JPH0517800B2 - - Google Patents
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- JPH0517800B2 JPH0517800B2 JP60042091A JP4209185A JPH0517800B2 JP H0517800 B2 JPH0517800 B2 JP H0517800B2 JP 60042091 A JP60042091 A JP 60042091A JP 4209185 A JP4209185 A JP 4209185A JP H0517800 B2 JPH0517800 B2 JP H0517800B2
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、交流電動機を電圧形PWM（パルス
幅変調）インバータで可変速駆動する変調方法に
関する。
幅変調）インバータで可変速駆動する変調方法に
関する。
この種の従来例１としての電圧形PWMインバ
ータの回路構成を表わすブロツク図を第５図に示
す。１〜６は逆並列にダイオードを接続した主回
路スイツチング素子で、ここではバイポーラトラ
ンジスタを用いているが他の素子でも同様であ
る。これらの主回路スイツチング素子１〜６をオ
ン−オフするベースドライブ信号B1〜B6はつぎ
のようにして与えられる。
ータの回路構成を表わすブロツク図を第５図に示
す。１〜６は逆並列にダイオードを接続した主回
路スイツチング素子で、ここではバイポーラトラ
ンジスタを用いているが他の素子でも同様であ
る。これらの主回路スイツチング素子１〜６をオ
ン−オフするベースドライブ信号B1〜B6はつぎ
のようにして与えられる。
７は電圧制御発振器VCOで指令値freqに比例し
た周波数を発振し、８のカウンタCOUTにおい
てf0の出力周波数を持つた３相信号に変換され、
９の変調回路MODで１０の発振器OSCで発生す
るキヤリア信号（周波数fc）と混合して３相
PWM信号A1，A3，A5が得られ、各相の相対す
るアームについてはこれらの反転信号A2，A4，
A6を得る。
た周波数を発振し、８のカウンタCOUTにおい
てf0の出力周波数を持つた３相信号に変換され、
９の変調回路MODで１０の発振器OSCで発生す
るキヤリア信号（周波数fc）と混合して３相
PWM信号A1，A3，A5が得られ、各相の相対す
るアームについてはこれらの反転信号A2，A4，
A6を得る。
PWM信号A1〜A6で主回路スイツチング素子
１〜６をドライブすると、素子のターンオフ遅れ
時間のため、直流母線Ｐ−Ｎ間を短絡して過大電
流が流れる。これを防止するため各信号に遅延回
路（On−Delay）１１を挿入する。これらの波
形の例として、Ｕ相のベースドライブ信号の一部
を第６図に表わす。
１〜６をドライブすると、素子のターンオフ遅れ
時間のため、直流母線Ｐ−Ｎ間を短絡して過大電
流が流れる。これを防止するため各信号に遅延回
路（On−Delay）１１を挿入する。これらの波
形の例として、Ｕ相のベースドライブ信号の一部
を第６図に表わす。
一般に、PWMインバータでは、キヤリア周波
数fcが高いほど電流リツプルが小さくなり、振
動、騒音が減少するばかりでなく、ピーク電流が
小さくなるため、最大出力が大きく取れる等の利
点がある。したがつて、主回路スイツチング素子
１〜６の性能、発生損失や制御回路の演算時間が
許す限り、キヤリア周波数fcを高くする努力が払
われている。
数fcが高いほど電流リツプルが小さくなり、振
動、騒音が減少するばかりでなく、ピーク電流が
小さくなるため、最大出力が大きく取れる等の利
点がある。したがつて、主回路スイツチング素子
１〜６の性能、発生損失や制御回路の演算時間が
許す限り、キヤリア周波数fcを高くする努力が払
われている。
しかしながら、キヤリア周波数fcを高くして行
くと別の問題が現われてくる。
くと別の問題が現われてくる。
すなわち、第５図で説明したように遅延回路１
１を入れているため、直流母線のＰ側に接続され
たトランジスタたとえば１とＮ側に接続された同
相のトランジスタたとえば２のいずれもオフ状態
になるデツトタイム（Dead Time）が生じるこ
とになる。
１を入れているため、直流母線のＰ側に接続され
たトランジスタたとえば１とＮ側に接続された同
相のトランジスタたとえば２のいずれもオフ状態
になるデツトタイム（Dead Time）が生じるこ
とになる。
このデツドタイムの区間においては、出力端子
（Ｕ〜Ｖ、Ｕ〜Ｗ）の電位は、ベースドライブ信
号B1〜B6で定めることができず、出力電流の方
向に依存するため不安定となる。
（Ｕ〜Ｖ、Ｕ〜Ｗ）の電位は、ベースドライブ信
号B1〜B6で定めることができず、出力電流の方
向に依存するため不安定となる。
キヤリア周波数の周期に対するこのデツドタイ
ムの割合が大きくなると、出力電流、交流電動機
回転速度が振動する乱調状態となる。
ムの割合が大きくなると、出力電流、交流電動機
回転速度が振動する乱調状態となる。
この乱調はつぎのような条件で発生しやすい。
(ア) キヤリア周波数が高い。
(イ) デツドタイムが長い。
(ウ) 出力周波数が低い（これは、インバータの出
力電圧Ｖ、出力周波数ｆの間にＶ／ｆ一定制御
を行なうと、電圧も低くなり、パルス幅が狭く
なることに起因する）。
力電圧Ｖ、出力周波数ｆの間にＶ／ｆ一定制御
を行なうと、電圧も低くなり、パルス幅が狭く
なることに起因する）。
なぜならば、電圧が低い場合は、各アームの
Ｐ側トランジスタとＮ側トランジスタの導通幅
は、ほぼ等しくなるためパルス幅は十分に大き
いように見受けられるが、実際に電動機に印加
される線間電圧は、各相出力電圧の差であるの
で、短いパルスになるからである。
Ｐ側トランジスタとＮ側トランジスタの導通幅
は、ほぼ等しくなるためパルス幅は十分に大き
いように見受けられるが、実際に電動機に印加
される線間電圧は、各相出力電圧の差であるの
で、短いパルスになるからである。
(エ) 負荷が軽い。
この乱調現象を防止する方策として、ベース信
号遅延時間の短縮とそのバラツキの低減および各
種補正フイードバツクループ追加などが行なわれ
ているが、完全に期すことは困難なのが実状であ
る。
号遅延時間の短縮とそのバラツキの低減および各
種補正フイードバツクループ追加などが行なわれ
ているが、完全に期すことは困難なのが実状であ
る。
乱調防止するキヤリア周波数特性を示す第７図
のように、乱調の起き易い出力周波数f0の低周波
領域で、キヤリア周波数fcを下げる手法は乱調防
止に効果は大きい。
のように、乱調の起き易い出力周波数f0の低周波
領域で、キヤリア周波数fcを下げる手法は乱調防
止に効果は大きい。
しかしながら、この手法では低周波時に電流リ
ツプルしたがつてピーク電流が増加するため、低
速、重負荷運転の点では不利となる。
ツプルしたがつてピーク電流が増加するため、低
速、重負荷運転の点では不利となる。
ところで、負荷が軽いときに乱調減少が発生し
やすいのは、先の第５図の遅延回路１１の挿入に
よるデツドタイムに係る記述のとおり、デツドタ
イムの区間では出力端子の電位がベースドライブ
信号によつて定めることができず、出力電流の方
向に依存するためである。また、デツドタイムと
電流のゼロクロスとが重なると、無電流区間が発
生し不安定を助長する。
やすいのは、先の第５図の遅延回路１１の挿入に
よるデツドタイムに係る記述のとおり、デツドタ
イムの区間では出力端子の電位がベースドライブ
信号によつて定めることができず、出力電流の方
向に依存するためである。また、デツドタイムと
電流のゼロクロスとが重なると、無電流区間が発
生し不安定を助長する。
さらに、従来例２として、特開昭60−261394号
公報がある。
公報がある。
この従来例２は、その要旨とするところは、
「パルス幅変調方式により可変電圧可変周波数の
交流電力を出力して誘導電動機を所望の速度で駆
動するインバータにおいて、前記誘導電動機電流
が所定値以下のとき前記インバータが出力してい
る交流電力の周波数に対応して定められているキ
ヤリヤ周波数を低減させることを特徴とする電動
機駆動用インバータの制御方式」である。
「パルス幅変調方式により可変電圧可変周波数の
交流電力を出力して誘導電動機を所望の速度で駆
動するインバータにおいて、前記誘導電動機電流
が所定値以下のとき前記インバータが出力してい
る交流電力の周波数に対応して定められているキ
ヤリヤ周波数を低減させることを特徴とする電動
機駆動用インバータの制御方式」である。
この従来例２が示唆するところは、軽負荷でキ
ヤリヤ周波数を下げるが、そのキヤリヤ周波数の
制御は高低二段階の切換え手段であり、特に誘導
電動機の出力電流を検出して先のキヤリヤ周波数
を変える方式である。
ヤリヤ周波数を下げるが、そのキヤリヤ周波数の
制御は高低二段階の切換え手段であり、特に誘導
電動機の出力電流を検出して先のキヤリヤ周波数
を変える方式である。
しかしながら、このよな従来例２の制御方式で
は不具合な事態が生起することがある。
は不具合な事態が生起することがある。
すなわち、電動機の安定性を判断すると、一般
的にはこの種制御に適用されるのは汎用インバー
タである。この場合、汎用インバータと誘導電動
機の容量が必ずしも１対１で決まらないので、出
力電流のみで誘導電動機の安定性を判断すると不
具合が生じることがある。また、誘導電動機の場
合は、励磁電流があるため無負荷電流と定格付加
電流の比が大きくないので、従来例２の方式では
誘導電動機の特性によつて安定性の効果かが左右
され易く、しかも単なる二段階キヤリヤ周波数切
換手段で連続性の概念はない。
的にはこの種制御に適用されるのは汎用インバー
タである。この場合、汎用インバータと誘導電動
機の容量が必ずしも１対１で決まらないので、出
力電流のみで誘導電動機の安定性を判断すると不
具合が生じることがある。また、誘導電動機の場
合は、励磁電流があるため無負荷電流と定格付加
電流の比が大きくないので、従来例２の方式では
誘導電動機の特性によつて安定性の効果かが左右
され易く、しかも単なる二段階キヤリヤ周波数切
換手段で連続性の概念はない。
ここにおいて本発明は、従来例１、２の難点を
克服し、可変速で駆動される交流電動機のとくに
低速域における安定性を改善するために、誘導電
動機の励磁電流を除去した実質的な負荷の大きさ
を、例えば誘導電動機の有効電流などから導出し
て、しかも連続性のある無段階キヤリヤ周波数切
換手段でキヤリヤ周波数を制限するPWMインバ
ータの変調方法を提供することを、その目的とす
る。
克服し、可変速で駆動される交流電動機のとくに
低速域における安定性を改善するために、誘導電
動機の励磁電流を除去した実質的な負荷の大きさ
を、例えば誘導電動機の有効電流などから導出し
て、しかも連続性のある無段階キヤリヤ周波数切
換手段でキヤリヤ周波数を制限するPWMインバ
ータの変調方法を提供することを、その目的とす
る。
本発明は、PWMイバータで可変速駆動される
交流電動機の駆動系において、 インバータの出力から実質的な負荷の大きさを
検出し、 その検出された負荷の大きさが軽負荷の場合は
インバータドライブ信号のキヤリア周波数を低く
し、 さらに検出された負荷の大きさが重負荷の場合
はインバータドライブ信号のキヤリア周波数を高
くし、 インバータドライブ信号のキヤリア周波数の高
低の可変範囲を連続して制御する ことを特徴とするPWMインバータの変調方法で
あり、 さらには、実質的な負荷の大きさの検出手段と
して、 インバータの出力電流から無負荷電流を差し引
いて導出した有効電流から算出するものであり、 また、実質的な負荷の大きさの検出手段とし
て、 交流電動機インバータの出力電圧と出力電流の
瞬時値の掛算をして電力を演算し、その時の周波
数である速度で先の電力を割算してトルクを求め
て導出するようにして制御する、 あるいは、インバータの出力電流の瞬時値と
PWM制御信号のパルスパターンとの掛算をして
トルクを演算して制御する PWMインバータの変調方法である。
交流電動機の駆動系において、 インバータの出力から実質的な負荷の大きさを
検出し、 その検出された負荷の大きさが軽負荷の場合は
インバータドライブ信号のキヤリア周波数を低く
し、 さらに検出された負荷の大きさが重負荷の場合
はインバータドライブ信号のキヤリア周波数を高
くし、 インバータドライブ信号のキヤリア周波数の高
低の可変範囲を連続して制御する ことを特徴とするPWMインバータの変調方法で
あり、 さらには、実質的な負荷の大きさの検出手段と
して、 インバータの出力電流から無負荷電流を差し引
いて導出した有効電流から算出するものであり、 また、実質的な負荷の大きさの検出手段とし
て、 交流電動機インバータの出力電圧と出力電流の
瞬時値の掛算をして電力を演算し、その時の周波
数である速度で先の電力を割算してトルクを求め
て導出するようにして制御する、 あるいは、インバータの出力電流の瞬時値と
PWM制御信号のパルスパターンとの掛算をして
トルクを演算して制御する PWMインバータの変調方法である。
本発明は、低速度領域における軽負荷時の安定
性と重負荷時の運転の可能性を同時に達成するた
め、出力周波数f0に対応するキヤリア周波数fcの
特性を、第２図に表すように、負荷の大きさに応
じてキヤリア周波数fcを上下するようにする手段
である。
性と重負荷時の運転の可能性を同時に達成するた
め、出力周波数f0に対応するキヤリア周波数fcの
特性を、第２図に表すように、負荷の大きさに応
じてキヤリア周波数fcを上下するようにする手段
である。
この手段を具体的に実現するための回路構成を
表わすブロツク図を第１図に示す。なお、電圧制
御発振器７および変調回路９の間に本発明により
追加、変更する要素を挿入接続するが、制御の基
本系統部については第５図と共通である。
表わすブロツク図を第１図に示す。なお、電圧制
御発振器７および変調回路９の間に本発明により
追加、変更する要素を挿入接続するが、制御の基
本系統部については第５図と共通である。
本発明による追加する機能をそなえる手段１５
は次のとおり。
は次のとおり。
１２は出力周波数f0が低周波数のときのキヤリ
ア周波数f0を下げる関数発生器で、この出力に負
荷トルク検出器（Ｔ−DET）１４からの信号を
加え、リミツタ（LIM）１３で最高キヤリア周
波数［fc（MAX）］を超えないよう制限する。
ア周波数f0を下げる関数発生器で、この出力に負
荷トルク検出器（Ｔ−DET）１４からの信号を
加え、リミツタ（LIM）１３で最高キヤリア周
波数［fc（MAX）］を超えないよう制限する。
キヤリア周波数発振器１０aは電圧制御形（V.
C.O）としリミツタ１３の出力信号で制御するこ
とにより目的を達成する。
C.O）としリミツタ１３の出力信号で制御するこ
とにより目的を達成する。
なお、負荷トルク検出器１４は交流電動機の負
荷を検出する手段であるが、検出遅れ時間が長く
なければ、特に高精度である必要はない。出力電
圧Ｖ、電流の瞬時値の掛算をして電力を算出
し、周波数（速度）で割つてトルクを求める方法
や直流母線の電圧、電流から導出する方法がすで
に使われている。より簡略的に行なうには、出力
電流から交流電動機の無負荷電流を差し引いたも
ので代用することも可能である。つまり、交流電
動機の励磁電流の成分を除去した負荷の大きさ、
例えば有効電流を用いた負荷の大きさである、実
質的な負荷の大きさを適用すのが、本発明であ
る。
荷を検出する手段であるが、検出遅れ時間が長く
なければ、特に高精度である必要はない。出力電
圧Ｖ、電流の瞬時値の掛算をして電力を算出
し、周波数（速度）で割つてトルクを求める方法
や直流母線の電圧、電流から導出する方法がすで
に使われている。より簡略的に行なうには、出力
電流から交流電動機の無負荷電流を差し引いたも
ので代用することも可能である。つまり、交流電
動機の励磁電流の成分を除去した負荷の大きさ、
例えば有効電流を用いた負荷の大きさである、実
質的な負荷の大きさを適用すのが、本発明であ
る。
第３図は、この実施例における負荷パーセント
をパラメータとした出力周波数f0に対応するキヤ
リア周波数fcの制御特性図である。
をパラメータとした出力周波数f0に対応するキヤ
リア周波数fcの制御特性図である。
そして、第４図は同じ特性を出力周波数f1〜f5
をパラメータとして、負荷パーセントに対応する
キヤリア周波数制御特性図である。
をパラメータとして、負荷パーセントに対応する
キヤリア周波数制御特性図である。
なお、このインバータは、電圧形インバータで
あるので、若干の電圧変動は別として、基本的に
は、軽負荷時・重負荷時で電圧は変わらない。ま
た、PWMでは、電圧を高くする場合、パルス幅
をひろげるのが普通である。したがつて、重負荷
の時に乱調防止が不要になる理由はつぎのとおり
である。
あるので、若干の電圧変動は別として、基本的に
は、軽負荷時・重負荷時で電圧は変わらない。ま
た、PWMでは、電圧を高くする場合、パルス幅
をひろげるのが普通である。したがつて、重負荷
の時に乱調防止が不要になる理由はつぎのとおり
である。
電圧源で駆動される誘導電動機は、滑りゼロ
付近で多少の不安定要素を持つていおる。通常
は問題にならないが、デツドタイムの影響と嵩
なると乱調の原因となる。負荷時は、この本質
的不安定要素が取り除かれる。
付近で多少の不安定要素を持つていおる。通常
は問題にならないが、デツドタイムの影響と嵩
なると乱調の原因となる。負荷時は、この本質
的不安定要素が取り除かれる。
デツドタイム期間の出力端子電位は、電流の
向きに依存するが、負荷がかかると電流の振幅
が大きくなり、電流の向きを特定しにくいゼロ
クロスシング付近を短時間で通過するため、デ
ツドタイムの影響が小さくなる。
向きに依存するが、負荷がかかると電流の振幅
が大きくなり、電流の向きを特定しにくいゼロ
クロスシング付近を短時間で通過するため、デ
ツドタイムの影響が小さくなる。
ところで、本発明の他の実施例として、負荷を
直接または間接に検出する代りに、“加速中”ま
たは“減速中”という制御信号で、負荷がかかつ
ているまたは負荷がかかつていないという情報の
代用とし、キヤリア周波数fcを上げるまたは下げ
る手段が考えられる。
直接または間接に検出する代りに、“加速中”ま
たは“減速中”という制御信号で、負荷がかかつ
ているまたは負荷がかかつていないという情報の
代用とし、キヤリア周波数fcを上げるまたは下げ
る手段が考えられる。
また、本発明の別の実施例として、さきの一実
施例で述べたアナログ回路に代えて、マイクロプ
ロセツサを使用したデイジタル回路で実行する手
段がある。
施例で述べたアナログ回路に代えて、マイクロプ
ロセツサを使用したデイジタル回路で実行する手
段がある。
かくして本発明によれば、PWMインバータで
駆動される交流電動機が、低速域において、軽負
荷時にキヤリア周波数を低くして乱調を抑制し、
重負荷時にはキヤリア周波数を高くなるように制
御して電流リツプルの発生を防止、さらにまたキ
ヤリア周波数を下げると、その逆数でパルス周期
が長くなり、同じパルス比を保つためにパルス幅
も比例して増加することにより、したがつて、パ
ルス幅に対するデツドタイムの比率が小さくな
り、安定化が図れ、交流電動機の運転の安全性と
重負荷駆動を両立させることができ、当該分野に
寄与するところ甚だ大きいと考える。
駆動される交流電動機が、低速域において、軽負
荷時にキヤリア周波数を低くして乱調を抑制し、
重負荷時にはキヤリア周波数を高くなるように制
御して電流リツプルの発生を防止、さらにまたキ
ヤリア周波数を下げると、その逆数でパルス周期
が長くなり、同じパルス比を保つためにパルス幅
も比例して増加することにより、したがつて、パ
ルス幅に対するデツドタイムの比率が小さくな
り、安定化が図れ、交流電動機の運転の安全性と
重負荷駆動を両立させることができ、当該分野に
寄与するところ甚だ大きいと考える。
第１図は本発明の一実施例における回路構成の
要部を表わすブロツク図、第２図は本発明の出力
周波数に対応するキヤリア周波数特性図、第３図
はこの実施例での負荷パーセントをパラメータと
した出力周波数に対応するキヤリア周波数特性
図、第４図は第３図と同じ特性を出力周波数f1〜
f5をパラメータとして負荷パーセントに対応する
キヤリア周波数制御特性図、第５図〜第７図は従
来例１の説明図である。 １〜６……主回路スイツチング回路（たとえ
ば、バイポーラトランジスタ）、７……電圧制御
発振器、８……カウンタ、９……変調回路、１０
……発振器、１０ａ……検出負荷に対応したキヤ
リア信号を発生する発振器、１１……遅延回路、
１２……関数発生器、１３……リミツタ、１４…
…負荷トルク検出器、１５……本発明により追
加・変更された手段。
要部を表わすブロツク図、第２図は本発明の出力
周波数に対応するキヤリア周波数特性図、第３図
はこの実施例での負荷パーセントをパラメータと
した出力周波数に対応するキヤリア周波数特性
図、第４図は第３図と同じ特性を出力周波数f1〜
f5をパラメータとして負荷パーセントに対応する
キヤリア周波数制御特性図、第５図〜第７図は従
来例１の説明図である。 １〜６……主回路スイツチング回路（たとえ
ば、バイポーラトランジスタ）、７……電圧制御
発振器、８……カウンタ、９……変調回路、１０
……発振器、１０ａ……検出負荷に対応したキヤ
リア信号を発生する発振器、１１……遅延回路、
１２……関数発生器、１３……リミツタ、１４…
…負荷トルク検出器、１５……本発明により追
加・変更された手段。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ PWMインバータで可変速駆動される交流電
動機の駆動系において、 インバータの出力から実質的な負荷の大きさを
検出し、 その検出された負荷の大きさが軽負荷の場合は
インバータドライブ信号のキヤリア周波数を低く
し、 さらに検出された負荷の大きさが重負荷の場合
はインバータドライブ信号のキヤリア周波数を高
くし、 インバータドライブ信号のキヤリア周波数の高
低の可変範囲を連続して制御する ことを特徴とするPWMインバータの変調方法。 ２ PWMインバータで可変速駆動される交流電
動機の駆動系において、 インバータの出力電流から無負荷電流を差し引
いて導出した有効電流から実質的な負荷の大きさ
を検出し、 その検出された負荷の大きさが軽負荷の場合は
インバータドライブ信号のキヤリア周波数を低く
し、 さらに検出された負荷の大きさが重負荷の場合
はインバータドライブ信号のキヤリア周波数を高
くし、 インバータドライブ信号のキヤリア周波数の高
低の可変範囲を連続して制御する 特許請求の範囲第１項記載のPWMインバータの
変調方法。 ３ PWMインバータで可変速駆動される交流電
動機の駆動系において、 インバータの出力電圧と出力電圧の瞬時値の掛
算をして電力を演算し、その時の周波数である速
度で先の電力を割算してトルクを求めて、実質的
な負荷の大きさを検出し、 その検出された負荷の大きさが軽負荷の場合は
インバータドライブ信号のキヤリア周波数を低く
し、 さらに検出された負荷の大きさが重負荷の場合
はインバータドライブ信号のキヤリア周波数を高
くし、 インバータドライブ信号のキヤリア周波数の高
低の可変範囲を連続して制御する 特許請求の範囲第１項記載のPWMインバータの
変調方法。 ４ PWMインバータで可変速駆動される交流電
動機の駆動系において、 インバータの出力電流の瞬時値とPWM制御信
号のパルスパターンとの掛算をしてトルクを演算
し、実質的な負荷の大きさを検出し、 その検出された負荷の大きさが軽負荷の場合は
インバータドライブ信号のキヤリア周波数を低く
し、 さらに検出された負荷の大きさが重負荷の場合
はインバータドライブ信号のキヤリア周波数を高
くし、 インバータドライブ信号のキヤリア周波数の高
低の可変範囲を連続して制御する 特許請求の範囲第１項記載のPWMインバータの
変調方法。 ５ 実質的な負荷を直接または間接に検出する代
りに、加速中または減速中の制御信号により、負
荷の有無の情報とし、インバータドライブ信号の
キヤリア周波数を高くまたは低くする 特許請求の範囲第１項記載のPWMインバータの
変調方法。 ６ デイジタル回路手段により制御信号の演算を
実行する 特許請求の範囲第１項記載のPWMインバータの
変調方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60042091A JPS61203893A (ja) | 1985-03-04 | 1985-03-04 | Ｐｗｍインバ−タの変調方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60042091A JPS61203893A (ja) | 1985-03-04 | 1985-03-04 | Ｐｗｍインバ−タの変調方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61203893A JPS61203893A (ja) | 1986-09-09 |
| JPH0517800B2 true JPH0517800B2 (ja) | 1993-03-10 |
Family
ID=12626339
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60042091A Granted JPS61203893A (ja) | 1985-03-04 | 1985-03-04 | Ｐｗｍインバ−タの変調方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61203893A (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3301194B2 (ja) * | 1994-01-28 | 2002-07-15 | 三菱電機株式会社 | インバータ制御装置 |
| JP4269496B2 (ja) * | 2000-07-28 | 2009-05-27 | アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 | モータ制御装置及びモータ制御方法 |
| JP4492367B2 (ja) * | 2005-01-28 | 2010-06-30 | 株式会社デンソー | モータ制御装置 |
| JP4655750B2 (ja) * | 2005-05-02 | 2011-03-23 | 日産自動車株式会社 | モータ駆動システム及びモータ駆動方法 |
| JP2008099412A (ja) * | 2006-10-11 | 2008-04-24 | Futaba Corp | モータ制御装置 |
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| US9816743B2 (en) | 2014-08-22 | 2017-11-14 | Mitsubishi Electric Corporation | Electric motor drive device and air-conditioning apparatus or refrigerating and air-conditioning apparatus using the same |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59144366A (ja) * | 1983-01-31 | 1984-08-18 | Sanken Electric Co Ltd | スイツチングレギユレ−タ |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59149488U (ja) * | 1983-03-22 | 1984-10-05 | 株式会社明電舎 | インバ−タ装置の制御回路 |
-
1985
- 1985-03-04 JP JP60042091A patent/JPS61203893A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59144366A (ja) * | 1983-01-31 | 1984-08-18 | Sanken Electric Co Ltd | スイツチングレギユレ−タ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61203893A (ja) | 1986-09-09 |
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