに保存する。ステップ６２で検出した状態に何らかの変化があった場合には、ステップ６３からステップ６４に進む。変化がない時には、ステップ６３からステップ６５に進む。
【００５６】
ステップ６４では、ステップ６２で検出した各種状態に基づいて、ＳＲモ−タ１の所要駆動方向を決定し駆動トルクの目標値を決定する。例えば、アクセル開度センサによって検出されたアクセル開度が増大した時には、駆動トルクの目標値も増大する。また、ここで目標トルクの変化を示すトルク変更フラグをセットする。
【００５７】
ステップ６５では、ＳＲモ−タ１の回転速度を検出する。この実施例では、角度センサ１ｄの角度検出デ−タ（１１ビット）のビットデ−タがＳＲモ−タの回転子の回転に応じて変化し、その変化周期が回転速度に逆比例するので、ＣＰＵ１１は、下位ビットの変化周期を測定してモ−タ回転速度を算出する。算出した回転速度のデ−タは内部メモリに保存する。
【００５８】
ＳＲモ−タ１の回転速度に変化がある時には、ステップ６６からステップ６８に進み、回転速度に変化がなければステップ６７に進む。ステップ６７では、トルク変更フラグの状態を調べ、フラグがセットされている時、即ち目標トルクの変化がある時には、ステップ６８に進み、トルクに変化がない時にはステップ６２に戻る。
【００５９】
ステップ６８では、電流マップメモリ１３ａからデ−タを入力し、次のステップ６９では、波形マップメモリ１３ｂからデ−タを入力する。この実施例では、電流マップメモリ１３ａ及び波形マップメモリ１３ｂは、予め様々なデ−タを登録した読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）で構成してあり、電流マップメモリ１３ａには図９に示すようなデ−タが保持され、波形マップメモリ１３ｂには、図１３に示すようなデ−タが保持されている。
【００６０】
即ち、電流マップメモリ１３ａには、様々な目標トルクと様々な回転数（モ−タの回転速度）のそれぞれに対応付けられた多数のデ−タＣｎｍ（ｎ：トルクに対応する列の数値，ｍ：回転数に対応する行の数値）が保持されており、デ−タＣｎｍの１組には、通電オン角度，通電オフ角度，及び電流目標値が含まれている。例えば、トルクが２０［Ｎ・ｍ］で回転数が５００［ｒｐｍ］の時のデ−タＣ３４の内容は、５２．５度，８２．５度及び２００［Ａ］である。即ち、０〜９０度の回転位置の範囲内において、特定のコイルに５２．５〜８２．５度の範囲で２００Ａの電流を流し、０〜５２．５度の範囲及び８２．５〜９０度の範囲では電流を遮断することを意味する。ステップ６８では、その時のトルクと回転数に応じて選択した、Ｃｍｎの１組のデ−タを入力する。
【００６１】
但し、実際にコイルに流す電流の目標値は、一般的な矩形波状に変化するのではなく、立上り及び立下りが緩やかな波形になる。この波形が、波形マップメモリ１３ｂに基づいて決定される。
【００６２】
図１３に示すように、波形マップメモリ１３ｂには、様々な回転数（モ−タの回転速度）のそれぞれに対応付けられた多数のデ−タＤ１ｎ及びＤ２ｎ（ｎ：回転数に対応する行の数値）が保持されている。デ−タＤ１ｎは立上り所要角度であり、電流を低レベル（０［Ａ］）から高レベル（例えば２００［Ａ］）に立ち上げるまでの回転角度変化量を示している。デ−タＤ２ｎは立下り所要角度であり、電流を高レベル（例えば２００［Ａ］）から低レベル（０［Ａ］）に立ち下げるまでの回転角度変化量を示している。
【００６３】
例えば、図９に示す電流マップのＣ３４のデ−タを使用する場合、通電オン角度である５２．５度よりＤ１ｎの角度だけ手前の位置から、電流目標値の立上げを開始し、５２．５度で１００％まで緩やかに立ち上がるように電流目標値の波形を変化させ、通電オフ角度である８２．５度よりＤ２ｎの角度だけ手前の位置から、電流目標値の立下げを開始し、８２．５度で立下げを完了するように、緩やかに電流目標値を変化させる。
【００６４】
波形マップメモリのデ−タＤ１ｎ，Ｄ２ｎは、回転数［ｒｐｍ］毎に最適な時間（角度）で電流の立上り及び立下りが変化するように予め定めてある。即ち、立上り及び立下りが速すぎると、励磁の切換り時の磁束の微分値が大きくなり振動及び騒音が大きくなるし、立上り及び立下りが遅すぎると、駆動トルクが著しく低下し駆動効率も低下するので、振動及び騒音を充分に抑制でき、しかも駆動効率の低下も小さくなるような値が、Ｄ１ｎ，Ｄ２ｎとして定められる。また特に、Ｄ１ｎに対応する立上り時間とＤ２ｎに対応する立下り時間は、いずれも、ＳＲモ−タ１の固有振動周波数（共振周波数）の半周期よりも大きくなるように定めてある。このようにすると、励磁の切換り時に生じる振動の周波数が、ＳＲモ−タ１の固有振動周波数よりも低くなるため、共振が防止され、振動及び騒音レベルの増大が抑制される。
【００６５】
図８のステップ６９では、その時の回転数によって波形マップメモリ１３ｂ上から１組のデ−タＤ１ｎ，Ｄ２ｎを選択し、それらのデ−タをＣＰＵ１１に入力する。例えば、回転数［ｒｐｍ］が５００の時には、デ−タＤ１４及びＤ２４を選択して入力する。
【００６６】
次のステップ６Ａでは、ステップ６８で入力したデ−タＣｎｍ及びステップ６９で入力したデ−タＤ１ｎ，Ｄ２ｎに基づいて、図１０に示すような通電マップのデ−タを生成し、この最新の通電マップによって、図２に示す電流波形生成回路のメモリ１５ａ，１５ｂ，１５ｃのデ−タを更新（書き替え）する。勿論、図２に示す１相分のメモリ１５ａ，１５ｂ，１５ｃに通電マップを書込むだけでなく、３相全てのメモリについて、それぞれ通電マップを作成し、そのデ−タを各々のメモリに書き込む。
【００６７】
実際には、次のようにして通電マップを作成する。第３相の場合、デ−タＣｎｍに含まれている通電オン角度Ａｏｎから立上り所要角度Ｄ１ｎを引いた角度位置Ａ１の電流目標値を０、通電オン角度Ａｏｎの位置をＣｎｍに含まれている電流目標値（例えば２００［Ａ］）とし、角度位置Ａ１とＡｏｎとの間では、その間を滑らかに立上る曲線で結ぶように、デ−タを補間する。即ち、ロ−タ角度の０．５度毎に前記曲線に近似する値を計算して求め、それを各々の角度における電流目標値とする。同様に、デ−タＣｎｍに含まれている通電オフ角度Ａｏｆｆから立下り所要角度Ｄ２ｎを引いた角度位置Ａ２では電流目標値をＣｎｍに含まれている電流目標値（例えば２００［Ａ］）とし、通電オフ角度Ａｏｆｆの位置の電流目標値を０とし、角度位置Ａ２とＡｏｆｆとの間では、その間を滑らかに立下る曲線で結ぶように、デ−タを補間する。即ち、ロ−タ角度の０．５度毎に前記曲線に近似する値を計算して求め、それを各々の角度における電流目標値とする。上記以外の角度位置には、０を電流目標値として書き込む。
【００６８】
また、第１相及び第２相については、第３相の通電マップのデ−タを、それぞれ３０度及び６０度ずらしたものをそのまま用いる。このようにして、図１０に示すような通電マップが作成される。なお図１０に示す通電マップは、メモリ１５ｂに書き込まれるデ−タ（Ｖｒ１）のみを示しており、メモリ１５ａに書き込むデ−タ（Ｖｒ２）は図１０の通電マップの値より少し大きい値になる。
【００６９】
この実施例では、メモリ１５ａ，１５ｂ，１５ｃのデ−タに基づいて電気コイル１ａに流れる電流が制御されるので、ＣＰＵ１１がメモリ（３相分の１５ａ，１５ｂ，１５ｃ）に通電マップを書き込むだけで、それに従うように、各コイルの励磁切り換えが、ハ−ドウェア回路により自動的に実施される。
【００７０】
ＣＰＵ１１は、上述のステップ６２〜６Ａの処理を繰り返し実行する。そして、検出したＳＲモ−タの回転速度及びトルクが一定の場合には、ステップ６６−６７−６２を通るが、回転速度が変化した場合、又はトルクが変化した場合には、ステップ６８−６９−６Ａ−６Ｂを実行するので、メモリ１５ａ，１５ｂ，１５ｃ上の通電マップが更新される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１の主要部分の、３相駆動回路の中の１相駆動回路のみの具体的な構成を示すブロック図である。
【図３】 図２に示す出力判定回路１７の構成を示すブロック図である。
【図４】 図３に示すクロック選択回路２２およびフィルタ回路２３の入，出力信号の発生タイミングを示すタイムチャ−トである。
【図５】 図３に示すオンエッジ検出回路の入，出力信号の発生タイミングを示すタイムチャ−トである。
【図６】 図１に示すＳＲモ−タ１を駆動する場合の励磁電流指示の波形例を示すタイムチャ−トである。
【図７】 図１に示すＳＲモ−タ１に流す励磁電流波形の駆動条件に応じた変化を示すタイムチャ−トである。
【図８】 図１に示すＣＰＵ１１の動作を示すフロ−チャ−トである。
【図９】 図１に示す電流マップメモリ１３ａの一部のデ−タの内容を示すマップである。
【図１０】 図２に示すメモリ１５ａ〜１５ｃに書込まれるデ−タの一部を示すマップである。
【図１１】 ＳＲモ−タにおいて一般的な通電制御を実施した場合の電流，磁束，磁束変化を示すタイムチャ−トである。
【図１２】 ＳＲモ−タの電流の立上り及び立下りを緩やかに変化させた場合の電流，磁束，磁束変化を示すタイムチャ−トである。
【図１３】 図１に示す波形マップメモリ１３ｂの一部のデ−タの内容を示すマップである。
【図１４】 図２に示すインバ−タ１８の、ハ−ドチョッピングモ−ドでのモ−タ電流を示す図面であり、（ａ）はモ−タに駆動電流を流しているときの電流通流方向を、（ｂ）は駆動電流の供給を遮断したときの電流通流方向を、（ｃ）は時系列の電流波形の概要を示す。
【図１５】 図２に示すインバ−タ１８の、ソフトチョッピングモ−ドでのモ−タ電流を示す図面であり、（ａ）はモ−タに駆動電流を流しているときの電流通流方向を、（ｂ）は駆動電流の供給を遮断したときの電流通流方向を、（ｃ）は時系列の電流波形の概要を示す。
【図１６】 図２に示す電流センサ２の電流検出信号に現われることがあるノイズを示す電流波形図であり、（ａ）はハ−ドチョッピングのときのものを、（ｂ）はソフトチョッピングのときのものを示す。
【符号の説明】
１：ＳＲモ−タ
１ａ，１ｂ，１ｃ，ＣＬ：コイル
１ｄ：角度センサ
２，３，４：電流センサ
１１：ＣＰＵ
１２：入力インタ−フェ−ス
１３ａ：電流マップメモリ
１３ｂ：波形マップメモリ
１４：電源回路
１５：電流波形生成回路
１５ａ，１５ｂ，１５ｃ：メモリ
１５ｄ：アドレスデコ−ダ
１５ｅ，１５ｆ：Ｄ／Ａ変換器
１５ｇ，１５ｈ：増幅器
１６：比較回路
１６ａ，１６ｂ：アナログ比較器
１７：出力判定回路
１８，１９，１Ａ：各相ドライバ
１８ａ，１８ｂ：トランジスタ（ＩＧＢＴ）
１８ｃ，１８ｄ：ダイオ−ド
１８ｅ，１８ｆ：電源ライン
Ｖｒ１，Ｖｒ２：基準電圧

Claims (6)

1. 負荷に通電するスイッチング手段；
   負荷に流れる電流値を検出する電流検出手段；
   目標電流値に対し検出電流値が低いときには第１レベルの、高いときには第２レベルの電流レベル信号を発生する比較手段；
   前記電流レベル信号が、そのレベルの切換わりから設定時間の間同一レベルのとき切換り後のレベルの信号を出力するフィルタ手段；および、
   該フィルタ手段が出力する信号が第２レベルのときスイッチング手段をオフにするスイッチング信号出力手段；を備え、
   前記設定時間が、第１レベルから第２レベルへの切換りのときとその逆の切換りのときで値が異なる；チョッピング通電制御装置。
2. 前記電流レベル信号の、第１レベルから第２レベルへの切換りのときの前記設定時間は第２レベルから第１レベルへの切換りのときの前記設定時間より長く、しかも、第２レベルから第１レベルへの切換りのときの前記設定時間は零である；請求項１記載のチョッピング通電制御装置。
3. 負荷の一端と第１電源ラインとの間に介挿された第１スイッチング手段；
   前記負荷の他端と第２電源ラインとの間に介挿された第２スイッチング手段；
   前記負荷の前記一端と第２電源ラインの間に介挿され、後者から前者への電流通流は許す第１ダイオ−ド；
   前記負荷の前記他端と第１電源ラインの間に介挿され、前者から後者への電流通流は許す第２ダイオ−ド；
   第２スイッチング手段の間欠オン／連続オンを指示するモ−ド指示信号を発生するモ−ド指示手段；
   負荷に流れる電流値を検出する電流検出手段；
   目標電流値に対し検出電流値が低いときには第１レベルの、高いときには第２レベルの電流レベル信号を発生する比較手段；
   前記モ−ド指示信号に応じて、それが間欠オンを指示するときは長い時間を、連続オンを指示するときは短い時間を設定時間に定めるフィルタ時間設定手段；
   前記電流レベル信号の、第１レベルから第２レベルへの切換わりから前記設定時間の間同一レベルのとき第２レベルの信号を出力するフィルタ手段；および、
   該フィルタ手段が出力する信号が第２レベルのとき、第１スイッチング手段をオフにすると共に、前記モ−ド指示信号に応じてそれが間欠オンを指示するときは第２スイッチング手段をオフに、連続オンを指示するときはオンを継続するスイッチング信号出力手段；を備えるチョッピング通電制御装置。
4. 装置は更に、前記スイッチング信号出力手段の、スイッチング手段をオフからオンにする信号の切換りに応答してフィルタ手段を初期化するオンエッジ検出手段；を備える請求項１，請求項２又は請求項３記載のチョッピング通電制御装置。
5. 前記スイッチング信号出力手段は、定周期のタイミング信号が発生するまで前記第２レベルの第１レベルへの切換りを遅延する手段を含む、請求項１，請求項２，請求項３又は請求項４記載のチョッピング通電制御装置。
6. フィルタ手段は、シリアル入力／パラレル出力のシフトレジスタおよびそのパラレル出力の論理積又は論理和を出力する論理処理手段を含む、請求項１，請求項２，請求項３，請求項４又は請求項５記載のチョッピング通電制御装置。

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