JPH0517800B2 - - Google Patents
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
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- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、交流電動機を電圧形PWM（パルス
幅変調）インバータで可変速駆動する変調方法に
関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a modulation method for driving an AC motor at variable speed with a voltage-type PWM (pulse width modulation) inverter.
この種の従来例１としての電圧形PWMインバ
ータの回路構成を表わすブロツク図を第５図に示
す。１〜６は逆並列にダイオードを接続した主回
路スイツチング素子で、ここではバイポーラトラ
ンジスタを用いているが他の素子でも同様であ
る。これらの主回路スイツチング素子１〜６をオ
ン−オフするベースドライブ信号B1〜B6はつぎ
のようにして与えられる。
A block diagram showing the circuit configuration of a voltage source PWM inverter as a conventional example 1 of this type is shown in FIG. Reference numerals 1 to 6 indicate main circuit switching elements having diodes connected in antiparallel, and although bipolar transistors are used here, other elements may be used in the same manner. Base drive signals B1 to B6 for turning on and off these main circuit switching elements 1 to 6 are provided as follows.
７は電圧制御発振器VCOで指令値freqに比例し
た周波数を発振し、８のカウンタCOUTにおい
てf0の出力周波数を持つた３相信号に変換され、
９の変調回路MODで１０の発振器OSCで発生す
るキヤリア信号（周波数fc）と混合して３相
PWM信号A1，A3，A5が得られ、各相の相対す
るアームについてはこれらの反転信号A2，A4，
A6を得る。 The voltage controlled oscillator VCO 7 oscillates a frequency proportional to the command value f req , and the counter COUT 8 converts it into a three-phase signal with an output frequency of f 0 .
The 9th modulation circuit MOD mixes with the carrier signal (frequency f c ) generated by the 10th oscillator OSC to generate a three-phase signal.
PWM signals A 1 , A 3 , A 5 are obtained, and for the opposing arms of each phase these inverted signals A 2 , A 4 ,
Get A 6 .
PWM信号A1〜A6で主回路スイツチング素子
１〜６をドライブすると、素子のターンオフ遅れ
時間のため、直流母線Ｐ−Ｎ間を短絡して過大電
流が流れる。これを防止するため各信号に遅延回
路（On−Delay）１１を挿入する。これらの波
形の例として、Ｕ相のベースドライブ信号の一部
を第６図に表わす。 When main circuit switching elements 1 to 6 are driven with PWM signals A 1 to A 6 , due to turn-off delay time of the elements, DC bus lines P and N are short-circuited and an excessive current flows. To prevent this, a delay circuit (On-Delay) 11 is inserted into each signal. As an example of these waveforms, a portion of the U-phase base drive signal is shown in FIG.
一般に、PWMインバータでは、キヤリア周波
数fcが高いほど電流リツプルが小さくなり、振
動、騒音が減少するばかりでなく、ピーク電流が
小さくなるため、最大出力が大きく取れる等の利
点がある。したがつて、主回路スイツチング素子
１〜６の性能、発生損失や制御回路の演算時間が
許す限り、キヤリア周波数fcを高くする努力が払
われている。 Generally, in a PWM inverter, the higher the carrier frequency f c , the smaller the current ripple, which not only reduces vibration and noise, but also reduces the peak current, which has advantages such as a higher maximum output. Therefore, efforts are being made to increase the carrier frequency f c as far as the performance of the main circuit switching elements 1 to 6, the generated losses, and the calculation time of the control circuit permit.
しかしながら、キヤリア周波数fcを高くして行
くと別の問題が現われてくる。 However, as the carrier frequency f c is increased, another problem appears.
すなわち、第５図で説明したように遅延回路１
１を入れているため、直流母線のＰ側に接続され
たトランジスタたとえば１とＮ側に接続された同
相のトランジスタたとえば２のいずれもオフ状態
になるデツトタイム（Dead Time）が生じるこ
とになる。 That is, as explained in FIG.
1, a dead time occurs in which both the transistor connected to the P side of the DC bus, such as 1, and the in-phase transistor connected to the N side, such as 2, are both turned off.
このデツドタイムの区間においては、出力端子
（Ｕ〜Ｖ、Ｕ〜Ｗ）の電位は、ベースドライブ信
号B1〜B6で定めることができず、出力電流の方
向に依存するため不安定となる。 During this dead time period, the potentials of the output terminals (U to V, U to W) cannot be determined by the base drive signals B 1 to B 6 and become unstable because they depend on the direction of the output current.
キヤリア周波数の周期に対するこのデツドタイ
ムの割合が大きくなると、出力電流、交流電動機
回転速度が振動する乱調状態となる。 When the ratio of this dead time to the period of the carrier frequency increases, a state of disturbance occurs in which the output current and the rotational speed of the AC motor oscillate.
この乱調はつぎのような条件で発生しやすい。 This disturbance is likely to occur under the following conditions.
(ア) キヤリア周波数が高い。(a) The carrier frequency is high.
(イ) デツドタイムが長い。(b) Dead time is long.
(ウ) 出力周波数が低い（これは、インバータの出
力電圧Ｖ、出力周波数ｆの間にＶ／ｆ一定制御
を行なうと、電圧も低くなり、パルス幅が狭く
なることに起因する）。(c) The output frequency is low (this is because when constant V/f control is performed between the inverter's output voltage V and output frequency f, the voltage also becomes lower and the pulse width becomes narrower).
なぜならば、電圧が低い場合は、各アームの
Ｐ側トランジスタとＮ側トランジスタの導通幅
は、ほぼ等しくなるためパルス幅は十分に大き
いように見受けられるが、実際に電動機に印加
される線間電圧は、各相出力電圧の差であるの
で、短いパルスになるからである。 This is because when the voltage is low, the conduction width of the P-side transistor and the N-side transistor of each arm are almost equal, so the pulse width appears to be sufficiently large, but the line voltage actually applied to the motor is is the difference between the output voltages of each phase, resulting in a short pulse.
(エ) 負荷が軽い。(d) Light load.
この乱調現象を防止する方策として、ベース信
号遅延時間の短縮とそのバラツキの低減および各
種補正フイードバツクループ追加などが行なわれ
ているが、完全に期すことは困難なのが実状であ
る。 Measures to prevent this disturbance phenomenon include shortening the base signal delay time, reducing its dispersion, and adding various correction feedback loops, but the reality is that it is difficult to completely achieve this.
乱調防止するキヤリア周波数特性を示す第７図
のように、乱調の起き易い出力周波数f0の低周波
領域で、キヤリア周波数fcを下げる手法は乱調防
止に効果は大きい。 As shown in FIG. 7, which shows carrier frequency characteristics for preventing disturbances, the method of lowering the carrier frequency f c in the low frequency region of the output frequency f 0 where disturbances easily occur is highly effective in preventing disturbances.
しかしながら、この手法では低周波時に電流リ
ツプルしたがつてピーク電流が増加するため、低
速、重負荷運転の点では不利となる。 However, this method is disadvantageous in terms of low-speed, heavy-load operation because current ripple occurs at low frequencies and the peak current increases.
ところで、負荷が軽いときに乱調減少が発生し
やすいのは、先の第５図の遅延回路１１の挿入に
よるデツドタイムに係る記述のとおり、デツドタ
イムの区間では出力端子の電位がベースドライブ
信号によつて定めることができず、出力電流の方
向に依存するためである。また、デツドタイムと
電流のゼロクロスとが重なると、無電流区間が発
生し不安定を助長する。 Incidentally, the reason why the disturbance is likely to occur when the load is light is that, as described above regarding the dead time due to the insertion of the delay circuit 11 in FIG. This is because it cannot be determined and depends on the direction of the output current. Furthermore, when the dead time and the zero cross of the current overlap, a no-current section occurs, which promotes instability.
さらに、従来例２として、特開昭60−261394号
公報がある。 Further, as a second conventional example, there is Japanese Patent Application Laid-Open No. 60-261394.
この従来例２は、その要旨とするところは、
「パルス幅変調方式により可変電圧可変周波数の
交流電力を出力して誘導電動機を所望の速度で駆
動するインバータにおいて、前記誘導電動機電流
が所定値以下のとき前記インバータが出力してい
る交流電力の周波数に対応して定められているキ
ヤリヤ周波数を低減させることを特徴とする電動
機駆動用インバータの制御方式」である。 The gist of this conventional example 2 is as follows:
"In an inverter that outputs AC power of variable voltage and variable frequency using a pulse width modulation method to drive an induction motor at a desired speed, the frequency of the AC power output by the inverter when the induction motor current is below a predetermined value. A control system for an inverter for driving an electric motor, which is characterized by reducing a carrier frequency determined in accordance with the invention.
この従来例２が示唆するところは、軽負荷でキ
ヤリヤ周波数を下げるが、そのキヤリヤ周波数の
制御は高低二段階の切換え手段であり、特に誘導
電動機の出力電流を検出して先のキヤリヤ周波数
を変える方式である。 What this conventional example 2 suggests is that the carrier frequency is lowered under light loads, but the carrier frequency is controlled by a two-step switching means, high and low.In particular, the output current of the induction motor is detected to change the previous carrier frequency. It is a method.
しかしながら、このよな従来例２の制御方式で
は不具合な事態が生起することがある。 However, with the control method of Conventional Example 2, a problem may occur.
すなわち、電動機の安定性を判断すると、一般
的にはこの種制御に適用されるのは汎用インバー
タである。この場合、汎用インバータと誘導電動
機の容量が必ずしも１対１で決まらないので、出
力電流のみで誘導電動機の安定性を判断すると不
具合が生じることがある。また、誘導電動機の場
合は、励磁電流があるため無負荷電流と定格付加
電流の比が大きくないので、従来例２の方式では
誘導電動機の特性によつて安定性の効果かが左右
され易く、しかも単なる二段階キヤリヤ周波数切
換手段で連続性の概念はない。 That is, when determining the stability of an electric motor, a general-purpose inverter is generally applied to this type of control. In this case, since the capacities of the general-purpose inverter and the induction motor are not necessarily determined on a one-to-one basis, problems may occur if the stability of the induction motor is judged only based on the output current. In addition, in the case of an induction motor, the ratio between the no-load current and the rated auxiliary current is not large due to the excitation current, so in the method of Conventional Example 2, the stability effect is likely to be influenced by the characteristics of the induction motor. Moreover, it is a simple two-stage carrier frequency switching means and there is no concept of continuity.
ここにおいて本発明は、従来例１、２の難点を
克服し、可変速で駆動される交流電動機のとくに
低速域における安定性を改善するために、誘導電
動機の励磁電流を除去した実質的な負荷の大きさ
を、例えば誘導電動機の有効電流などから導出し
て、しかも連続性のある無段階キヤリヤ周波数切
換手段でキヤリヤ周波数を制限するPWMインバ
ータの変調方法を提供することを、その目的とす
る。
Here, the present invention overcomes the difficulties of conventional examples 1 and 2 and improves the stability of an AC motor driven at variable speed, especially in the low speed range, by removing the excitation current of the induction motor. It is an object of the present invention to provide a PWM inverter modulation method in which the magnitude of the carrier frequency is derived from, for example, the effective current of an induction motor, and the carrier frequency is limited by continuous stepless carrier frequency switching means.
本発明は、PWMイバータで可変速駆動される
交流電動機の駆動系において、
インバータの出力から実質的な負荷の大きさを
検出し、
その検出された負荷の大きさが軽負荷の場合は
インバータドライブ信号のキヤリア周波数を低く
し、
さらに検出された負荷の大きさが重負荷の場合
はインバータドライブ信号のキヤリア周波数を高
くし、
インバータドライブ信号のキヤリア周波数の高
低の可変範囲を連続して制御する
ことを特徴とするPWMインバータの変調方法で
あり、
さらには、実質的な負荷の大きさの検出手段と
して、
インバータの出力電流から無負荷電流を差し引
いて導出した有効電流から算出するものであり、
また、実質的な負荷の大きさの検出手段とし
て、
交流電動機インバータの出力電圧と出力電流の
瞬時値の掛算をして電力を演算し、その時の周波
数である速度で先の電力を割算してトルクを求め
て導出するようにして制御する、
あるいは、インバータの出力電流の瞬時値と
PWM制御信号のパルスパターンとの掛算をして
トルクを演算して制御する
PWMインバータの変調方法である。
The present invention detects the actual load size from the output of the inverter in the drive system of an AC motor driven at variable speed by a PWM inverter, and if the detected load size is light, the inverter drive To continuously control the high and low variable range of the carrier frequency of the inverter drive signal by lowering the carrier frequency of the signal and further increasing the carrier frequency of the inverter drive signal when the detected load is heavy. This is a PWM inverter modulation method characterized by the following: Furthermore, as a means of detecting the actual load size, it is calculated from the effective current derived by subtracting the no-load current from the inverter output current, and As a means of detecting the actual load size, calculate the power by multiplying the instantaneous values of the output voltage and output current of the AC motor inverter, and then divide the previous power by the speed that is the frequency at that time. Control is performed by calculating and deriving the torque, or by calculating the instantaneous value of the inverter's output current.
This is a PWM inverter modulation method that calculates and controls torque by multiplying it by the pulse pattern of the PWM control signal.
本発明は、低速度領域における軽負荷時の安定
性と重負荷時の運転の可能性を同時に達成するた
め、出力周波数f0に対応するキヤリア周波数fcの
特性を、第２図に表すように、負荷の大きさに応
じてキヤリア周波数fcを上下するようにする手段
である。
In order to simultaneously achieve stability under light loads in the low speed region and operability under heavy loads, the present invention has developed the characteristics of the carrier frequency f c corresponding to the output frequency f 0 as shown in Fig. 2. In addition, this is a means for raising or lowering the carrier frequency fc according to the magnitude of the load.
この手段を具体的に実現するための回路構成を
表わすブロツク図を第１図に示す。なお、電圧制
御発振器７および変調回路９の間に本発明により
追加、変更する要素を挿入接続するが、制御の基
本系統部については第５図と共通である。 A block diagram showing a circuit configuration for concretely realizing this means is shown in FIG. Incidentally, elements added or changed according to the present invention are inserted and connected between the voltage controlled oscillator 7 and the modulation circuit 9, but the basic control system is the same as in FIG. 5.
本発明による追加する機能をそなえる手段１５
は次のとおり。 Means 15 for providing additional functions according to the present invention
is as follows.
１２は出力周波数f0が低周波数のときのキヤリ
ア周波数f0を下げる関数発生器で、この出力に負
荷トルク検出器（Ｔ−DET）１４からの信号を
加え、リミツタ（LIM）１３で最高キヤリア周
波数［fc（MAX）］を超えないよう制限する。 12 is a function generator that lowers the carrier frequency f 0 when the output frequency f 0 is low; a signal from the load torque detector (T-DET) 14 is added to this output, and a limiter (LIM) 13 is used to set the highest carrier frequency. Limit the frequency so that it does not exceed the frequency [f c (MAX)].
キヤリア周波数発振器１０aは電圧制御形（V.
C.O）としリミツタ１３の出力信号で制御するこ
とにより目的を達成する。 The carrier frequency oscillator 10a is a voltage controlled type (V.
CO) and is controlled by the output signal of the limiter 13 to achieve the purpose.
なお、負荷トルク検出器１４は交流電動機の負
荷を検出する手段であるが、検出遅れ時間が長く
なければ、特に高精度である必要はない。出力電
圧Ｖ、電流の瞬時値の掛算をして電力を算出
し、周波数（速度）で割つてトルクを求める方法
や直流母線の電圧、電流から導出する方法がすで
に使われている。より簡略的に行なうには、出力
電流から交流電動機の無負荷電流を差し引いたも
ので代用することも可能である。つまり、交流電
動機の励磁電流の成分を除去した負荷の大きさ、
例えば有効電流を用いた負荷の大きさである、実
質的な負荷の大きさを適用すのが、本発明であ
る。 Note that the load torque detector 14 is a means for detecting the load of the AC motor, but it does not need to be particularly accurate as long as the detection delay time is not long. Already in use are methods in which power is calculated by multiplying the instantaneous values of output voltage V and current, and then divided by frequency (speed) to obtain torque, and methods in which torque is derived from DC bus voltage and current. To make it simpler, it is also possible to substitute the output current minus the no-load current of the AC motor. In other words, the size of the load after removing the excitation current component of the AC motor,
It is the invention that applies a substantial load magnitude, for example a load magnitude using active current.
第３図は、この実施例における負荷パーセント
をパラメータとした出力周波数f0に対応するキヤ
リア周波数fcの制御特性図である。 FIG. 3 is a control characteristic diagram of the carrier frequency f c corresponding to the output frequency f 0 using the load percentage as a parameter in this embodiment.
そして、第４図は同じ特性を出力周波数f1〜f5
をパラメータとして、負荷パーセントに対応する
キヤリア周波数制御特性図である。 Figure 4 shows the same characteristics at different output frequencies f 1 to f 5
FIG. 3 is a carrier frequency control characteristic diagram corresponding to load percentage with .
なお、このインバータは、電圧形インバータで
あるので、若干の電圧変動は別として、基本的に
は、軽負荷時・重負荷時で電圧は変わらない。ま
た、PWMでは、電圧を高くする場合、パルス幅
をひろげるのが普通である。したがつて、重負荷
の時に乱調防止が不要になる理由はつぎのとおり
である。 Note that this inverter is a voltage source inverter, so apart from slight voltage fluctuations, the voltage basically does not change between light load and heavy load. Additionally, in PWM, when increasing the voltage, the pulse width is usually widened. Therefore, the reason why disturbance prevention is not necessary when the load is heavy is as follows.
電圧源で駆動される誘導電動機は、滑りゼロ
付近で多少の不安定要素を持つていおる。通常
は問題にならないが、デツドタイムの影響と嵩
なると乱調の原因となる。負荷時は、この本質
的不安定要素が取り除かれる。 Induction motors driven by voltage sources are said to have some instability near zero slip. Normally this is not a problem, but when combined with the effects of dead time, it can cause disturbances. Under load, this essential instability element is removed.
デツドタイム期間の出力端子電位は、電流の
向きに依存するが、負荷がかかると電流の振幅
が大きくなり、電流の向きを特定しにくいゼロ
クロスシング付近を短時間で通過するため、デ
ツドタイムの影響が小さくなる。 The output terminal potential during the dead time period depends on the direction of the current, but when a load is applied, the current amplitude increases and the current quickly passes near zero crossing where it is difficult to identify the direction, so the influence of the dead time is small. Become.
ところで、本発明の他の実施例として、負荷を
直接または間接に検出する代りに、“加速中”ま
たは“減速中”という制御信号で、負荷がかかつ
ているまたは負荷がかかつていないという情報の
代用とし、キヤリア周波数fcを上げるまたは下げ
る手段が考えられる。 By the way, as another embodiment of the present invention, instead of directly or indirectly detecting the load, information indicating that a load is being applied or that the load is not being applied is generated by a control signal indicating "accelerating" or "decelerating". As an alternative, means for increasing or decreasing the carrier frequency f c can be considered.
また、本発明の別の実施例として、さきの一実
施例で述べたアナログ回路に代えて、マイクロプ
ロセツサを使用したデイジタル回路で実行する手
段がある。 In another embodiment of the present invention, instead of the analog circuit described in the previous embodiment, a digital circuit using a microprocessor is used.
かくして本発明によれば、PWMインバータで
駆動される交流電動機が、低速域において、軽負
荷時にキヤリア周波数を低くして乱調を抑制し、
重負荷時にはキヤリア周波数を高くなるように制
御して電流リツプルの発生を防止、さらにまたキ
ヤリア周波数を下げると、その逆数でパルス周期
が長くなり、同じパルス比を保つためにパルス幅
も比例して増加することにより、したがつて、パ
ルス幅に対するデツドタイムの比率が小さくな
り、安定化が図れ、交流電動機の運転の安全性と
重負荷駆動を両立させることができ、当該分野に
寄与するところ甚だ大きいと考える。
Thus, according to the present invention, the AC motor driven by the PWM inverter lowers the carrier frequency at light loads in the low speed range to suppress disturbances.
When the load is heavy, the carrier frequency is controlled to be high to prevent current ripples from occurring, and when the carrier frequency is lowered, the pulse period becomes longer by the reciprocal, and the pulse width is also proportionally increased to maintain the same pulse ratio. By increasing the number of pulses, the ratio of dead time to pulse width becomes smaller, stabilization can be achieved, and it is possible to achieve both safety in AC motor operation and heavy load driving, which will greatly contribute to the field concerned. I think so.
第１図は本発明の一実施例における回路構成の
要部を表わすブロツク図、第２図は本発明の出力
周波数に対応するキヤリア周波数特性図、第３図
はこの実施例での負荷パーセントをパラメータと
した出力周波数に対応するキヤリア周波数特性
図、第４図は第３図と同じ特性を出力周波数f1〜
f5をパラメータとして負荷パーセントに対応する
キヤリア周波数制御特性図、第５図〜第７図は従
来例１の説明図である。
１〜６……主回路スイツチング回路（たとえ
ば、バイポーラトランジスタ）、７……電圧制御
発振器、８……カウンタ、９……変調回路、１０
……発振器、１０ａ……検出負荷に対応したキヤ
リア信号を発生する発振器、１１……遅延回路、
１２……関数発生器、１３……リミツタ、１４…
…負荷トルク検出器、１５……本発明により追
加・変更された手段。
Fig. 1 is a block diagram showing the main parts of the circuit configuration in one embodiment of the present invention, Fig. 2 is a carrier frequency characteristic diagram corresponding to the output frequency of the present invention, and Fig. 3 shows the load percentage in this embodiment. The carrier frequency characteristic diagram corresponding to the output frequency as a parameter, Fig. 4 shows the same characteristics as Fig. 3 at the output frequency f 1 ~
Carrier frequency control characteristic diagrams corresponding to load percentage using f5 as a parameter, FIGS. 5 to 7 are explanatory diagrams of Conventional Example 1. 1-6... Main circuit switching circuit (for example, bipolar transistor), 7... Voltage controlled oscillator, 8... Counter, 9... Modulation circuit, 10
...oscillator, 10a... oscillator that generates a carrier signal corresponding to the detection load, 11... delay circuit,
12...Function generator, 13...Limiter, 14...
...Load torque detector, 15...Means added and changed according to the present invention.
Claims (1)
動機の駆動系において、 インバータの出力から実質的な負荷の大きさを
検出し、 その検出された負荷の大きさが軽負荷の場合は
インバータドライブ信号のキヤリア周波数を低く
し、 さらに検出された負荷の大きさが重負荷の場合
はインバータドライブ信号のキヤリア周波数を高
くし、 インバータドライブ信号のキヤリア周波数の高
低の可変範囲を連続して制御する ことを特徴とするPWMインバータの変調方法。 ２ PWMインバータで可変速駆動される交流電
動機の駆動系において、 インバータの出力電流から無負荷電流を差し引
いて導出した有効電流から実質的な負荷の大きさ
を検出し、 その検出された負荷の大きさが軽負荷の場合は
インバータドライブ信号のキヤリア周波数を低く
し、 さらに検出された負荷の大きさが重負荷の場合
はインバータドライブ信号のキヤリア周波数を高
くし、 インバータドライブ信号のキヤリア周波数の高
低の可変範囲を連続して制御する 特許請求の範囲第１項記載のPWMインバータの
変調方法。 ３ PWMインバータで可変速駆動される交流電
動機の駆動系において、 インバータの出力電圧と出力電圧の瞬時値の掛
算をして電力を演算し、その時の周波数である速
度で先の電力を割算してトルクを求めて、実質的
な負荷の大きさを検出し、 その検出された負荷の大きさが軽負荷の場合は
インバータドライブ信号のキヤリア周波数を低く
し、 さらに検出された負荷の大きさが重負荷の場合
はインバータドライブ信号のキヤリア周波数を高
くし、 インバータドライブ信号のキヤリア周波数の高
低の可変範囲を連続して制御する 特許請求の範囲第１項記載のPWMインバータの
変調方法。 ４ PWMインバータで可変速駆動される交流電
動機の駆動系において、 インバータの出力電流の瞬時値とPWM制御信
号のパルスパターンとの掛算をしてトルクを演算
し、実質的な負荷の大きさを検出し、 その検出された負荷の大きさが軽負荷の場合は
インバータドライブ信号のキヤリア周波数を低く
し、 さらに検出された負荷の大きさが重負荷の場合
はインバータドライブ信号のキヤリア周波数を高
くし、 インバータドライブ信号のキヤリア周波数の高
低の可変範囲を連続して制御する 特許請求の範囲第１項記載のPWMインバータの
変調方法。 ５ 実質的な負荷を直接または間接に検出する代
りに、加速中または減速中の制御信号により、負
荷の有無の情報とし、インバータドライブ信号の
キヤリア周波数を高くまたは低くする 特許請求の範囲第１項記載のPWMインバータの
変調方法。 ６ デイジタル回路手段により制御信号の演算を
実行する 特許請求の範囲第１項記載のPWMインバータの
変調方法。[Claims] 1. In the drive system of an AC motor driven at variable speed by a PWM inverter, the actual load size is detected from the output of the inverter, and when the detected load size is light load. The carrier frequency of the inverter drive signal is lowered, and if the detected load is heavy, the carrier frequency of the inverter drive signal is increased, and the high and low variable range of the carrier frequency of the inverter drive signal is continuously adjusted. A PWM inverter modulation method characterized by controlling. 2 In the drive system of an AC motor driven at variable speed by a PWM inverter, the actual load size is detected from the effective current derived by subtracting the no-load current from the inverter output current, and the detected load size is If the detected load is a light load, the carrier frequency of the inverter drive signal is lowered, and if the load detected is a heavy load, the carrier frequency of the inverter drive signal is increased. A method for modulating a PWM inverter according to claim 1, wherein the variable range is continuously controlled. 3 In the drive system of an AC motor driven at variable speed by a PWM inverter, power is calculated by multiplying the inverter's output voltage and the instantaneous value of the output voltage, and then dividing the previous power by the speed that is the frequency at that time. The actual load size is detected by determining the torque, and if the detected load size is light, the carrier frequency of the inverter drive signal is lowered and the detected load size is The PWM inverter modulation method according to claim 1, wherein the carrier frequency of the inverter drive signal is increased in the case of a heavy load, and the variable range of the carrier frequency of the inverter drive signal is continuously controlled. 4 In the drive system of an AC motor driven at variable speed by a PWM inverter, torque is calculated by multiplying the instantaneous value of the inverter's output current by the pulse pattern of the PWM control signal, and the actual size of the load is detected. If the detected load is a light load, the carrier frequency of the inverter drive signal is lowered, and if the detected load is a heavy load, the carrier frequency of the inverter drive signal is increased. 2. The PWM inverter modulation method according to claim 1, wherein the variable range of the carrier frequency of the inverter drive signal is continuously controlled. 5. Instead of directly or indirectly detecting the substantial load, a control signal during acceleration or deceleration is used as information on the presence or absence of a load, and the carrier frequency of the inverter drive signal is raised or lowered as claimed in claim 1. Modulation method of PWM inverter described. 6. A PWM inverter modulation method according to claim 1, wherein the control signal is calculated by digital circuit means.
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| JP60042091A JPS61203893A (en) | 1985-03-04 | 1985-03-04 | Modulating method for pwm inverter |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP60042091A JPS61203893A (en) | 1985-03-04 | 1985-03-04 | Modulating method for pwm inverter |
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Citations (1)
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1985
- 1985-03-04 JP JP60042091A patent/JPS61203893A/en active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59144366A (en) * | 1983-01-31 | 1984-08-18 | Sanken Electric Co Ltd | Switching regulator |
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| JPS61203893A (en) | 1986-09-09 |
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