JP2019088077A

JP2019088077A - 誘導電動機のオブザーバ制御装置

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Publication number: JP2019088077A
Application number: JP2017213928A
Authority: JP
Inventors: 竜也坂本; Tatsuya Sakamoto
Original assignee: Sinfonia Technology Co Ltd
Current assignee: Sinfonia Technology Co Ltd
Priority date: 2017-11-06
Filing date: 2017-11-06
Publication date: 2019-06-06
Anticipated expiration: 2037-11-06
Also published as: JP6923801B2

Abstract

【課題】誘導電動機のオブザーバ制御装置において、誘導電動機を簡単且つ応答性良く制御可能な構成を得る。
【解決手段】オブザーバ制御装置１は、誘導電動機３に生じる磁束を推定する磁束推定部２２と、誘導電動機３に印加される電圧を推定する電圧推定部２１と、誘導電動機３のすべり角速度を推定するすべり角速度推定部２３とを備える。磁束推定部２２は、誘導電動機３に印加される電圧と電圧推定部２１で推定された電圧との電圧差がゼロになるように、誘導電動機３に生じる磁束を推定する。電圧推定部２１は、前記推定される電圧と前記推定された磁束との関係において、前記推定される電圧のうちｄ軸電圧が、前記推定された磁束のうちｑ軸成分の磁束及び電気角速度の影響を受けないとともに、前記推定される電圧のうちｑ軸電圧が、前記推定された磁束のうちｄ軸成分の磁束及び電気角速度の影響を受けない関係式を用いて、前記電圧を推定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、誘導電動機に対してオブザーバ制御を行うオブザーバ制御装置に関する。

誘導電動機をすべり周波数で制御するベクトル制御が知られている。このベクトル制御では、制御装置は、誘導電動機のモデル（１／Ｔ２・（Ｉｑ／Ｉｄ）：Ｔ２はモータ時定数、Ｉｄはｄ軸電流、Ｉｑはｑ軸電流）を用いて理想のすべり周波数を算出し、該算出されたすべり周波数を用いて前記誘導電動機の駆動を制御する。これにより、Ｖ／ｆ制御に比べて高精度で高応答なトルク出力が得られる。なお、上述のようなベクトル制御を行う制御装置として、例えば特許文献１に開示される電動機の制御装置が知られている。

しかしながら、モータ時定数Ｔ２は、温度変化によって変わるとともに、モータ出力に大きな影響を与える。これに対し、モータ時定数Ｔ２を温度補正することが考えられる。しかしながら、モータ時定数Ｔ２は計測が困難な回転子側の温度の影響を受けるため、モータ時定数Ｔ２の正確な温度補正は難しい。

上述の問題を解決するために、誘導電動機に生じる電圧を推定してオブザーバ制御を行う方法が知られている。このオブザーバ制御として、例えば、非特許文献１に示すような制御方法が知られている。オブザーバ制御では、誘導電動機の出力電流及び出力電圧から推定される推定モデルを用いて、前記誘導電動機の制御をリアルタイムで補正することにより、前記推定モデルの電圧指令と実際の誘導電動機の電圧指令との差をゼロに近づける。これにより、上述のような温度変化が生じた場合でも、誘導電動機の駆動を精度良く制御することができる。

オブザーバ制御で用いられる式の一例を、以下の式（４）、（５）に示す。

ただし、式（４）及び（５）において、Ｖ＾ｄは誘導電動機のｄ軸推定電圧、Ｖ＾ｑは誘導電動機のｑ軸推定電圧、φ＾ｄは誘導電動機のｄ軸成分の推定磁束、φ＾ｑは誘導電動機のｑ軸成分の推定磁束、Ｉｄは誘導電動機に流れるｄ軸電流、Ｉｑは誘導電動機に流れるｑ軸電流、Ｒ１は誘導電動機の固定子の抵抗、Ｒ２は誘導電動機の回転子の抵抗、Ｌ１は誘導電動機の固定子のリアクタンス、Ｌ２は誘導電動機の回転子のリアクタンス、Ｌｍは磁化インダクタンス、ωは電気角速度、ωｓはすべり角速度、ｐは微分演算子、Ｋはオブザーバゲインをそれぞれ示す。

特開２０１５−１７１３０２号公報

山村直紀、「インバータ駆動誘導電動機の磁束制御法に関する研究」、名古屋工業大学学術機関リポジトリ、１９９３年１月、ｐ．１１−３３、５１−７０

上述の式（４）において、オブザーバゲインＫを含む項は、回転子の抵抗Ｒ２等が変化した場合の補正項として機能する。式（５）に示すように、電圧と磁束との関係は、電気角速度によって変化するため、上述の補正項において推定される電圧と実際の電圧との差（Ｖｑ＾−Ｖｑ、Ｖｄ＾−Ｖｄ）も、電気角速度によって正負が切り替わる。そうすると、上述の補正項によって適正に補正するためには、オブザーバゲインＫの正負を電気角速度に応じて切り替える必要がある。

しかも、式（５）に示すように、制御装置で推定される電圧は、ｄ軸成分及びｑ軸成分の磁束の影響を受ける。すなわち、前記推定される電圧のうちｄ軸電圧は、ｄ軸成分の磁束だけでなくｑ軸成分の磁束にも影響を受ける。また、前記推定される電圧のうちｑ軸電圧は、ｑ軸成分の磁束だけでなくｄ軸成分の磁束にも影響を受ける。そうすると、誘導電動機の制御が不安定になるとともに、誘導電動機の制御の応答性を低下させる可能性がある。

本発明の目的は、誘導電動機のオブザーバ制御装置において、誘導電動機を簡単且つ応答性良く制御可能な構成を得ることにある。

本発明の一実施形態に係る誘導電動機のオブザーバ制御装置は、誘導電動機に対してオブザーバ制御を行うオブザーバ制御装置である。このオブザーバ制御装置は、前記誘導電動機に流れる電流を用いて、前記誘導電動機に生じる磁束を推定する磁束推定部と、前記磁束推定部で推定された磁束及び前記誘導電動機に流れる電流を用いて、前記誘導電動機に印加される電圧を推定する電圧推定部と、前記誘導電動機に印加される電圧と前記電圧推定部で推定された電圧との電圧差、及び、前記誘導電動機に流れる電流を用いて、前記誘導電動機のすべり角速度を推定するすべり角速度推定部とを備え、前記磁束推定部は、前記電圧差がゼロになるように、前記誘導電動機に流れる電流を用いて、前記誘導電動機に生じる磁束を推定し、前記電圧推定部は、前記推定される電圧と前記推定された磁束との関係において、前記推定される電圧のうちｄ軸電圧が、前記推定された磁束のうちｑ軸成分の磁束及び電気角速度の影響を受けないとともに、前記推定される電圧のうちｑ軸電圧が、前記推定された磁束のうちｄ軸成分の磁束及び電気角速度の影響を受けない関係式を用いて、前記電圧を推定する（第１の構成）。

以上の構成では、電圧推定部が、磁束推定部で推定された磁束を用いて誘導電動機に印加される電圧を推定する際に、推定される電圧と前記推定された磁束との関係において、前記推定される電圧のうちｄ軸電圧が、前記推定された磁束のうちｑ軸成分の磁束の影響を受けないとともに、前記推定される電圧のうちｑ軸電圧が、前記推定された磁束のうちｄ軸成分の磁束の影響を受けない関係式を用いる。これにより、前記電圧推定部によって推定されるｄ軸電圧は、磁束のｄ軸成分及びｑ軸成分のうちｄ軸成分のみに影響を受けるとともに、前記電圧推定部によって推定されるｑ軸電圧は、磁束のｄ軸成分及びｑ軸成分のうちｑ軸成分の磁束のみに影響を受ける。したがって、従来のオブザーバ制御に比べて、誘導電動機の制御の応答性を向上することができる。

しかも、前記関係式は、前記推定される電圧と前記推定された磁束との関係において、電気角速度の影響を受けない。よって、誘導電動機の電気角速度に応じて電圧と磁束との関係が変化することを防止できる。したがって、推定された磁束を補正する補正項のオブザーバゲインＫの正負を電気角速度に応じて切り替える必要がない。これにより、簡単な制御によって、誘導電動機のオブザーバ制御を実現できる。

したがって、上述の構成により、誘導電動機を簡単且つ応答性良く制御可能なオブザーバ制御装置が得られる。

前記第１の構成において、前記関係式は、前記推定された磁束と対角行列との積を含む（第２の構成）。これにより、電圧推定部において誘導電動機に印加される電圧を推定する際に用いられる関係式において、ｄ軸電圧は、磁束推定部で推定される磁束のｄ軸成分及びｑ軸成分のうちｄ軸成分のみに影響を受け、ｑ軸電圧は、前記磁束のｄ軸成分及びｑ軸成分のうちｑ軸成分のみに影響を受ける。よって、上述の構成により、従来のオブザーバ制御に比べて、誘導電動機の制御の応答性を向上可能な構成を実現できる。

前記第２の構成において、前記対角行列は、単位行列である（第３の構成）。これにより、電圧推定部において誘導電動機に印加される電圧を推定する際に用いられる関係式において、推定されるｄ軸電圧と推定されたｄ軸成分の磁束との関係、及び、推定されるｑ軸電圧と推定されたｑ軸成分の磁束との関係を、より単純化することができる。したがって、上述の構成により、従来のオブザーバ制御に比べて、誘導電動機の制御の応答性をより向上可能な構成を実現できる。

前記第１から第３の構成のうちいずれか一つの構成において、前記関係式は、式（１）であり、前記磁束推定部は、式（２）及び前記誘導電動機に流れる電流を用いて、前記誘導電動機に生じる磁束を推定し、前記すべり角速度推定部は、式（３）、前記電圧指令差及び前記誘導電動機に流れる電流を用いて、前記誘導電動機のすべり角速度を推定する、誘導電動機の磁束オブザーバ制御装置。

ただし、式（１）から（３）において、Ｖ＾ｄは誘導電動機のｄ軸推定電圧、Ｖ＾ｑは誘導電動機のｑ軸推定電圧、φ＾ｄは誘導電動機のｄ軸成分の推定磁束、φ＾ｑは誘導電動機のｑ軸成分の推定磁束、Ｉｄは誘導電動機に流れるｄ軸電流、Ｉｑは誘導電動機に流れるｑ軸電流、Ｒ１は誘導電動機の固定子の抵抗、Ｒ２は誘導電動機の回転子の抵抗、Ｌ１は誘導電動機の固定子のリアクタンス、Ｌ２は誘導電動機の回転子のリアクタンス、Ｌｍは磁化インダクタンス、ωは電気角速度、ωｓはすべり角速度、ωｍは回転角速度、ｐは微分演算子、Ｋ，Ｋ１，Ｋ２はオブザーバゲインをそれぞれ示す（第４の構成）。

これにより、上述の各構成を実現することができる。

ところで、上述の従来のオブザーバ制御では、式（４）、（５）に示すように、回転子の抵抗Ｒ２、インダクタンスＬ２及び磁化インダクタンスＬｍの値が誘導電動機の制御のために必要である。しかしながら、回転子側の各定数の実測は難しいため、上述の式（４）、（５）に示すオブザーバ制御では、制御に必要な定数の一部に近似値または推定値を用いる必要がある。そうすると、誘導電動機をあまり応答性良く制御できない可能性がある。

これに対し、オブザーバ制御において式（１）から（３）を用いることにより、比較的精度良く値を求めることが可能なＲ１、Ｌ１、Ｌｍ²／Ｌ２、Ｒ２／Ｌ２を使って、オブザーバ制御を行うことができる。これにより、オブザーバ制御に、実測が難しいＲ２、Ｌ２及びＬｍを用いる必要がないため、誘導電動機を応答性良く制御することができる。

したがって、誘導電動機を簡単且つ応答性良く制御可能なオブザーバ制御装置が得られる。

本発明の一実施形態に係る誘導電動機のオブザーバ制御装置によれば、磁束推定部と、電圧推定部と、すべり角速度推定部とを備える。前記電圧推定部は、推定される電圧と前記磁束推定部で推定された磁束との関係において、前記推定される電圧のうちｄ軸成分の電圧指令が、前記推定された磁束のうちｑ軸成分の磁束及び電気角速度の影響を受けないとともに、前記推定される電圧指令のうちｑ軸成分の電圧が、前記推定された磁束のうちｄ軸成分の磁束及び電気角速度の影響を受けない関係式を用いて、前記電圧指令を推定する。これにより、誘導電動機を簡単且つ応答性良く制御可能なオブザーバ制御装置が得られる。

図１は、実施形態に係るオブザーバ制御装置を備えた制御装置の概略構成を示す制御ブロック図である。

以下、図面を参照し、本発明の実施の形態を詳しく説明する。図中の同一または相当部分については同一の符号を付してその説明は繰り返さない。

（全体構成）
図１は、本発明の実施形態に係るオブザーバ制御装置１を備えた制御装置２の概略構成を示す制御ブロック図である。この制御装置２は、入力信号に基づいて、誘導電動機３の駆動を制御する。

なお、本実施形態では、特に図示しないが、誘導電動機３は、回転子及び固定子がそれぞれ３相のコイルを有する三相交流モータである。

制御装置２は、前記入力信号としての回転角速度信号ωｍ及びトルク指令Ｔ^*に基づいて、電流指令Ｉｄ^*，Ｉｑ^*を生成し、該電流指令Ｉｄ^*，Ｉｑ^*から得られる制御電圧Ｖｄ’，Ｖｑ’を用いて誘導電動機３の駆動を制御する。

また、制御装置２は、電流指令Ｉｄ^*，Ｉｑ^*、誘導電動機３の電流Ｉｄ，Ｉｑ及び電圧Ｖｄ，Ｖｑを用いて、誘導電動機３のすべり周波数を制御する。詳しくは、制御装置２は、誘導電動機３に生じる電圧を推定し、該推定した電圧と誘導電動機３に実際に生じる電圧との差がゼロになるように誘導電動機３に生じる磁束を推定するとともに、すべり角速度の補正信号を生成する。生成されたすべり角速度の補正信号は、誘導電動機３の駆動制御に用いられる。これにより、制御装置２は、誘導電動機３のすべり周波数を制御する。

具体的には、制御装置２は、モータ駆動制御部１０と、オブザーバ制御装置１とを備える。モータ駆動制御部１０は、前記入力信号としての回転角速度信号ωｍ及びトルク指令Ｔ^*に基づいて、電流指令Ｉｄ^*，Ｉｑ^*を生成し、該電流指令Ｉｄ^*，Ｉｑ^*から得られる制御電圧Ｖｄ’，Ｖｑ’を用いて誘導電動機３の駆動を制御する。オブザーバ制御装置１は、電流指令Ｉｄ^*，Ｉｑ^*、誘導電動機３の電流Ｉｄ，Ｉｑ及び電圧Ｖｄ，Ｖｑを用いて、すべり角速度の補正信号を生成することにより、誘導電動機３のすべり周波数を制御する。

モータ駆動制御部１０は、ｄ軸電流指令生成部１１と、ｑ軸電流指令生成部１２と、ＰＩ制御器１３，１４と、２相３相変換部１５と、スイッチング回路１６と、３相２相変換部１７と、すべり角速度算出部１８と、積分器１９とを有する。

ｄ軸電流指令生成部１１は、制御装置２に入力される回転角速度ωｍに基づいて、ｄ軸電流指令Ｉｄ^*を生成する。ｑ軸電流指令生成部１２は、トルク指令Ｔ^*に基づいて、ｑ軸電流指令Ｉｑ^*を生成する。

ＰＩ制御器１３は、ｄ軸電流指令生成部１１で生成されたｄ軸電流指令Ｉｄ^*と２相３相変換部１５から出力されたｄ軸電流Ｉｄとの差を、ＰＩ演算して、ｄ軸制御電圧Ｖｄ’を出力する。ＰＩ制御器１４は、ｑ軸電流指令生成部１２で生成されたｑ軸電流指令Ｉｑ^*と２相３相変換部１５から出力されたｑ軸電流Ｉｑとの差を、ＰＩ演算して、ｑ軸制御電圧Ｖｑ’を出力する。

２相３相変換部１５は、ＰＩ制御器１３，１４で得られたｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑを、３相の電圧に変換する。

スイッチング回路１６は、図示しない複数のスイッチング素子を有する。スイッチング回路１６は、前記複数のスイッチング素子のスイッチング動作を制御することにより、２相３相変換部１５から出力された各相の電圧を、所定のタイミングで誘導電動機３に印加する。

３相２相変換部１７は、誘導電動機３に流れる電流を、３相から２相（ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ）に変換する。

すべり角速度算出部１８は、ｄ軸電流指令生成部１１で生成されたｄ軸電流指令Ｉｄ^*及びｑ軸電流指令生成部１２で生成されたｑ軸電流指令Ｉｑ^*に基づいて、すべり角速度算出値を求める。

積分器１９は、すべり角速度算出部１８で求めたすべり角速度算出値に、オブザーバ制御装置１で求めたすべり角速度補正値が加算されることによって得られたすべり角速度ωｓを、積分することにより、すべり角度θｓを求める。積分器１９で得られたすべり角度θｓに誘導電動機３の回転角θｍが加算されることによって得られる位相θは、２相３相変換部１５及び３相２相変換部１７に入力される。すなわち、２相３相変換部１５は、すべり角速度ωｓを考慮して２相３相変換を行うとともに、３相２相変換部１７も、すべり角速度ωｓを考慮して３相２相変換を行う。これにより、すべり角速度ωｓを考慮して、誘導電動機３の駆動を制御することができる。

なお、上述のモータ駆動制御部１０の各構成は、従来と同様の構成であるため、詳しい説明を省略する。

（オブザーバ制御装置）
次に、オブザーバ制御装置１の構成を説明する。

オブザーバ制御装置１は、電圧推定部２１と、磁束推定部２２と、すべり角速度推定部２３と、電圧変換部２４と、ＰＩ制御器２５，２６とを有する。

電圧推定部２１は、モータ駆動制御部１０で生成されたｄ軸電流指令Ｉｄ^*及びｑ軸電流指令Ｉｑ^*と、磁束推定部２２で算出される磁束推定値φ＾ｄ，φ＾ｑとに基づいて、誘導電動機３の推定電圧Ｖ＾ｄ，Ｖ＾ｑを推定する。具体的には、電圧推定部２１は、以下の式（１）を用いて、誘導電動機３のｄ軸推定電圧Ｖ＾ｄ及びｑ軸推定電圧Ｖ＾ｑを推定する。

ここで、Ｒ１は誘導電動機３の一次側（固定子側）の抵抗であり、Ｌ１は誘導電動機３の一次側（固定子側）のリアクタンスであり、Ｒ２は誘導電動機３の二次側（回転子側）の抵抗であり、Ｌ２は誘導電動機３の二次側（回転子側）のリアクタンスである。また、ωは電気角速度であり、Ｌｍは磁化インダクタンスである。

上述の式（１）は、推定磁束φ＾と単位行列との積を含む。これにより、推定電圧Ｖ＾は、推定磁束φ＾との関係において、ｄ軸推定電圧Ｖ＾ｄが、ｑ軸成分の推定磁束φ＾ｑ及び電気角速度ωの影響を受けないとともに、ｑ軸推定電圧Ｖ＾ｑが、ｄ軸成分の推定磁束φ＾ｄ及び電気角速度ωの影響を受けない。

電圧変換部２４は、直流電圧及びデッドタイムを用いて、制御電圧Ｖｄ’，Ｖｑ’を誘導電動機３の電圧Ｖｄ，Ｖｑに変換する。

ＰＩ制御器２５は、電圧推定部２１で推定された誘導電動機３のｄ軸推定電圧Ｖ＾ｄと誘導電動機３のｄ軸電圧（本実施形態では、電圧変換部２４においてｄ軸制御電圧から算出された値）との差を、ＰＩ演算する。ＰＩ制御器２６は、電圧推定部２１で推定された誘導電動機のｑ軸推定電圧Ｖ＾ｑと誘導電動機３のｑ軸電圧（本実施形態では、電圧変換部２４においてｑ軸制御電圧から算出された値）との差を、ＰＩ演算する。

磁束推定部２２は、ＰＩ制御器２５，２６によって得られた値と、誘導電動機３の電流Ｉｄ，Ｉｑとに基づいて、誘導電動機３で生じる磁束φ＾ｄ，φ＾ｑを推定する。磁束推定部２２は、ＰＩ制御器２５，２６によって得られた値、すなわち電圧推定部２１で推定された誘導電動機３の推定電圧Ｖ＾ｄ，Ｖ＾ｑと実際の誘導電動機３の電圧との電圧差に基づいて誘導電動機３で生じる磁束φ＾ｄ，φ＾ｑを推定することにより、前記電圧差が小さくなるように、磁束φ＾ｄ，φ＾ｑを推定する。具体的には、磁束推定部２２は、以下の式（２）を用いて、誘導電動機３のｄ軸成分の推定磁束φ＾ｄ及びｑ軸成分の推定磁束φ＾ｑを推定する。

ここで、ｐは微分演算子であり、ωｓはすべり角速度であり、Ｋ１及びＫ２はオブザーバゲインである。

すべり角速度推定部２３は、ＰＩ制御器２５，２６によって得られた値と、誘導電動機３の電流Ｉｄとに基づいて、すべり角速度の補正値を算出する。すべり角速度推定部２３は、上述のようにＰＩ制御器２５，２６によって得られた値、すなわち電圧推定部２１で推定された誘導電動機３の推定電圧Ｖ＾ｄ，Ｖ＾ｑと実際の誘導電動機３の電圧との電圧差に基づいてすべり角速度の補正値を求めることにより、ｑ軸成分の磁束φｑがゼロになるような誘導電動機３のすべり角速度の補正値を算出することができる。具体的には、すべり角速度推定部２３は、以下の式（３）を用いて、誘導電動機３のすべり角速度の補正値を算出する。

ここで、ωｍは回転角速度である。

なお、従来のオブザーバ制御では、下式が用いられている。すなわち、誘導電動機の磁束を推定する際には、式（４）が用いられるとともに、誘導電動機の電圧を推定する際には、式（５）が用いられる。

ここで、Ｋはオブザーバゲインである。

上述の式（４）、（５）では、誘導電動機の回転子の抵抗Ｒ２、インダクタンスＬ２及び磁化インダクタンスＬｍの値が必要である。しかしながら、回転子側の各定数の実測は難しいため、上述の式（４）、（５）に示すオブザーバ制御では、制御に必要な定数の一部に近似値または推定値を用いる必要がある。そうすると、誘導電動機をあまり応答性良く制御できない可能性がある。

一方、式（４）において、オブザーバゲインＫを含む項は、回転子の抵抗Ｒ２等が変化した場合の補正項として機能する。式（５）に示すように、電圧と磁束との関係は、電気角速度によって変化するため、上述の補正項において推定される電圧と実際の電圧との電圧差（Ｖｑ＾−Ｖｑ、Ｖｄ＾−Ｖｄ）も、電気角速度によって正負が切り替わる。そうすると、上述の補正項によって適正に補正するためには、オブザーバゲインＫの正負を電気角速度に応じて切り替える必要がある。

しかも、上述の式（５）では、ｄ軸推定電圧Ｖ＾ｄが、ｄ軸成分の推定磁束φ＾ｄ及びｑ軸成分の推定磁束φ＾ｑの影響を受けるとともに、ｑ軸推定電圧Ｖ＾ｑも、ｄ軸成分の推定磁束φ＾ｄ及びｑ軸成分の推定磁束φ＾ｑの影響を受ける。そのため、誘導電動機の制御が不安定になるとともに、誘導電動機の制御の応答性を低下させる可能性がある。

これに対し、本実施形態のように、誘導電動機の電圧推定に上述の式（１）を用いるとともに、誘導電動機の磁束推定に上述の式（２）を用いて、上述の式（３）を用いて誘導電動機のすべり角速度の補正値を算出することにより、回転子側の各定数を求めることなく、オブザーバ制御を行うことができる。すなわち、上述の式（１）から（３）では、比較的精度良く値を求めることが可能なＲ１、Ｌ１、Ｌｍ²／Ｌ２、Ｒ２／Ｌ２を用いることにより、Ｒ２、Ｌ２及びＬｍの各値を求める必要がないため、誘導電動機を応答性良く制御できる。

また、式（１）に示すように、ｄ軸推定電圧Ｖ＾ｄ及びｑ軸推定電圧Ｖ＾ｑは、ｄ軸成分の推定磁束φ＾ｄ及びｑ軸成分の推定磁束φ＾ｑとの関係において、電気角速度の影響を受けない。さらに、式（２）に示すように、オブザーバゲインＫ１，Ｋ２を含む項は定数である。よって、電気角速度によってオブザーバの補正項の正負が切り替わらないため、オブザーバゲインＫ１，Ｋ２の正負を電気角速度に応じて切り替える必要がない。よって、オブザーバ制御を簡単に行うことができる。

しかも、式（１）に示すように、推定磁束φ＾の項は、係数が単位行列である。よって、ｄ軸推定電圧Ｖ＾ｄは、ｄ軸成分の推定磁束φ＾ｄのみに影響を受けるとともに、ｑ軸推定電圧Ｖ＾ｑも、ｑ軸成分の推定磁束φ＾ｑのみに影響を受ける。これにより、誘導電動機の制御が不安定になることを防止できるとともに、誘導電動機の制御の応答性が低下することを防止できる。

したがって、以上の構成により、誘導電動機を簡単且つ応答性良く制御可能なオブザーバ制御装置１が得られる。

（その他の実施形態）
以上、本発明の実施の形態を説明したが、上述した実施の形態は本発明を実施するための例示に過ぎない。よって、上述した実施の形態に限定されることなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で上述した実施の形態を適宜変形して実施することが可能である。

前記実施形態では、オブザーバ制御装置１のＰＩ制御器２５，２６には、電圧変換部２４によって制御電圧Ｖｄ’，Ｖｑ’から変換された誘導電動機３の電圧Ｖｄ，Ｖｑと、電圧推定部２１で推定された推定電圧Ｖ＾ｄ，Ｖ＾ｑとの電圧差が入力される。しかしながら、ＰＩ制御器には、誘導電動機の電圧の実測値と電圧推定部で推定された推定電圧との電圧差が入力されてもよい。すなわち、電圧変換部を設ける代わりに、誘導電動機の電圧の計測値をそのまま用いてもよい。

前記実施形態では、オブザーバ制御装置１は、式（１）から（３）を用いて、オブザーバ制御を行う。しかしながら、オブザーバ制御装置は、誘導電動機の電圧を推定するための式において、推定されるｄ軸電圧がｑ軸成分の磁束及び電気角速度の影響を受けず、且つ、推定されるｑ軸電圧がｄ軸成分の磁束及び電気角速度の影響を受けない関係式であれば、どのような関係式を用いてオブザーバ制御を行ってもよい。

前記実施形態では、オブザーバ制御装置１がオブザーバ制御を行う際に用いる関係式のうち、誘導電動機の電圧を推定するための式（１）は、磁束推定部２２で推定された推定磁束φ＾と単位行列との積を含む。しかしながら、誘導電動機の電圧を推定するための式は、推定されるｄ軸電圧がｑ軸成分の磁束の影響を受けず、且つ、推定されるｑ軸電圧がｄ軸成分の磁束の影響を受けない関係式であればよいため、推定磁束に乗算される行列は、単位行列に限らず、対角行列であればよい。

なお、式（１）において単位行列を用いることにより、推定されるｄ軸電圧と推定されたｄ軸成分の磁束との関係、及び、推定されるｑ軸電圧と推定されたｑ軸成分の磁束との関係を、より単純化することができる。したがって、従来のオブザーバ制御に比べて、誘導電動機の制御の応答性をより向上可能な構成を実現できる。

前記実施形態では、誘導電動機３は、３相交流モータである。しかしながら、誘導電動機は、複数相のコイルを有するモータであれば、他の構成のモータであってもよい。

本発明は、誘導電動機に対してオブザーバ制御を行うオブザーバ制御装置に利用可能である。

１オブザーバ制御装置
２制御装置
３誘導電動機
１０モータ駆動制御部
１１ｄ軸電流指令生成部
１２ｑ軸電流指令生成部
１３、１４ＰＩ制御器
１５２相３相変換部
１６スイッチング回路
１７３相２相変換部
１８すべり角速度算出部
１９積分器
２１電圧推定部
２２磁束推定部
２３すべり角速度推定部
２４電圧変換部
２５、２６ＰＩ制御器

Claims

誘導電動機に対してオブザーバ制御を行うオブザーバ制御装置であって、
前記誘導電動機に流れる電流を用いて、前記誘導電動機に生じる磁束を推定する磁束推定部と、
前記磁束推定部で推定された磁束及び前記誘導電動機に流れる電流を用いて、前記誘導電動機に印加される電圧を推定する電圧推定部と、
前記誘導電動機に印加される電圧と前記電圧推定部で推定された電圧との電圧差、及び、前記誘導電動機に流れる電流を用いて、前記誘導電動機のすべり角速度を推定するすべり角速度推定部とを備え、
前記磁束推定部は、前記電圧差がゼロになるように、前記誘導電動機に流れる電流を用いて、前記誘導電動機に生じる磁束を推定し、
前記電圧推定部は、前記推定される電圧と前記推定された磁束との関係において、前記推定される電圧のうちｄ軸電圧が、前記推定された磁束のうちｑ軸成分の磁束及び電気角速度の影響を受けないとともに、前記推定される電圧のうちｑ軸電圧が、前記推定された磁束のうちｄ軸成分の磁束及び電気角速度の影響を受けない関係式を用いて、前記電圧を推定する、誘導電動機のオブザーバ制御装置。
請求項１に記載の誘導電動機の磁束オブザーバ制御装置において、
前記関係式は、前記推定された磁束と対角行列との積を含む、誘導電動機の磁束オブザーバ制御装置。
請求項２に記載の誘導電動機の磁束オブザーバ制御装置において、
前記対角行列は、単位行列である、誘導電動機の磁束オブザーバ制御装置。
請求項１から３のいずれか一つに記載の誘導電動機の磁束オブザーバ制御装置において、
前記関係式は、式（１）であり、
前記磁束推定部は、式（２）及び前記誘導電動機に流れる電流を用いて、前記誘導電動機に生じる磁束を推定し、
前記すべり角速度推定部は、式（３）、前記電圧指令差及び前記誘導電動機に流れる電流を用いて、前記誘導電動機のすべり角速度を推定する、誘導電動機の磁束オブザーバ制御装置。

ただし、式（１）から（３）において、Ｖ＾ｄは誘導電動機のｄ軸推定電圧、Ｖ＾ｑは誘導電動機のｑ軸推定電圧、φ＾ｄは誘導電動機のｄ軸成分の推定磁束、φ＾ｑは誘導電動機のｑ軸成分の推定磁束、Ｉｄは誘導電動機に流れるｄ軸電流、Ｉｑは誘導電動機に流れるｑ軸電流、Ｒ１は誘導電動機の固定子の抵抗、Ｒ２は誘導電動機の回転子の抵抗、Ｌ１は誘導電動機の固定子のリアクタンス、Ｌ２は誘導電動機の回転子のリアクタンス、Ｌｍは磁化インダクタンス、ωは電気角速度、ωｓはすべり角速度、ωｍは回転角速度、ｐは微分演算子、Ｋ，Ｋ１，Ｋ２はオブザーバゲインをそれぞれ示す。