JP3248153B2 - 多レベル電力変換装置 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、PWM制御により直流電圧を多レベルの交流
電圧パルスに変換する電力変換器を少なくとも２台有
し、各電力変換器は直流側同士が接続されてなる多レベ
ル電力変換装置に関する。
電圧パルスに変換する電力変換器を少なくとも２台有
し、各電力変換器は直流側同士が接続されてなる多レベ
ル電力変換装置に関する。
背景技術 近年、スイッチング素子を直列接続して交流出力電圧
のレベル数を増加させる高周波の低減が可能な多レベル
PWM制御電力変換器が、普及し始めている。多レベルPWM
制御電力変換器では、直流ステージの直列コンデンサの
中間電圧を一定に制御する事が、指令通りの電圧を出力
するために重要である。
のレベル数を増加させる高周波の低減が可能な多レベル
PWM制御電力変換器が、普及し始めている。多レベルPWM
制御電力変換器では、直流ステージの直列コンデンサの
中間電圧を一定に制御する事が、指令通りの電圧を出力
するために重要である。
例えば、特開平５−217185号公報には、３レベルイン
バータの中性点電圧制御の方式が記載されている。
バータの中性点電圧制御の方式が記載されている。
また、特開平６−233537号公報には、３レベルコンバ
ータの中性点電圧制御の方式が記載されている。
ータの中性点電圧制御の方式が記載されている。
しかしながら、コンバータ・インバータシステムにお
ける中性点電圧制御法およびこれに対応し主回路構成に
関するものはない。
ける中性点電圧制御法およびこれに対応し主回路構成に
関するものはない。
また、上記２方式をそのまま用い、コンバータとイン
バータを別個に中性点電圧制御を行うことは、制御回
路、例えばマイコンにその分だけ負担を強いることにな
り、演算時間の増大、ソフトウェアのステップ数増大を
まねくという問題がある。
バータを別個に中性点電圧制御を行うことは、制御回
路、例えばマイコンにその分だけ負担を強いることにな
り、演算時間の増大、ソフトウェアのステップ数増大を
まねくという問題がある。
また、インバータの中性点電圧制御では、出力周波数
の高い領域では１周期のパルス数が減少し、中性点電圧
制御の効果が減少するという問題がある。
の高い領域では１周期のパルス数が減少し、中性点電圧
制御の効果が減少するという問題がある。
本発明の目的は、比較的簡単な構成で、コンバータ・
インバータシステムにおける中性点電圧制御を効果的に
実現することにある。
インバータシステムにおける中性点電圧制御を効果的に
実現することにある。
発明の開示 上記目的は、PWM制御により直流電圧を３レベル
（正，負,0）の交流電圧パルスに変換する３レベルPWM
制御電力変換器を少なくとも２台有して、正負の直流側
同士が接続されてなり、その第１の電力変換器の交流側
には一定周波数の交流電源が接続され、一方の第２の電
力変換器の交流側は可変周波数可変電圧が出力されてそ
の出力端には負荷が接続され、該第１と第２の電力変換
器の直流側には、配線インピーダンスの影響を軽減する
ように前記各電力変換器に近接して夫々直列接続された
フィルタコンデンサによりなる第１と第２の直流ステー
ジ回路が夫々接続されてなる多レベル電力変換装置にお
いて、前記第１の直流ステージ回路と第２の直流ステー
ジ回路の中間電圧点を互いに接続すると共に、中間電圧
点の電圧制御を前記第１の電力変換器により行わせるよ
うにしたことにより達成される。
（正，負,0）の交流電圧パルスに変換する３レベルPWM
制御電力変換器を少なくとも２台有して、正負の直流側
同士が接続されてなり、その第１の電力変換器の交流側
には一定周波数の交流電源が接続され、一方の第２の電
力変換器の交流側は可変周波数可変電圧が出力されてそ
の出力端には負荷が接続され、該第１と第２の電力変換
器の直流側には、配線インピーダンスの影響を軽減する
ように前記各電力変換器に近接して夫々直列接続された
フィルタコンデンサによりなる第１と第２の直流ステー
ジ回路が夫々接続されてなる多レベル電力変換装置にお
いて、前記第１の直流ステージ回路と第２の直流ステー
ジ回路の中間電圧点を互いに接続すると共に、中間電圧
点の電圧制御を前記第１の電力変換器により行わせるよ
うにしたことにより達成される。
本発明によれば、交流側が一定周波数である第１の電
力変換器により中間電圧点の電圧制御を行わせることに
より、その制御が簡単に行え、かつ第２の直流ステージ
回路の中間電圧点も合わせて行えることから、多レベル
電力変換装置における中間点電圧制御の制御構成の簡単
化を図ることができる。
力変換器により中間電圧点の電圧制御を行わせることに
より、その制御が簡単に行え、かつ第２の直流ステージ
回路の中間電圧点も合わせて行えることから、多レベル
電力変換装置における中間点電圧制御の制御構成の簡単
化を図ることができる。
図面の簡単な説明 第１図は、本発明の一実施例を示す電力変換装置の構
成図、第２図は、第１図の実施例の電力変換器の主回路
構成を示す図、第３図は、第１図の実施例による中性点
電圧制御の原理を示す図、第４図は、第１図の実施例の
極性信号波形を、高調波低減のために置き換える場合の
代替の波形を示した図である。
成図、第２図は、第１図の実施例の電力変換器の主回路
構成を示す図、第３図は、第１図の実施例による中性点
電圧制御の原理を示す図、第４図は、第１図の実施例の
極性信号波形を、高調波低減のために置き換える場合の
代替の波形を示した図である。
発明を実施するための最良の形態 本発明の一実施例を、交流電気車に適用して示す第１
図により説明する。
図により説明する。
単相交流を直流に変換する多レベル電力変換器１（以
下、コンバータと称する）は、第２図（ａ）に示すよう
にスイッチング素子11a〜11hおよび整流素子12a〜12hか
ら成る３レベルコンバータを示している。また、コンバ
ータからの直流を交流に変換する多レベル電力変換器５
（以下、インバータと称する）は、第２図（ｂ）に示す
ようにスイッチング素子51a〜51lおよび整流素子52a〜5
2l,53a〜53fから成る３レベルインバータを示してい
る。なお、第２図のコンバータ・インバータにおける主
回路構成の詳細な説明は、上記した特許公開公報に記載
されているので省略する。
下、コンバータと称する）は、第２図（ａ）に示すよう
にスイッチング素子11a〜11hおよび整流素子12a〜12hか
ら成る３レベルコンバータを示している。また、コンバ
ータからの直流を交流に変換する多レベル電力変換器５
（以下、インバータと称する）は、第２図（ｂ）に示す
ようにスイッチング素子51a〜51lおよび整流素子52a〜5
2l,53a〜53fから成る３レベルインバータを示してい
る。なお、第２図のコンバータ・インバータにおける主
回路構成の詳細な説明は、上記した特許公開公報に記載
されているので省略する。
第１図において、コンバータ１の交流側には、変圧器
２を介して単相交流電源３が接続され、その直流側には
フィルタコンデンサ41,42を介してが接続され、さらに
インバータ側のフィルタコンデンサ43,44を介してイン
バータ５が接続され、さらにその交流側には負荷に相当
する電気車駆動用の誘導電動機６が接続される。ここ
で、フィルタコンデンサは、配線インピーダンスの影響
を軽減するために極力スイッチング素子に近く配置する
必要があるので、同図のようなコンバータ及びインバー
タに対して夫々別個に設ける。なお、同図に記載はない
が更なる配線インピーダンスの影響を軽減するために
は、コンバータ及びインバータの各相ごとにフィルタコ
ンデンサを分割して設けることがある。
２を介して単相交流電源３が接続され、その直流側には
フィルタコンデンサ41,42を介してが接続され、さらに
インバータ側のフィルタコンデンサ43,44を介してイン
バータ５が接続され、さらにその交流側には負荷に相当
する電気車駆動用の誘導電動機６が接続される。ここ
で、フィルタコンデンサは、配線インピーダンスの影響
を軽減するために極力スイッチング素子に近く配置する
必要があるので、同図のようなコンバータ及びインバー
タに対して夫々別個に設ける。なお、同図に記載はない
が更なる配線インピーダンスの影響を軽減するために
は、コンバータ及びインバータの各相ごとにフィルタコ
ンデンサを分割して設けることがある。
コンバータ１のスイッチング素子11a〜11hのオン，オ
フを制御する制御装置は次のように構成される。電圧検
出器71,72では中性点Z1から正側の直流電圧edpおよび中
性点Z1から負側の直流電圧ednを検出し、これを加算器8
1で加算し、直流電圧edを算出する。減産器82により直
流電圧指令値Ed＊と直流電圧edの偏差を算出し、電圧制
御器（AVR）83により交流電流実効値指令Is＊を算出す
る。加算器84では、交流電源の位相ωｔと位相指令値φ
＊を加算し、正弦波発生器（sin）85で基準正弦波を発
生し、乗酸器86で交流電流実効値指令Is＊と乗算を行
い、交流電流指令値is＊を算出する。
フを制御する制御装置は次のように構成される。電圧検
出器71,72では中性点Z1から正側の直流電圧edpおよび中
性点Z1から負側の直流電圧ednを検出し、これを加算器8
1で加算し、直流電圧edを算出する。減産器82により直
流電圧指令値Ed＊と直流電圧edの偏差を算出し、電圧制
御器（AVR）83により交流電流実効値指令Is＊を算出す
る。加算器84では、交流電源の位相ωｔと位相指令値φ
＊を加算し、正弦波発生器（sin）85で基準正弦波を発
生し、乗酸器86で交流電流実効値指令Is＊と乗算を行
い、交流電流指令値is＊を算出する。
減算器87では、交流電流指令値is＊と、電流検出器74
により検出した交流電流isとの偏差をとり、電流制御器
（ACR）88によって、変圧器インピーダンスの電圧降下
分の制御信号yetを得る。また、除算器89により、電圧
検出器73により検出した交流電圧esを直流電圧edで除算
し、交流電源電圧分の制御信号yesを得る。
により検出した交流電流isとの偏差をとり、電流制御器
（ACR）88によって、変圧器インピーダンスの電圧降下
分の制御信号yetを得る。また、除算器89により、電圧
検出器73により検出した交流電圧esを直流電圧edで除算
し、交流電源電圧分の制御信号yesを得る。
減算器90では、制御信号yesからyetを減算して変調波
信号ymを求める。
信号ymを求める。
また、減算器91で正側直流電圧edpから負側直流電圧e
dnを減算して直流電圧差分Δedを算出し、呈倍器92でゲ
インをかけ、リミッタ回路93で上限値以上、あるいは下
限以下にならないようにし、変調波補正信号振幅ΔYmを
得る。さらに、交流電流isから、極性判定器（sign）94
により、isが正の場合は１、負荷の場合は−１をとる極
性信号を発生し、乗算器95により変調波補正信号振幅Δ
Ymと乗算を行って変調波補正信号Δymを得る。減算器96
では変調波信号ymから変調波補正信号Δymを減算し、Ｕ
相の変調波ymuを得る。同様に、変調波信号ymの位相を
呈倍器97で反転し、Ｖ相の変調波ymvを得る。
dnを減算して直流電圧差分Δedを算出し、呈倍器92でゲ
インをかけ、リミッタ回路93で上限値以上、あるいは下
限以下にならないようにし、変調波補正信号振幅ΔYmを
得る。さらに、交流電流isから、極性判定器（sign）94
により、isが正の場合は１、負荷の場合は−１をとる極
性信号を発生し、乗算器95により変調波補正信号振幅Δ
Ymと乗算を行って変調波補正信号Δymを得る。減算器96
では変調波信号ymから変調波補正信号Δymを減算し、Ｕ
相の変調波ymuを得る。同様に、変調波信号ymの位相を
呈倍器97で反転し、Ｖ相の変調波ymvを得る。
Ｕ相の変調波ymuに基づき、PWM制御回路98によりパル
ス信号を発生し、コンバータ１のスイッチング素子11a
〜11dをオン・オフ制御する。同様にＶ相の変調波ymvに
基づき、PWM制御回路99によりパルス信号を発生し、コ
ンバータ１のスイッチング素子11a〜11hをオン・オフ制
御する。また、インバータ制御器100によりインバータ
の変調波を発生し、インバータのPWM制御器101によりパ
ルス信号を発生し、インバータ５のスイッチング素子51
a〜51lをオン・オフ制御する。
ス信号を発生し、コンバータ１のスイッチング素子11a
〜11dをオン・オフ制御する。同様にＶ相の変調波ymvに
基づき、PWM制御回路99によりパルス信号を発生し、コ
ンバータ１のスイッチング素子11a〜11hをオン・オフ制
御する。また、インバータ制御器100によりインバータ
の変調波を発生し、インバータのPWM制御器101によりパ
ルス信号を発生し、インバータ５のスイッチング素子51
a〜51lをオン・オフ制御する。
次に、第１図の実施例の動作を説明する。
正側直流電圧edpと負側直流電圧ednに差がない場合に
は、コンバータ１においては、直流電圧edがその指令値
Ed＊に等しくなるように、また力率がφ＊に一致するよ
うに制御される。また、インバータ５も、誘導電動機６
が所定の速度，トルクで回転するような電流immを出力
するように制御される。
は、コンバータ１においては、直流電圧edがその指令値
Ed＊に等しくなるように、また力率がφ＊に一致するよ
うに制御される。また、インバータ５も、誘導電動機６
が所定の速度，トルクで回転するような電流immを出力
するように制御される。
理想的には、コンバータ・インバータは上記のような
状態で運転を続けることができるが、実際には、主回路
のスイッチング素子の動作のばらつき、制御回路や検出
回路の信号の誤差などにより、出力電圧が正負どちらに
偏って出力され、正側直流電圧edpと負側直流電圧ednに
差が生じはじめる。このような場合には、コンバータ1,
インバータ５とも指令通りの電圧を出力できなくなり、
高調波や過電流，トルク脈動の発生などの問題が生じ
る。さらにこれを放置すると、正側直流電圧edp、ある
いは負側直流電圧ednが０まで減少し、PWM電力変換器と
しての動作が不可能となる。実際にはこのような状況に
なる前に第１図には図示しない保護回路により電力変換
器を停止する。このため、変換器の主回路、あるいは制
御回路に上記のような偏りが少しでも存在すると、運転
が不可能になる。
状態で運転を続けることができるが、実際には、主回路
のスイッチング素子の動作のばらつき、制御回路や検出
回路の信号の誤差などにより、出力電圧が正負どちらに
偏って出力され、正側直流電圧edpと負側直流電圧ednに
差が生じはじめる。このような場合には、コンバータ1,
インバータ５とも指令通りの電圧を出力できなくなり、
高調波や過電流，トルク脈動の発生などの問題が生じ
る。さらにこれを放置すると、正側直流電圧edp、ある
いは負側直流電圧ednが０まで減少し、PWM電力変換器と
しての動作が不可能となる。実際にはこのような状況に
なる前に第１図には図示しない保護回路により電力変換
器を停止する。このため、変換器の主回路、あるいは制
御回路に上記のような偏りが少しでも存在すると、運転
が不可能になる。
これまで既にコンバータおよびインバータ単体の中性
点電圧制御方式が検討されている。しかしながら、コン
バータ・インバータシステムにおいて、コンバータとイ
ンバータの中性点電圧制御を別々に行うことは、制御回
路が複雑になったり、制御用のソフトウェアのステップ
数が増大し演算実効時間が増加するなどの問題が生じ
る。
点電圧制御方式が検討されている。しかしながら、コン
バータ・インバータシステムにおいて、コンバータとイ
ンバータの中性点電圧制御を別々に行うことは、制御回
路が複雑になったり、制御用のソフトウェアのステップ
数が増大し演算実効時間が増加するなどの問題が生じ
る。
このような問題の解決のため、まず第１に、第１図の
ようにコンバータ１のフィルタコンデンサ41及び42の中
間電圧点Z1と、インバータ５のフィルタコンデンサ43及
び44の中間電圧点Z2とを電気的に接続する配線を設け
る。これにより、ごく小さな配線インピーダンスの影響
を除くと、マクロ的に視ればフィルタコンデンサ41と4
3,42と44の端子間電圧はそれぞれ等しくなり、コンバー
タかインバータのいずれか一方で中性点電圧制御を行え
ばよいことになる。
ようにコンバータ１のフィルタコンデンサ41及び42の中
間電圧点Z1と、インバータ５のフィルタコンデンサ43及
び44の中間電圧点Z2とを電気的に接続する配線を設け
る。これにより、ごく小さな配線インピーダンスの影響
を除くと、マクロ的に視ればフィルタコンデンサ41と4
3,42と44の端子間電圧はそれぞれ等しくなり、コンバー
タかインバータのいずれか一方で中性点電圧制御を行え
ばよいことになる。
第２に、コンバータ側に中性点電圧制御を行う手段を
設けた。インバータ側の中性点電圧制御では、速度の上
昇とともにパルス数が減少し、中性点電圧制御の効果が
小さくなるといった問題があるが、コンバータは常にほ
ぼ一定のパルス数で運転しており、全運転領域でほぼ一
定の効果が期待できる。
設けた。インバータ側の中性点電圧制御では、速度の上
昇とともにパルス数が減少し、中性点電圧制御の効果が
小さくなるといった問題があるが、コンバータは常にほ
ぼ一定のパルス数で運転しており、全運転領域でほぼ一
定の効果が期待できる。
第３図は、第１図の実施例における中性点電圧制御の
動作を示している。ここでは簡単のため、Ｕ相の正側パ
ルスと、正側のコンデンサ41の端子間電圧edpに着目し
て説明している。
動作を示している。ここでは簡単のため、Ｕ相の正側パ
ルスと、正側のコンデンサ41の端子間電圧edpに着目し
て説明している。
直流電圧差分Δedと交流電流isの極性の組み合わせに
より、４通りの動作が考えられるが、ここではその最上
段を例にとり説明を行う。
より、４通りの動作が考えられるが、ここではその最上
段を例にとり説明を行う。
フィルタコンデンサ41の端子間電圧edpが、フィルタ
コンデンサ42の端子間電圧ednよりも低い場合、減算器9
1によりこれらの差をとって算出する直流電圧差分Δed
は正の値となる。呈倍器92でこれにゲインＫをかけ、リ
ミッタ回路93を介し、変調波補正信号振幅ΔYmを出力す
るが、この場合ΔYmは正の値である。またここでは交流
電流isは負であるので、極性判定器94の出力は−１にな
る。従って、これらを乗算器95で乗算して算出する変調
波補正信号Δymは負である。Ｕ相の変調波ymuは、一般
に交流信号である変調波ymから、変調波補正信号Δymを
差し引いたものであるから、正側にバイアスされる。従
って、正側のパルスの幅が広くなり、フィルタコンデン
サ41の正側の端子が負荷に接続される時間が長くなる。
ここでいま、交流電流isは負であるから、上記の場合に
フィルタコンデンサ41から電流が流れ出ることになり、
フィルタコンデンサ41の電圧edpは減少（放電）する。
この様にして直流電圧edpとednの偏差を補正することが
できる。
コンデンサ42の端子間電圧ednよりも低い場合、減算器9
1によりこれらの差をとって算出する直流電圧差分Δed
は正の値となる。呈倍器92でこれにゲインＫをかけ、リ
ミッタ回路93を介し、変調波補正信号振幅ΔYmを出力す
るが、この場合ΔYmは正の値である。またここでは交流
電流isは負であるので、極性判定器94の出力は−１にな
る。従って、これらを乗算器95で乗算して算出する変調
波補正信号Δymは負である。Ｕ相の変調波ymuは、一般
に交流信号である変調波ymから、変調波補正信号Δymを
差し引いたものであるから、正側にバイアスされる。従
って、正側のパルスの幅が広くなり、フィルタコンデン
サ41の正側の端子が負荷に接続される時間が長くなる。
ここでいま、交流電流isは負であるから、上記の場合に
フィルタコンデンサ41から電流が流れ出ることになり、
フィルタコンデンサ41の電圧edpは減少（放電）する。
この様にして直流電圧edpとednの偏差を補正することが
できる。
また、第３図中の他の３ケースも、同様に直流電圧ed
pとendの偏差を低減するように動作し、第１図の実施例
での中性点電圧制御が適当に行えることがわかる。
pとendの偏差を低減するように動作し、第１図の実施例
での中性点電圧制御が適当に行えることがわかる。
上記では、極性判定器95の出力である極性信号を第４
図（ａ）に示す様な、1,−１の２値をとる矩形波として
説明をしてきた。しかしながらこの場合、交流電流isの
極性が変わるたびに極性信号が１から−１、あるいはそ
の逆に変化するので、Ｕ相の変調波ymuが不連続にな
り、高調波電流の発生が問題となる可能性がある。第４
図（ｂ）および（ｃ）は、この問題を解消するための極
性信号波形である。
図（ａ）に示す様な、1,−１の２値をとる矩形波として
説明をしてきた。しかしながらこの場合、交流電流isの
極性が変わるたびに極性信号が１から−１、あるいはそ
の逆に変化するので、Ｕ相の変調波ymuが不連続にな
り、高調波電流の発生が問題となる可能性がある。第４
図（ｂ）および（ｃ）は、この問題を解消するための極
性信号波形である。
第４図（ｂ）は、極性信号が瞬時ではなく、ある傾き
を持って変化するようにしている。これにより、変調波
の不連続的な瞬時の変化がなくなり、高次の高調波を大
幅に低減できると考えられる。この傾きを小さくすれば
するほど高調成は低減するが、その分中性点電圧制御の
効果は弱くなると考えられ、両者が並立するような設定
を行うことになる。また、上記傾きは一定でなくてもよ
く、たとえば折れ線状や、正弦波状に変化しても同様の
効果が得られる。
を持って変化するようにしている。これにより、変調波
の不連続的な瞬時の変化がなくなり、高次の高調波を大
幅に低減できると考えられる。この傾きを小さくすれば
するほど高調成は低減するが、その分中性点電圧制御の
効果は弱くなると考えられ、両者が並立するような設定
を行うことになる。また、上記傾きは一定でなくてもよ
く、たとえば折れ線状や、正弦波状に変化しても同様の
効果が得られる。
第４図（ｃ）は、極性信号が正弦波の場合である。基
本的には、この極性信号は電源電圧の周波数と一致する
ので、高調波を含まない。このため、中性点電圧制御を
行うことによる新たな高調波の発生を抑えることができ
る。
本的には、この極性信号は電源電圧の周波数と一致する
ので、高調波を含まない。このため、中性点電圧制御を
行うことによる新たな高調波の発生を抑えることができ
る。
上記では３レベルコンバータ・３レベルインバータシ
ステムを例に説明したが、他の多レベルコンダータ・イ
ンバータシステムにおいても、同様の技術を適用でき、
その効果も同様に得られる。
ステムを例に説明したが、他の多レベルコンダータ・イ
ンバータシステムにおいても、同様の技術を適用でき、
その効果も同様に得られる。
産業上の利用可能性 以上のように、本発明に係る発明は、多レベルコンバ
ータ・インバータシステムにおいて、中性点の電圧はコ
ンデンサを分割して生成するが、製品管理上、上記コン
デンサ分割を完全に均等化することは困難であり、それ
を補う点からも本発明の利用は十分にある。
ータ・インバータシステムにおいて、中性点の電圧はコ
ンデンサを分割して生成するが、製品管理上、上記コン
デンサ分割を完全に均等化することは困難であり、それ
を補う点からも本発明の利用は十分にある。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−194137（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−233537（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−75345（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−303380（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−298641（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48
Claims (5)
- 【請求項１】PWM制御により直流電圧を３レベル（正，
負,0）の交流電圧パルスに変換する３レベルPWM制御電
力変換器を少なくとも２台有して、正負の直流側同士が
接続されてなり、その第１の電力変換器の交流側には一
定周波数の交流電源が接続され、一方の第２の電力変換
器の交流側は可変周波数可変電圧が出力されてその出力
端には負荷が接続され、該第１と第２の電力変換器の直
流側には、配線インピーダンスの影響を軽減するように
前記各電力変換器に近接して夫々直列接続されたフィル
タコンデンサによりなる第１と第２の直流ステージ回路
が夫々接続されてなる多レベル電力変換装置において、
前記第１の直流ステージ回路と第２の直流ステージ回路
の中間電圧点を互いに接続すると共に、中間電圧点の電
圧制御を前記第１の電力変換器により行わせるようにし
たことを特徴とする多レベル電力変換装置。 - 【請求項２】請求項１において、前記第１の直流ステー
ジ回路及び第２の直流ステージ回路は、前記第１の電力
変換器及び第２の電力変換器の各相ごとに分割して設け
るようにしたことを特徴とする多レベル電力変換装置。 - 【請求項３】請求項１又は２において、前記第１の直流
ステージ回路の直流端の電圧を所定値に制御する電圧制
御手段と、該電圧制御手段から出力される信号を、前記
直流ステージ回路の中間電圧点の偏差検出信号で補正す
る補正手段と、該補正手段からの信号に基づいて前記第
１の電力変換器をPWM制御する手段を備えたことを特徴
とする多レベル電力変換装置。 - 【請求項４】請求項３において、前記電圧制御手段から
出力される信号を、前記直流ステージ回路の中間電圧点
の偏差検出信号で補正するところの補正信号は、前記第
１の電力変換器の交流電流の極性を判定する極性判定回
路の出力信号と前記偏差検出信号に基づき生成されるこ
とを特徴とする多レベル電力変換装置。 - 【請求項５】請求項４において、前記極性判定回路の出
力信号は、その出力波形が、矩形波、台形波、正弦波の
何れかとしたことを特徴とする多レベル電力変換装置。
Applications Claiming Priority (1)
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|---|---|---|---|
| PCT/JP1996/000022 WO1997025766A1 (fr) | 1996-01-10 | 1996-01-10 | Appareil de conversion de courant multiniveau |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP3248153B2 true JP3248153B2 (ja) | 2002-01-21 |
Family
ID=14152811
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52506497A Expired - Lifetime JP3248153B2 (ja) | 1996-01-10 | 1996-01-10 | 多レベル電力変換装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
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| JP (1) | JP3248153B2 (ja) |
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| AU (1) | AU713034B2 (ja) |
| WO (1) | WO1997025766A1 (ja) |
Cited By (1)
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-
1996
- 1996-01-10 EP EP96900425A patent/EP0874448A1/en not_active Withdrawn
- 1996-01-10 AU AU43998/96A patent/AU713034B2/en not_active Expired
- 1996-01-10 KR KR1019980705250A patent/KR19990077114A/ko not_active Application Discontinuation
- 1996-01-10 JP JP52506497A patent/JP3248153B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1996-01-10 WO PCT/JP1996/000022 patent/WO1997025766A1/ja not_active Application Discontinuation
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|---|---|
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| EP0874448A1 (en) | 1998-10-28 |
| AU713034B2 (en) | 1999-11-18 |
| WO1997025766A1 (fr) | 1997-07-17 |
| KR19990077114A (ko) | 1999-10-25 |
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