JPH0777346B2 - 論理レベル変換回路 - Google Patents

論理レベル変換回路

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JPH0777346B2
JPH0777346B2 JP63333577A JP33357788A JPH0777346B2 JP H0777346 B2 JPH0777346 B2 JP H0777346B2 JP 63333577 A JP63333577 A JP 63333577A JP 33357788 A JP33357788 A JP 33357788A JP H0777346 B2 JPH0777346 B2 JP H0777346B2
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Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、バイポーラ（Bi）素子と相補性絶縁ゲート型
（CMOS）素子とを同一基板上に作り込むBi−CMOS技術を
利用したエミッタ結合論理（ECL）型の半導体集積回路
の入力インターフェース部等に用いられてECL論理レベ
ルのCMOS論理レベルに変換するための論理レベル変換回
路に係り、例えばロジック集積回路やメモリ集積回路に
使用されるものである。
（従来の技術） 従来のECL型の半導体集積回路は、ECL論理信号の論理振
幅が小さく、負荷の大きいインターフェース部での遅延
が小さいので、高速性が要求される分野ではよく使用さ
れる。しかし、ECL論理回路は、電流切換型の論理回路
であるので、常に直流電流経路が存在し、消費電流が大
きいという欠点がある。また、ECL論理回路は、バイポ
ーラトランジスタによりゲートが形成されるので、集積
度があまり上がらないという欠点もある。
上記２つの欠点を解消する技術として、近年、バイポー
ラ素子とCMOS素子とを同一基板上に作り込むBi−CMOS集
積回路技術が登場し、この技術を利用することによっ
て、低消費電力化および高集積化および高速化が可能な
ECL型半導体集積回路を実現できるようになってきた。
このようなBi−CMOS技術を利用したECL型半導体集積回
路は、内部回路をCMOS回路およびBi−CMOS回路で構成
し、CMOS論理レベルで動作させることにより低消費電力
化および高集積化を図っている。
しかし、Bi−CMOS技術を利用したECL型半導体集積回路
の入出力インターフェース部では、外部のECL論理レベ
ルと内部のCMOS論理レベルとを対応をとるために、ECL
論理レベルをCMOS論理レベルに変換する論理レベル変換
回路を必要とする。第５図は、Bi−CMOS技術を利用した
ECL型半導体集積回路の入力インターフェース部におい
て、外部から入力するECL論理レベルを内部回路用のCMO
S論理レベルに変換するために用いられる論理レベル変
換回路の一般的なブロック構成を示している。即ち、外
部からのECL論理レベルの入力Ａはレシーバ部RCに入
り、このレシーバ部RCの出力Ｂはバイポーラ差動増幅部
DAに入り、このバイポーラ差動増幅部DAの相補的な出力
Ｃおよびはエミッタフォロワ部EFに入り、このエミッ
タフォロワ部EFの相補的な出力Ｄおよびは論理レベル
増幅部LA（論理振幅増幅部）に入り、この論理レベル増
幅部LAからCMOS論理レベルの相補的な出力Ｅおよびが
出力する。
従来、上記論理レベル変換回路におけるレシーバ部RC、
バイポーラ差動増幅部DA、エミッタフォロワ部EFおよび
論理レベル増幅部LAは、それぞれ第６図に示すように構
成されている。上記レシーバ部RCは、Vcc電位にコレク
タが接続され、ベースに入力Ａが与えられるNPNトラン
ジスタQ1と、このトランジスタQ1のエミッタとVEE電位
との間に接続される第１の定電流源I1とからなり、この
トランジスタQ1のエミッタと第１の定電流源I1との接続
点から出力Ｂが取り出される。なお、上記トランジスタ
Q1のエミッタと第１の定電流源I1との間に必要に応じて
ダイオードＤのアノード・カソード間が挿入される。ま
た、上記バイポーラ差動増幅部DAは、上記レシーバ部RC
の出力Ｂがベースに与えられるNPNトランジスタQ2と、
このトランジスタQ2のエミッタ相互が接続され、ベース
に第１の基準電位V1が与えられるNPNトランジスタQ
3と、この差動対をなす入力用のトランジスタQ2およびQ
3のエミッタ相互接続点とVEE電位との間に接続される第
２の定電流源I2と、Vcc電位と上記トランジスタQ2のコ
レクタとの間に接続された抵抗R1と、Vcc電位と上記ト
ランジスタQ3のコレクタとの間に接続された抵抗R2とか
らなり、上記トランジスタQ2およびQ3のそれぞれのコレ
クタから相補的な出力およびＣが取り出される。上記
エミッタフォロワ部EFは、上記バイポーラ差動増幅部DA
の相補的な出力およびＣがそれぞれのベースに与えら
れ、それぞれのコレクタがVcc電位に接続されたNPNトラ
ンジスタQ4およびQ5と、このトランジスタQ4およびQ5の
それぞれのエミッタとVEE電位との間にそれぞれ接続さ
れる第３の定電流源I3および第４の定電流源I4とからな
り、このトランジスタQ4およびQ5のそれぞれのエミッタ
から相補的な出力およびＤが取り出される。上記論理
レベル増幅部LAは、上記エミッタフォロワ部EFの相補的
な出力およびＤがそれぞれのゲートに与えられ、それ
ぞれのソースがVcc電位に接続されたＰチャネルMOSトラ
ンジスタP1およびP2と、このＰチャネルMOSトランジス
タP1のドレインとVEE電位との間にドレイン・ソース間
が接続され、ドレイン・ソース相互が接続されたＮチャ
ネルMOSトランジスタN1と、上記ＰチャネルMOSトランジ
スタP2のドレインとVEE電位との間にドレイン・ソース
間が接続され、上記ＮチャネルトランジスタN1とゲート
相互が接続されて第１のＮチャネルカレントミラー回路
を形成するＮチャネルMOSトランジスタN2と、前記エミ
ッタフォロワ部EFの相補的な出力およびＤがそれぞれ
のゲートに与えられ、それぞれのソースがVcc電位に接
続されたＰチャネルMOSトランジスタP3およびP4と、こ
のＰチャネルMOSトランジスタP3のドレインとVEE電位と
の間にドレイン・ソース間が接続され、ドレイン・ゲー
ト相互が接続されたＮチャネルMOSトランジスタN3と、
上記ＰチャネルMOSトランジスタP4のドレインとVEE電位
との間にドレイン・ソース間が接続され、上記Ｎチャネ
ルトランジスタN3とゲート相互が接続されて第２のＮチ
ャネルカレントミラー回路を形成するＮチャネルMOSト
ランジスタN4とからなり、上記Ｎチャネルトランジスタ
N2およびN4のそれぞれのドレインから相補的な出力Ｅお
よびが取り出される。即ち、この論理レベル増幅部LA
は、相補型CMOSカレントミラー型増幅回路からなる。
次に、上記論理レベル変換回路の動作を説明する。ここ
で、高電位側の電源電位Vccおよび低電位側の電源電位V
EEは、通常は、接地電位および負の電位であり、バイポ
ーラトランジスタのカットオフ電圧Vfは約0.8V、ECL論
理レベルの“1"レベルVHを−0.9V、“0"レベルVLを−1.
7Vとする。外部からのECL論理レベルの入力Ａはレシー
バ部RCに入り、トランジスタQ1およびダイオードＤによ
り２・Vf（ダイオードＤがない場合には、Vf）だけレベ
ルシフトされた出力Ｂが得られる。この出力Ｂは、バイ
ポーラ差動増幅部DAに入り、第１の基準電位V1と比較さ
れ、論理振幅が２〜３倍に増幅された相補的な出力お
よびＣが得られる。ここで、上記第１の基準電位V1は、
上記出力Ｂの“1"レベル（VH−２・Vf）と“0"レベル
（VL−２・Vf）とのほぼ中間の電位（前記ダイオードＤ
がない場合には、“1"レベルであるVH−Vfと“0"レベル
であるVL−Vfとのほぼ中間の場合）に設定する。上記相
補的な出力およびＣはエミッタフォロワ部EFに入り、
トランジスタQ4およびQ5によりそれぞれVfだけレベルシ
フトされ、高い駆動力を持った相補的な出力およびＤ
が得られる。このエミッタフォロワ部EFの相補的な出力
およびＤは論理レベル増幅部LAに入り、ここで論理振
幅が増幅部されてCMOS論理レベルに変換された相補的な
出力およびＥが出力する。
ところで、ECL論理レベルの入力Ａを整合性よく受け取
るためには、前記レシーバ部RCとしてECL論理回路と同
様の回路形式を持つことが望ましいと考えられるので、
第６図に示した従来の論理レベル変換回路におけるレシ
ーバ部RC、バイポーラ差動増幅部DA、エミッタフォロワ
部EFに直流電流経路が存在することは容認せざるを得な
い。しかし、論理レベル増幅部LAは、相補型CMOSカレン
トミラー型増幅回路が用いられているので、ここにも直
流電流経路が存在し、従来の論理レベル変換回路の全体
でかなり大きな直流電流が流れることとなり、Bi−CMOS
技術を利用したECL型半導体集積回路の最大の利点であ
る低消費電力性を悪化させることになる。また、相補型
CMOSカレントミラー型増幅回路を用いた従来の論理レベ
ル増幅部LAは、出力のCMOSレベルの“0"がVEE電位とは
ならないので、次段のCMOS回路あるいはBi−CMOS回路
（図示せず）で貫通電流を生じるおそれがあり、低消費
電力性の利点をますます低下させてしまうことになる。
（発明が解決しようとする課題） 上記したように従来の論理レベル変換回路は、論理レベ
ル増幅部として相補型CMOSカレントミラー型増幅回路が
用いられているので、ここにも直流電流経路が存在し、
論理レベル変換回路の全体でかなり大きな直流電流が流
れることとなり、また、論理レベル増幅部の出力のCMOS
レベルの“0"がVEE電位とはならないので、次段のCMOS
回路あるいはBi−CMOS回路で貫通電流を生じるおそれが
あり、Bi−CMOS技術を利用したECL型半導体集積回路の
利点である低消費電力性を悪化させてしまうという問題
がある。
本発明は、上記問題点を解決すべくなされたもので、そ
の目的は、論理レベル増幅部に直流電流経路が存在しな
くなり、論理レベル増幅部の出力のCMOSレベルの“0"が
VEE電位となり、次段のCMOS回路あるいはBi−CMOS回路
で貫通電流を生じるおそれがなくなり、Bi−CMOS技術を
利用したECL型半導体集積回路の低消費電力性の利点を
損なうことなくその入力インターフェース部等に用いて
ECL論理レベルをCMOS論理レベルに変換することが可能
となる論理レベル変換回路を提供することにある。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は、ECL論理レベルの信号がベースに入力するバ
イポーラトランジスタおよびこのトランジスタに接続さ
れた定電流源を有し、レベルシフトした信号を出力する
レシーバ部と、このレシーバ部の出力を第１の基準電位
と比較して論理レベルの“1"あるいは“0"を判定し、論
理振幅を増幅して相補的な信号を出力するエミッタ結合
型のバイポーラ差動増幅部と、このバイポーラ差動増幅
部の出力に応じて負荷を高速で駆動するための相補的な
信号を出力するエミッタフォロワ部と、このエミッタフ
ォロワ部の出力の論理振幅を増幅してCMOS論理レベルに
変換して相補的な信号を出力する論理レベル増幅部とを
具備する論理レベル変換回路において、前記論理レベル
増幅部は、前記エミッタフォロワ部から出力する相補的
な信号がそれぞれのソースに入力し、それぞれのゲート
に第２の基準電位が共通に与えられる第１のＰチャネル
MOSトランジスタおよび第２のＰチャネルMOSトランジス
タと、前記第１、第２のＰチャネルMOSトランジスタの
各ドレインと低電位側の電源電位との間にそれぞれ２個
直列接続された計４個のＮチャネルMOSトランジスタを
有し、このＮチャネルMOSトランジスタのうち、第１のM
OSトランジスタのゲートは前記第２のＰチャネルMOSト
ランジスタのドレインに、ソースは前記低電位側の電源
電位に接続され、第２のMOSトランジスタのゲートは前
記第１のＰチャネルMOSトランジスタのドレインに、ソ
ースは前記低電位側の電源電位に接続され、第３のMOS
トランジスタのゲートは前記第２のＰチャネルMOSトラ
ンジスタのソースに、ドレイン，ソース間は前記第１の
ＰチャネルMOSトランジスタのドレインと前記第１のＮ
チャネルMOSトランジスタのドレインとの間に接続さ
れ、第４のMOSトランジスタのゲートは前記第１のＰチ
ャネルMOSトランジスタのソースに、ドレイン，ソース
間は前記第２のＰチャネルMOSトランジスタのドレイン
と前記第２のＮチャネルMOSトランジスタのドレインと
の間に接続されており、前記２個のＰチャネルMOSトラ
ンジスタのそれぞれのドレインから相補的な信号を出力
するCMOSフリップフロップ型の論理レベル増幅回路とな
っていることを特徴とする。
（作用） 論理レベル増幅部は、エミッタフォロワ部から出力する
相補的な信号によって２個のＰチャネルMOSトランジス
タのうちの一方だけがオンしてフリップフロップ回路と
して動作するので、この論理レベル増幅部に直流電流経
路が存在しなくなって直流的な消費電力がなくなり、ま
た、論理レベル増幅部の出力のCMOSレベルの“0"が低電
位側の電源電位となるので次段のCMOS回路あるいはBi−
CMOS回路で貫通電流を生じるおそれがなくなる。
（実施例） 以下、図面を参照して本発明の一実施例を詳細に説明す
る。第１図は、Bi−CMOS技術を利用したECL型半導体集
積回路の入力インターフェース部において、外部から入
力するECL論理レベルを内部回路用のCMOS論理レベルに
変換するために用いられる論理レベル変換回路を示して
いる。
即ち、レシーバ部RCは、高電位側の電源電位Vccと低電
位側の電源電位VEEとの間に、ECL論理レベルの信号がベ
ースに入力する第１のバイポーラトランジスタQ1のコレ
クタ・エミッタ間および第１の定電流源I1が直列に接続
され、このトランジスタQ1のエミッタと第１の定電流源
I1との接続点からレベルシフトされた出力Ｂが取り出さ
れる。なお、上記トランジスタQ1のエミッタと第１の定
電流源I1との間に必要に応じて、ダイオードＤのアノー
ド・カソード間が挿入されるものであり、本例ではダイ
オードＤが挿入されている。エミッタ結合型のバイポー
ラ差動増幅部DAは、上記レシーバ部RCの出力がベースに
入力する第２のバイポーラトランジスタQ2と、この第２
のバイポーラトランジスタQ2とエミッタ相互が接続され
ると共に第１の基準電位V1がベースに入力する第３のバ
イポーラトランジスタQ3と、上記２個のトランジスタQ2
およびQ3のエミッタ相互接続点と前記VEE電位との間に
接続された第２の定電流源I1と、前記Vcc電位と上記２
個のトランジスタQ2およびQ3のそれぞれのコレクタとの
間に接続されたインピーダンス素子（例えば抵抗R1およ
びR2）とからなり、上記２個のトランジスタQ2およびQ3
のそれぞれのコレクタから相補的な信号、Ｃを出力す
る。エミッタフォロワ部EFは、上記のバイポーラ差動増
幅部DAの出力に応じて負荷を高速で駆動するための相補
的な信号、Ｄを出力する。論理レベル増幅部LAは、上
記エミッタフォロワ部EFの出力の論理振幅を増幅してCM
OS論理レベルに変換して相補的な信号、Ｅを出力す
る。
前記エミッタフォロワ部EFは、バイポーラ差動増幅部DA
から出力する相補的な信号、Ｃがそれぞれのベースに
入力し、それぞれのコレクタが前記Vcc電位に接続され
た第４のバイポーラトランジスタQ4および第５のバイポ
ーラトランジスタQ5と、この２個のトランジスタQ4およ
びQ5のそれぞれのエミッタとVEE電位との間に接続され
た第３の定電流源I3および第４の定電流源I4とからな
り、上記２個のトランジスタQ4およびQ5のそれぞれのエ
ミッタから相補的な信号、Ｄを出力するように構成さ
れている。
前記論理レベル増幅部については、まず本発明に係る基
礎となる構成を説明する。論理レベル増幅部LAは、前記
エミッタフォロワ部EFから出力する相補的な信号、Ｄ
がそれぞれのソースに入力し、それぞれのゲートに第２
の基準電位V2が共通に与えられる第１のＰチャネルMOS
トランジスタP1および第２のＰチャネルMOSトランジス
タP2と、この２個のＰチャネルMOSトランジスタP1およ
びP2のそれぞれのドレインとVEE電位との間にそれぞれ
のドレイン・ソース間が接続され、それぞれのゲートが
上記第２のＰチャネルMOSトランジスタP2および第１の
ＰチャネルMOSトランジスタP1のそれぞれのドレインに
接続された第１のＮチャネルMOSトランジスタN1および
第２のＮチャネルMOSトランジスタN2とを有し、上記２
個のＰチャネルMOSトランジスタP1およびP2のそれぞれ
のドレインから相補的な信号Ｅ、を出力するように構
成されている。
次に、上記論理レベル変換回路の動作を説明する。ここ
で、レシーバ部RC、バイポーラ差動増幅部DAおよびエミ
ッタフォロワ部EFの動作は、それぞれ第６図を参照して
前述した従来のレシーバ部RC、バイポーラ差動増幅部DA
およびエミッタフォロワ部EFの動作と同様であるのでそ
の説明を省略し、以下、主に、論理レベル増幅部LAの動
作を説明する。いま、バイポーラ差動増幅部DAで約２倍
の利得をとった場合、エミッタフォロワ部EFの相補的な
出力およびＤはそれぞれ−Vf、−3Vfとなり、これは
論理レベルの“1"、“0"に対応する。そこで、論理レベ
ル増幅部LAで用いる第２の基準電位V2を、−Vf−｜VTP
｜と−3Vf−｜VTP｜（VTPはＰチャネルMOSトランジスタ
の閾値電圧）とのほぼ中間の電位に設定すれば、上記相
補的な出力およびＤのうちの“1"レベルにソースが接
続されているＰチャネルMOSトランジスタP1またはP2の
いずれか一方がオンし、他方のＰチャネルMOSトランジ
スタP1またはP2は“0"レベルにソースが接続されている
のでオフになる。ここで、上記相補的な出力Ｄおよび
が対応して“1"レベル、“0"レベルである場合を考える
と、トランジスタP1はオン、トランジスタP2はオフにな
る。従って、トランジスタP1のドレイン電位Ｅは上昇
し、第２のＮチャネルMOSトランジスタN2はゲート電位
が上昇するのでオンになり、トランジスタP2のドレイン
電位は下降する。同時に、第１のＮチャネルMOSトラ
ンジスタN1はゲート電位が下降するので伝導度が小さく
なり、トランジスタP1のドレイン電位Ｅはますます上昇
する。最終的には、トランジスタP1のドレイン電位Ｅ
は、上記出力Ｄの“1"レベルである−Vfまで上昇し、ト
ランジスタP2のドレイン電位はVEE電位まで下降し、
ほぼCMOSレベルとなる。この時、トランジスタN1は完全
にオフし、トランジスタN2は完全にオンしているので、
論理レベル増幅部LAはフリップフロップ回路として動作
し、直流電流経路が存在しなくなって直流的な消費電力
がなくなる。また、論理レベル増幅部LAの出力のCMOSレ
ベルの“0"がVEE電位となるので、次段のCMOS回路ある
いはBi−CMOS回路で貫通電流を生じるおそれがなくな
る。
なお、第６図中に示した従来の論理レベル増幅部LAは、
相補型CMOSカレントミラー型増幅回路を用いているの
で、低消費電力化の要請から、あまり大きな寸法のMOS
トランジスタを用いることができず、出力駆動能力が小
さくなるが、本実施例の論理レベル増幅部LAは、直流的
な消費電流がないので、用いるMOSトランジスタの寸法
に対する大きな制約がなくなり、スイッチング動作を従
来よりも高速化するための設計が可能となるという利点
も得られる。
次に、本発明に係る前記論理レベル増幅部LAの構成を第
２図、第３図に示す。
即ち、第２図に示す論理レベル増幅部LAは、第１図中に
示した論理レベル増幅部LAと比べて、前記第１のＰチャ
ネルMOSトランジスタP1および第２のＰチャネルMOSトラ
ンジスタP2のそれぞれのドレインと前記第１のＮチャネ
ルMOSトランジスタN1および第２のＮチャネルMOSトラン
ジスタN2のそれぞれのドレインとの間にそれぞれのドレ
イン・ソース間が接続され、それぞれのゲートが上記第
２のＰチャネルMOSトランジスタP2および第１のＰチャ
ネルMOSトランジスタP1のそれぞれのソースに接続され
た第３のＮチャネルMOSトランジスタN3および第４のＮ
チャネルMOSトランジスタN4が付加接続されている点が
異なり、その他は同じであるので第１図中と同一符号を
付している。
上記第２図の論理レベル増幅部LAの動作は、基本的には
前記第１図中の論理レベル増幅部LAの動作と同様である
が、第３のＮチャネルMOSトランジスタN3および第４の
ＮチャネルMOSトランジスタN4が付加接続されることに
よって、プルダウン側のＮチャネルMOSトランジスタN1
およびN2の伝導率に変調がかかるようになり、スイッチ
ング速度がより速くなるという利点が得られる。
また、第３図に示す論理レベル増幅部LAは、第１図中に
示した論理レベル増幅部LAと比べて、前記Vcc電位にそ
れぞれのコレクタが接続され、それぞれのベースが前記
第１のＰチャネルMOSトランジスタP1および第２のＰチ
ャネルMOSトランジスタP2のそれぞれのドレインに接続
された２個のバイポーラトランジスタQ6およびQ7と、こ
の２個のバイポーラトランジスタQ6およびQ7のそれぞれ
のエミッタと前記VEE電位との間にそれぞれのドレイン
・ソース間が接続され、それぞれのゲートが前記第１の
ＮチャネルMOSトランジスタN1および第２のＮチャネルM
OSトランジスタN2のゲートに接続された第３のＮチャネ
ルMOSトランジスタN3および第４のＮチャネルMOSトラン
ジスタN4とが付加接続され、上記２個のバイポーラトラ
ンジスタQ6およびQ7のそれぞれのエミッタから相補的な
信号Ｅ、を出力する点が異なり、その他は同じである
ので第１図中と同一符号を付している。
上記第３図の論理レベル増幅部LAの動作は、基本的には
前記第１図中の論理レベル増幅部LAの動作と同様である
が、出力部にバイポーラトランジスタQ6およびＮチャネ
ルMOSトランジスタN3からなるエミッタフォロワと、バ
イポーラトランジスタQ7およびＮチャネルMOSトランジ
スタN4からなるエミッタフォロワとが付加接続され、MO
Sトランジスタが電流源として用いられているので次の
ような利点が得られる。即ち、“1"レベル出力側のＮチ
ャネルMOSトランジスタは、“0"レベル出力側のエミッ
タフォロワのトランジスタのベース電位によってオフ状
態にされるので、MOSトランジスタ電流源の電流が減少
し、“1"レベル出力はバイポーラトランジスタにより高
速にプルアップされるようになる。逆に、“0"レベル出
力側のＮチャネルMOSトランジスタは、“1"レベル出力
側のエミッタフォロワのトランジスタのベース電位によ
ってオン状態にされるので、MOSトランジスタ電流源の
電流が増加し、“0"レベル出力はMOSトランジスタによ
り高速にプルダウンされるようになる。つまり、電流の
必要なプルダウン側のMOSトランジスタ電流源にのみ電
流を多く流し、電流の不必要なプルアップ側のMOSトラ
ンジスタ電流源には電流を流さないように電流を分配で
きるので、低消費電力を保ったままでスイッチング速度
の一層の高速化が可能となる。
また、第４図は本発明の他の実施例を示しており、前記
各実施例と比べて、エミッタフォロワ部EFが異なり、そ
の他は同じであるので第１図中と同一符号を付してい
る。即ち、第４図中に示すエミッタフォロワ部EFは、前
記バイポーラ差動増幅部DAから出力する相補的な信号
、Ｃがそれぞれのベースに入力し、それぞれのコレク
タが前記Vcc電位に接続された第４のバイポーラトラン
ジスタQ4および第５のバイポーラトランジスタQ5と、こ
の２個の上記第４のトランジスタQ4およびQ5のそれぞれ
のエミッタにそれぞれのコレクタが接続され、エミッタ
相互が接続された第６のバイポーラトランジスタQ6およ
び第７のバイポーラトランジスタQ7と、この第６のバイ
ポーラトランジスタQ6および第７のバイポーラトランジ
スタQ7のエミッタ相互接続点と前記VEE電位との間に接
続された定電流源Ｉとからなり、上記第６のバイポーラ
トランジスタQ6のベースに前記レシーバ部RCの出力Ｂが
入力し、上記第７のバイポーラトランジスタQ7のベース
に前記第１の基準電位V1が入力し、上記２個のトランジ
スタQ4およびQ5のそれぞれのエミッタから相補的な信号
、Ｄを出力するように構成されている。
上記第４図中のエミッタフォロワ部EFは、基本的には前
記第１図中のエミッタフォロワ部EFと同様に動作する
が、２つのエミッタフォロワに対して１個の定電流源Ｉ
しか用いていない。このエミッタフォロワ部EFの動作を
簡単に説明する。まず、レシーバ部RCの出力Ｂが“1"レ
ベルのときには、前述したように差動増幅部DAの出力
Ｃ、はそれぞれ“1"レベル、“0"レベルになる。一
方、エミッタフォロワ部EFのエミッタ結合したバイポー
ラトランジスタQ6、Q7は、レシーバ部RCの出力Ｂによっ
てQ6がオンし、Q7がオフする。従って、差動増幅部DAの
出力Ｃに接続されたエミッタフォロワの電流源は切断さ
れ、出力Ｄは高速にプルアップされる。出力に接続さ
れたエミッタフォロワの電流源の電流はＩとなり、これ
により出力は高速にプルダウンされる。逆にレシーバ
部RCの出力Ｂが“0"レベルのときには上記とは反対の動
作となる。このようにエミッタフォロワ部においては、
電流源はプルダウン側にのみ必要とされる。このエミッ
タフォロワ回路では、エミッタ結合されたトランジスタ
Q6およびQ7によりレシーバ部RCの出力Ｂを第１の基準電
位V1と比較して上記定電流源Ｉをスイッチング制御する
ことにより、エミッタフォロワ部で用いる電流源を１つ
だけにできるので、エミッタフォロワ部EFの高速化と低
消費電力化が可能となる。
［発明の効果］ 上述したように本発明の論理レベル変換回路によれば、
論理レベル増幅部にCMOS型のフリップフロップ回路を用
いることにより、論理レベル増幅部に直流電流経路が存
在しなくなり、論理レベル増幅部の出力のCMOSレベルの
“0"が低電位側の電源電位となり、次段のCMOS回路ある
いはBi−CMOS回路で貫通電流を生じる恐れがなくなり、
高速性および低消費電力性が著しく改善される。
また、本発明の論理レベル変換回路によれば、さらに、
エミッタフォロワ部の電流源をスイッチングすることに
より、一層の高速化と低消費電力化が可能となる。
しかも、本発明の論理レベル変換回路によれば、使用素
子数が少ないので、パターン面積も小さくて済む。
従って、本発明の論理レベル変換回路は、Bi−CMOS技術
を利用したECL型半導体集積回路の低消費電力性の利点
を損なうことなくその入力インターフェース部等に用い
て好適である。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の論理レベル変換回路の基礎となる回路
図、第２図及び第３図は本発明に係る第１図中の論理レ
ベル増幅部の第１、第２実施例を示す回路図、第４図は
本発明の論理レベル変換回路の他の実施例を示す回路
図、第５図は論理レベル変換回路の一般的な構成を示す
ブロック図、第６図は従来の論理レベル変換回路を示す
回路図である。 RC…レシーバ部、DA…バイポーラ差動増幅部、EF…エミ
ッタフォロワ部、LA…論理レベル増幅部、Q1〜Q7…バイ
ポーラトランジスタ、P1、P2…ＰチャネルMOSトランジ
スタ、N1〜N4…ＮチャネルMOSトランジスタ、I1〜I4、
Ｉ…定電流源、R1、R2…抵抗。

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】高電位側の電源電位と低電位側の電源電位
    との間にECL論理レベルの信号がベースに入力する第１
    のバイポーラトランジスタのコレクタ・エミッタ間およ
    び第１の定電流源が直列に接続され、レベルシフトした
    信号を出力するレシーバ部と、このレシーバ部の出力が
    ベースに入力する第２のバイポーラトランジスタ、この
    第２のバイポーラトランジスタ部とエミッタ相互が接続
    されると共に第１の基準電位がベースに入力する第３の
    バイポーラトランジスタ、上記２個のトランジスタのエ
    ミッタ相互接続点と前記低電位側の電源電位との間に接
    続された第２の定電流源および前記高電位側の電源電位
    と上記２個のトランジスタそれぞれのコレクタとの間に
    接続されたインピーダンス素子とからなり、上記２個の
    トランジスタのそれぞれのコレクタから相補的な信号を
    出力するエミッタ結合型のバイポーラ差動増幅部と、 このバイポーラ差動増幅部の出力に応じて負荷を高速で
    駆動するための相補的な信号を出力するエミッタフォロ
    ワ部と、 このエミッタフォロワ部の出力の論理振幅を増幅してCM
    OS論理レベルに変換して相補的な信号を出力する論理レ
    ベル増幅部 とを具備する論理レベル変換回路において、 前記論理レベル増幅部は、前記エミッタフォロワ部から
    出力する相補的な信号がそれぞれのソースに入力し、そ
    れぞれのゲートに第２の基準電位が共通に与えられる第
    １のＰチャネルMOSトランジスタおよび第２のＰチャネ
    ルMOSトランジスタと、前記第１、第２のＰチャネルMOS
    トランジスタの各ドレインと低電位側の電源電位との間
    にそれぞれ２個直列接続される計４個のＮチャネルMOS
    トランジスタを有し、このＮチャネルMOSトランジスタ
    のうち、第１のMOSトランジスタのゲートは前記第２の
    ＰチャネルMOSトランジスタのドレインに、ソースは前
    記低電位側の電源電位に接続され、第２のMOSトランジ
    スタのゲートは前記第１のＰチャネルMOSトランジスタ
    のドレインに、ソースは前記低電位側の電源電位に接続
    され、第３のMOSトランジスタのゲートは前記第２のＰ
    チャネルMOSトランジスタのソースに、ドレイン・ソー
    ス間は前記第１のＰチャネルMOSトランジスタのドレイ
    ンと前記第１のＮチャネルMOSトランジスタのドレイン
    との間に接続され、第４のMOSトランジスタのゲートは
    前記第１のＰチャネルMOSトランジスタのソースに、ド
    レイン・ソース間は前記第２のＰチャネルMOSトランジ
    スタのドレインと前記第２のＮチャネルMOSトランジス
    タのドレインとの間に接続され、前記２個のＰチャネル
    MOSトランジスタそれぞれのドレインから相補的な信号
    を出力することを特徴とする論理レベル変換回路。
  2. 【請求項２】高電位側の電源電位と低電位側の電源電位
    との間にECL論理レベルの信号がベースに入力する第１
    のバイポーラトランジスタのコレクタ・エミッタ間およ
    び第１の定電流源が直列に接続され、レベルシフトした
    信号を出力するレシーバ部と、このレシーバ部の出力が
    ベースに入力する第２のバイポーラトランジスタ、この
    第２のバイポーラトランジスタ部とエミッタ相互が接続
    されると共に第１の基準電位がベースに入力する第３の
    バイポーラトランジスタ、上記２個のトランジスタのエ
    ミッタ相互接続点と前記低電位側の電源電位との間に接
    続された第２の定電流源および前記高電位側の電源電位
    と上記２個のトランジスタそれぞれのコレクタとの間に
    接続されたインピーダンス素子とからなり、上記２個の
    トランジスタのそれぞれのコレクタから相補的な信号を
    出力するエミッタ結合型のバイポーラ差動増幅部と、 このバイポーラ差動増幅部の出力に応じて負荷を高速で
    駆動するための相補的な信号を出力するエミッタフォロ
    ワ部と、 このエミッタフォロワ部の出力の論理振幅を増幅してCM
    OS論理レベルに変換して相補的な信号を出力する論理レ
    ベル増幅部 とを具備する論理レベル変換回路において、 前記論理レベル増幅部は、前記エミッタフォロワ部から
    出力する相補的な信号がそれぞれのソースに入力し、そ
    れぞれのゲートに第２の基準電位が共通に与えられる第
    １のＰチャネルMOSトランジスタおよび第２のＰチャネ
    ルMOSトランジスタと、この２個のＰチャネルMOSトラン
    ジスタのそれぞれのドレインと前記低電位側の電源電位
    との間にそれぞれドレイン・ソース間が接続され、互い
    のドレイン・ゲート相互が交差接続された第１のＮチャ
    ネルMOSトランジスタおよび第２のＮチャネルMOSトラン
    ジスタと、前記高電位側の電源電位にそれぞれのコレク
    タが接続され、それぞれのベースが前記第１のＰチャネ
    ルMOSトランジスタおよび第２のＰチャネルMOSトランジ
    スタのそれぞれのドレインに接続された２個のバイポー
    ラトランジスタと、この２個のバイポーラトランジスタ
    のそれぞれのエミッタと前記低電位側の電源電位との間
    にそれぞれのドレイン・ソース間が接続され、それぞれ
    のゲートが前記第１のＮチャネルMOSトランジスタおよ
    び第２のＮチャネルMOSトランジスタのゲートに接続さ
    れた第３のＮチャネルMOSトランジスタおよび第４のＮ
    チャネルMOSトランジスタとからなり、上記２個のバイ
    ポーラトランジスタのそれぞれのエミッタから相補的な
    信号を出力することを特徴とする論理レベル変換回路。
  3. 【請求項３】請求項１または２記載の論理レベル変換回
    路において、前記エミッタフォロワ部は、前記バイポー
    ラ差動増幅部から出力する相補的な信号がそれぞれのベ
    ースに入力し、それぞれのコレクタが前記高電位側の電
    源電位に接続された２個のバイポーラトランジスタと、
    この２個のトランジスタのそれぞれのエミッタと前記低
    電位側の電源電位との間に接続された２個の定電流源と
    からなり、上記２個のトランジスタのそれぞれのエミッ
    タから相補的な信号を出力することを特徴とする論理レ
    ベル変換回路。
  4. 【請求項４】請求項１または２記載の論理レベル変換回
    路において、前記エミッタフォロワ部は、前記バイポー
    ラ差動増幅部から出力する相補的な信号がそれぞれのベ
    ースに入力し、それぞれのコレクタが前記高電位側の電
    源電位に接続された第４のバイポーラトランジスタおよ
    び第５のバイポーラトランジスタと、この２個のトラン
    ジスタそれぞれのエミッタにそれぞれのコレクタが接続
    され、エミッタ相互が接続され、一方のベースに前記レ
    シーバ部の出力が入力すると共に他方のベースに前記第
    １の基準電位が入力する第６のバイポーラトランジスタ
    および第７のバイポーラトランジスタと、この第６のバ
    イポーラトランジスタおよび第７のバイポーラトランジ
    スタのエミッタ相互接続点と前記低電位側の電源電位と
    の間に接続された定電流源とからなり、上記第４のバイ
    ポーラトランジスタおよび第５のバイポーラトランジス
    タそれぞれのエミッタから相補的な信号を出力すること
    を特徴とする論理レベル変換回路。
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