JPH0446582A - 交流サーボモータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流サーボモータの制′御装置に係り、また
簡単な切り換えにより、誘導電動機（以下、ＩＭと称す
る）又は同期電動機（以下、ＳＭと称する）の双方の制
御に適用できる制御装置に関する。

（従来の技術〕 従来、交流サーボモータの制御装置としては、適用され
るＩＭ又はＳＭに合わせて最適なシステムを構成するの
が一般的であった。

ところが、その制御装置を構成する多くの要素は、ＩＭ
とＳＭのいずれのモータにも適用できることから、簡単
な切換えによりＩＭ又はＳＭの双方に適用できるように
、共用化した制御装置が提案されている（特願昭６３−
１８１８３９号）。

これによれば、制御装置の設計及び製作が共通化できる
ため、設計の工数を低減できるとともに、製作の効率を
向上させて、コストの低減を図ることができるという利
点がある。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、上記従来の制御装置の共用化は、磁束位置検出
（制御）手段の共用化について十分な配慮がなされてい
ないという問題があった。特に磁束位置検出に係るＩＭ
やＳＭの回転検出器（回転エンコーダ）の１回転当りの
出力パルスが異なる場合には、それに合わせて設計、ｍ
作段階から対応しなければならないという問題があった
。

また、ＩＭ又は８Ｍ専用の制御装置をマイコン等により
実現するに当り、制御の精度及び応答速度の向上につい
て十分な配慮がなされていないという問題があった。

本発明の第１の目的は、簡単な切換えのみで、ＩＭとＳ
Ｍに共用できる交流サーボモータの制御装置を提供する
ことにある。

また、本発明の第２の目的は、ＩＭ又はＳＭの制御装置
をマイクロコンピュータにより実現するに当り、−層制
御の応答速度を向上させて制御精度の良い交流サーボモ
ータの制御装置を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、上記第１の目的を達成するため、制御対象の
交流モータに取り付けられた回転検出器から入力される
パルスに基づいて交流モータの速度を検出する速度検出
手段と、前記パルスをアシプダウンカウンタにより計数
して前記交流モータの磁束位置を検出する磁束位置検出
手段と、前記検出速度と与えられる速度指令との偏差を
入力とし、この偏差に応じたｑ軸電流指令を出力する速
度制御手段と、このｑ軸電流指令を入力としｑ軸電圧指
令を生成して出力するｑ軸電流制御手段と。

前記検出速度を入力としこれに応じたｄ軸電流指令と磁
束の大きさとを出力するｄ軸電流指令発生手段と、この
ｄ軸電流指令とｄ軸電流零指令の一方を選択する切り換
え手段と、この切り換え手段を介して前記ｄ軸電流指令
又はｄ軸電流零指令を入力とし、この入力指令に応じた
ｄ軸電圧指令を生成して出力するｄ軸電流制御手段と、
前記ｑ軸電圧指令と前記ｄ軸電圧指令と前記検出磁束位
置を入力とし前記交流モータに印加すべき電圧ベクトル
の組合せを選択し、この選択に基づいて前記交流モータ
を駒動するインバータのゲート信号を生成して出力する
ＰＷＭ制御手段と、前記交流モータの検出電流と前記検
出磁束位置とを入力としこの検出電流をｑ軸とｄ軸の検
出電流に変換して前記ｑ軸と前記ｄ軸の各電流制御手段
に負帰還する検出電流相変換手段と、前記磁束の大きさ
と前記ｑ軸電流指令とを入力としてすべり速度を求め、
このすへり速度に相当する磁束位置の回転角を求めるす
べり回転角演算手段と、このすべり回転角を前記検出磁
束位置に選択的に加算する切り換え手段とを備えてなる
交流サーボモータの制御装置としたのである。

また、本発明は、上記第２の目的を達成するため、制御
対象の交流モータの検出速度を与えられる速度指令に一
致させるべく、前記交流モータのｑ軸電流指令とｄ軸電
流指令を求め、これらの電流指令に基づいてＰＷＭ制御
によりインバータが発生すべき電圧ベクトルの組合せと
時間幅からなるＰＷＭデータを求め、このＰＷＭデータ
を前記インバータのゲート信号を生成するＰＷＭ信号発
生手段に出力する速度制御手段と、前記交流モータの検
出電流をｑ軸成分とｄ軸成分とに変換して前記（１軸電
流指令とｄ軸電流指令とをそれぞれ補正する電流制御手
段とを含んでなる交流サーボモータの制御装置を、汎用
マイクロプロセッサを用いてなるホストマイクロコンピ
ュータと、デジタルシグナルプロセッサを用いてなるス
レーブマイクロコンピュータとを含んで構成し、前記ス
レーブマイクロコンピュータは前記速度制御手段と前記
電流制御手段にかかる制御演算を行うものとし、前記ホ
ストマイクロコンピュータは該制御演算に必要な検出速
度と速度指令等の測定データのサンプリングと、前記１
）　Ｗ　Ｍデータを前記ＰＷＭ信号発生手段に出力する
ことを行うものとしたことを特徴とする。

〔作用〕

このように構成されることがら、本発明によれば次の作
用により、前記目的が達成される。

まず、速度検出手段と磁極位置検出手段はＩＭとＳＭと
もに必要なものであり、共用できる。

また、速度偏差にもとづいてｑ軸電流を制御して速度を
制御する点についてもＩＭ、ＳＭ共に同しであり、ｑ軸
電流指令を生成する速度制御手段は共用できる。

これに対し、ｄ軸電流は磁束成分であることがら、ＩＭ
の場合は一定の磁束電流成分として常に与えなければな
らないが、ＳＭの場合は磁束は回転子の永久磁石等によ
って与えられるから必ずしも与えなくてよい。そこで、
ｄ軸電流指令発生手段はＩＭ専用とし、切換手段により
ＳＭの場合は指令値を零にすることで共用できる。

このようにして設定されたｄ＋　ｑ軸電流指令に基づい
て、インバータの出力電圧を制御するＰＷＭ制御手段は
、ＩＭ、ＳＭ共に同じであるから、全く共用できる。

また、モータ電流をフィードバックして前記ｄ。

ｑ軸電流指令を補正制御する電流制御系は、ＩＭ。

ＳＭ共に同じであるから全く共用できる。但し、モータ
検出電流をｄ＋　ｑ軸電流成分に変換する場合、モータ
の磁束位置が必要となり、特にＩＭの場合は回転子のす
べりを考慮して検出磁束位置を補正してやらなければな
らない。そこで、すベリ回転角演算手段により求められ
たすベリ回転角を、検出磁束位置に加算する。この加算
は切換手段により選択できるので、ＳＭの場合は加算し
ないようにすればよい。

なお、前記交流モータが同期電動機の場合に、この同期
電動機に取り付けられた磁極位置検出器から入力される
特定の磁極位置を表す信号に基づいて前記アップダウン
カウンタの計数値を修正する磁極位置検出回路を設け、
この磁極位置検出回路が切り換え手段により選択的に前
記アップダウンカウンタに接続可能にすることが望まし
い。これによれば、検出磁束位置の精度を向上させて、
適切なＳＭの制御が可能になる。

また、前記磁束位置検出手段に、前記アップダウンカウ
ンタの計数値に前記回転検出器から１回転当りに出力さ
れるパルス数を３６０°に対応させる変換係数を乗する
回転角変換手段を設けることが望ましい。これによれば
、回転検出器の種類が異なって、１回転当りのパルス数
が異なったとしても、係数を変えるだけで簡単に適応で
きる。

一方、本発明の他の発明によれば、制御演算をデジタル
シグナルプロセッサからなるスレーブマイクロコンピュ
ータにより行うように役割を分担させたことから、汎用
のマイクロプロセッサ単独で構成するよりも演算速度が
速くなり、応答速度及び制御精度が向上する。

その場合において、前記制御演算のサンプリング周期は
、前記電流制御手段にかかるＡＣＲサンプリング周期を
基準にして、前記ＰＷＭ制御にかかるキャリア周期と前
記速度制御手段にかかるＡＳＲサンプリング周期をそれ
ぞれ松数倍に設定することが望ましい。すなわち、ＡＳ
Ｒ制御のサンプリング周期が長くなるが、モータの速度
変動は電流変動に比べて緩慢であることから、ＡＳＲに
係る演算処理を軽減し、かつそれに必要なデータの取り
込み、転送時間が短縮可能なので、ＡＣＲの制御演算周
期（サンプリング周期）がより高速化できるので、−層
応答速度及び精度を向上できる。

その場合、前記ホストマイクロコンピュータと前記スレ
ーブマイクロコンピュータ相互間のデータ伝送は、前記
速度制御手段にかかる測定データを除いて前記ＡＣＲサ
ンプリング周期ごとに行うものとし、前記速度制御手段
にかかる制御演算は前記整数分の１に分割して前記ＡＣ
Ｒサンプリング周期ごとに実行し、該分割された制御演
算の内容に必要な測定データを前記ホストマイクロコン
ピュータから前記ＡＣＲサンプリング周期ごとに前記整
数分の１に分割して伝送することが望ましい。

また、前記ＰＷＭ信号発生手段は、前記ＡＣＲサンプリ
ング周期の２倍のキャリア周期ごとにリセットされるタ
イマと一対のレジスタと一対の比較器とを各相ごとに有
してなり、前記ＰＷＭデータは前記インバータ各相のス
イッチング素子をオンさせる時間幅を前記キャリア周期
の起点から規定してなる各相一対の時間データからなり
、該各一対のデータは前記タイマのリセットごとに前記
レジスタに転送される構成とすることができる。

なお、時間データの転送を、各一対のデータのうち小さ
い時間データは前記タイマのリセット・ごとに前記レジ
スタに転送するものとされ、また前記各一対の時間デー
タのうち大きい時間データは前記ＡＣＲサンプリング周
期ごとに当該時間データが転送時の前記タイマの値より
も大きいときに実行することも可能であり、これによれ
ば、制御精度及び応答速度が一層向上する。

また、本地の発明を前記ＩＭ／ＳＭ共用の制御装置に適
用することができ、これによればＩＭ／ＳＭ共用制御装
置の応答速度及び制御精度を向上させることができる。

〔実施例〕

以下、本発明を実施例に基づいて説明する。

第１図に本発明に係る一実施例の交流サーボモータの制
御装置を含んでなる交流サーボモータ駆動制御システム
全体の機能構成図を示す。図において、交流サーボモー
タ１はインバータ２から供給される可変周波数、可変電
圧の交流によって、所望の速度で駆動されるようになっ
ている。インバータ２は制御ボード１０１から与えられ
るＰＷＭゲートパルスに従ってスイッチング駆動され、
入力直流電力３を所定周波数、所定電圧の交流に変換し
て出力するものである。ここで、制御ボード１０１が本
発明に係る制御装置に対応し、交流サーボモータ１には
ＩＭ又はＳＭが適用可能である。なお、第１図はＩＭに
適用する場合の切換状態を示しているが、後述するよう
に簡単な切換えで、ＳＭにもそのまま適用できる。

本実施例における交流サーボモータ１（以下。

単にモータと称する）の制御は、基本的にモータ１の速
度を所望値に可変制御するもので、そのためにモータ１
の実際の速度を検出し、これと速度指令値との偏差を零
にすべくモータ電流を制御する。このモータ電流を制御
するにあたり、モータ電流をｄ軸成分とｑ軸成分に分け
、それらに応じて電圧ベクトルを選択してインバータ２
を駆動するもので、そのために、モータ１の磁束位置を
検出し、これに合わせてｄｒ　ｑ軸の電流成分を制御す
るようにしている。以下、詳細に説明する。

モータ１の軸に取付けられた回転エンコーダ４は、モー
タ１の回転位置変化に応じてパルスを発生するもので、
モータ１の１回転当り一定数Ｐｒのパルスを出力するよ
うになっている。この、ペルスはアップダウン（Ｕ／Ｄ
）カウンタ７と速度検出手段１３に入力されており、速
度検出手段１３はパルスの数と時間幅からモータ１の速
度ωｒを検出している。

モータ１の速度指令０１本は上位の制御装置等の速度指
令手段１４から制御ボードに与えられる。

この速度指令ωｒ＊は加算器に入力され、ここにおいて
、前記検出された速度検出値ωｒとの偏差が求められる
。この速度偏差は速度制御手段１５に入力され、ここに
おいてその偏差を零にするための回転磁束φと直交する
ｑ軸電流成分のｑ軸電流指令■Ｑ＊が生成される。

一方、ＩＭの場合は磁束φを生成するためのｄ軸電流成
分が必要であり、このｄ軸電流指令ＩＩｉはｄ軸電流指
令発生手段１６により生成され、切換スイッチ１７を介
して出力される。この切換スイッチ１７はＩＭとＳＭに
応じて切換えるためのものであり、ＳＭの場合の磁束φ
は回転子の永久磁石により与えられるので、ｄ軸電流指
令ＩＤ率は零でよいことから、ＳＭに適用する場合は切
換スイッチ１７を接地側に切換えて用いる。

ここで、第２図にｄ軸電流指令発生手段１６の詳細構成
図を示す。図示のように、同手段１６は磁束指令発生手
段１６ａと、磁束制御手段１６ｂと、磁束演算手段１６
ｃを含んでなる。磁束指令発生手段１６ａは速度検出手
段１３により検出された検出速度ωｒを人力とし、予め
設定された関数に基づいて対応する磁束指令φ車を出力
するようになっている。その磁束指令は磁束制御手段１
．６　ｂに入力され、ここにおいてｄ軸電流指令ＩＤ率
が生成され、前記切換スイッチ１７しこ出力される。

一方、磁束演算手段１６ｃは次式（１）に基づいで、磁
束φを求め、前記磁束制御手段＋６ｂの入力倶１にネガ
ティブフィードバックするとともに、す八り演算手段２
２に出力する。なお、（１）式で、■、はＴＭの励磁イ
ンダクタンス、′Ｉ゛２はＩＭの２次時定数、Ｓはラプ
ラス演算子である。

なお、上記例で、ｄ軸電流指令ＩＤ率を速度ωｒに応じ
て変えるようにしたが、トルクに応して変えるようにし
てもよく、また、両方を併用することもできる。さらに
、ＩＤ本を一定値にしてもよい。

このようにして設定されたｑ軸電流指令ＩＱ本とｄ軸電
流指令ＩＤ本は、それぞれ加算器１８゜１９を介してｑ
軸電流制御手段２８とｄ軸電流制御手段２９に入力され
る。加算器１８と１９にはそれぞれモータ１に流れる電
流を検出し、これをｄ＋　ｑ軸成分に変換した検出電流
ＩＱとＩＤが負帰還されている。したがって、各軸の電
流制御手段２８．２９は、指令と検出値の偏差に応じて
動作し、それぞれｑ軸電圧指令ｖＱ本とｄ軸電圧指令Ｖ
Ｄ本とを生成して、ＰＷＭ制御手段３０に出力する。

ここで、電流指令ＩＱ＊、ＩＤ＊をモータ１の磁束位Ｉ
Ｑに合わせるとともに、フィードバックする検出電流Ｉ
ｕ”ｗについても、磁束位置０に応じてＩＱ、ＩＤに直
流変換しなければならない。

そこで、次に磁束位置検出と検出電流の変換について詳
細に説明する。

まず、モータ１の各相の検出電流Ｉｕ、　Ｉｖ。

Ｉｗからｑ軸とｄ軸の検出電流ＩＱとＩＤへ変換する手
順を説明する。３相電流Ｉｕ〜ＩｗをホールＣＴ等の電
流検出手段２４と２５によりアナログ量として検出し、
これを制御ボード１０１に設けたＡ／Ｄ変換器２６でデ
ジタル量に変換する。次に、３／２相変換手段２７にお
いて、次式（２）　、　（３）に基づいて２相電流工＾
、ＩＱに変換し、さらに式（４）に基づいて、ＩＱとＩ
Ｄに変換する。

Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０ ・・・・・・（３） なお、式（３）を用いることにより、第１図に示したよ
うに、１相分（Ｉｖ）の電流検出を省略できる。

上記の式（４）の演算で用いるｓｉｎθ、ＱＯＢθのθ
はモータ１の磁束位置であり、次に述べる手順で検出す
る。また５ｉｎＯとｃｏｓθの演算に要する時間を短縮
するため、θをアドレスとしてｓｉｎθとＣＯ５θの値
を格納したｓｉｎθ／ｃｏｓＯテーブル９を設けている
。そして、３／２相変換手段２７は検出された磁束位置
θに対応させてｓ　ｉ　ｎ　Ｏ／　ｃ　ｏ　ｓθテーブ
ル９から読出すｓｉｎθとｃｏｓθの値を用いて、上記
式（４）の演算を行うようになっている。

まず、Ｕ／Ｄカウンタ７は入力パルスを計数して、回転
子の回転位置変化を検出し、これにより磁束位置を検出
する。Ｕ／Ｄカウンタ７はモータ１の正転、逆転に応じ
てアップ、ダウン動作し。

また基準位Ｍ（通常は１回転）ごとにリセットされるよ
うになっている。したがって、Ｕ／Ｄカウンタ７の計数
値Ｐｃはモータ１の１回転（３６０°）の回転位置に相
当する値となる。しかし、回転エンコーダ４には、１回
転当りの出力パルス数Ｐｒの異なるものが用いられるこ
とがあるから、Ｕ／Ｄカウンタ７の計数値を常に回転角
度Ｍ（例えば３６０’）に対応させた磁束位置θとして
、検出しなければならない。この対応づけは、回転角度
変換手段Ａ８により計数値ＰＣに変換係数Ｋ、を乗する
ことにより行われる。この係数に１は次式（５）を満足
するように設定されろとともに、変更可能にされている
。

ところで、上記のようにしてＵ／Ｄカウンタ７により検
出される磁束位置θは、ＩＭの場合は初期値零″でよい
が、ＳＭの場合は永久磁石等からなる回転子磁極の位置
に合わせなければならない。これについては後で説明す
る。

一方、５ｉｎＯ又はｃｏｓθのテーブルに必要なエリア
数Ｎは、Ｎ＝２ｎ（但し、ｎは整数）であり、ｎが大き
いほど（Ｏのピッチが小さいほど）計算精度が向上する
。また、０＝ａ〜３６０°まで全範囲にわたるテーブル
としてもよいが、テーブルが膨大となるので好ましくな
い。そこで、Ｓｉｎθ又はｃｏｓ　Ｏの対称性を利用し
、θ＝０〜３６０°を１７２又は１／４に分割した１つ
の範囲をテーブルとし、他の範囲は読出しアドレスを変
換することにより、実質的に全範囲のテーブルを持った
のと同一にできる。本実施例では、第３図に示すように
、θ＝Ｏ〜３６０＠の範囲を９０ごとに区切って４つの
モードＭＤＩ〜ＭＤ４を設定した。そして、ｓ　ｉ　ｎ
　Ｏ／　ｃ　ｏ　ｓθテーブル９は第４図に示すように
、それぞれエリア数Ｎをθ＝Ｏ〜９０°に割り付けてｓ
ｉｎθとｃｏｓＯのテーブルを形成するとともに、モー
ド分はアドレス変換手段１０により、入力される磁束位
置Ｏの値がどのモードＭＤＩ〜ＭＤ４に属するか識別し
、属するモードに応じてアドレス順を反転したり、ｓｉ
ｎθ又はｃｏｓＯの符号を反転させて読み出させるよう
になっている。

このように読出されたｓｉｎθとｃｏｓａを用い、前記
３／２相変換手段２７は、次式に示す演算により、それ
ぞれ検出電流をＩＱとＩＤに変換する。

ところで、ＩＭの場合の磁束位置制御には、すベリを考
慮しなければならない。そこで、第１図に示したように
、すべり演算手段２２はｄ軸電流指令発生手段１６から
出力される磁束φと、速度制御手段１５から出力される
ｑ軸電流指令ＩＱ＊とから、次式（６）によりすべり速
度指令０５本を求める。

このようにして求めたすベリ速度指令ωＳ本を回転角変
換手段Ｂ２３において回転する角度Ｏ８に変換し、切換
スイッチ２０を介して、加算器２１により前記検出され
た磁束位置θにθＳを加算する。これにより、すべりω
Ｓを考慮した磁束位置による制御がなされる。なお、上
記ωＳ＊の単位は回転数とし、回転角変換Ｂ２３の変換
係数に２は、次式（７）を満たすように設定される。

なお、Ｍは前記式（５）と同じ次元とする。

上述のようにしてすべりを考慮して求めた磁束位置Ｏを
基準にして、３／２相変換手段２７において検出電流Ｉ
ｖ〜Ｗはｑ、ｄ軸電流ＩＱ、ＩＤに変換され、これがｑ
、ｄ＊ｔｌｌ電流指令Ｉ　Ｑ＊。

ＩＤ本のフィードバック量として加算器１８゜１９に与
えられる。前記ｑｒｄ軸電流制御手段２８．２９は加算
器１８．１９から出力される電流の偏差に応じて作動さ
れ、その偏差を零にするに必要なｑ＋ｄ軸電圧指令ＶＱ
＊、ＶＤ＊を生成して、Ｉ）　Ｗ　Ｍ制御手段３０に出
力する。このＰＷＭ制御手段３０は、周知のパルス幅変
調（ＰＷＭ）方式により、電圧指令ＩＱ＊、ＩＤ＊に応
じた電圧ベクトルを選択するとともに、その電圧ベクト
ルの出力時間幅を決定し、これらに基づいてインバータ
２の各スイッチング素子のゲート信号を生成して出力す
るようになっている。その詳細機能について次に説明す
る。

第５図に、ＰＷＭ制御手段３ｏの詳細梢戊図を示す。同
図はＵ相電圧分のみ記載しているが、他の■、Ｗ相につ
いても同様である。図示のように、印加電圧発生手段３
０ａ、ベクトル時間変換手段３０ｂ、レジスタ変換手段
３０ｃ、ＰＷＭ信号発生手段３０ｄ、ゲート回路３０ｅ
を有して形成されている。印加電圧発生手段３０ａは入
力される■Ｑ＊と■Ｄ車に基づき、次式（８）により、
モータ１のＵ相に加えるべき電圧ＶＴυとその位相δを
求めて出力する。

Ｖｔυ＝　　ｌ　　Ｖ　Ｄ＊　ｌ　ｓｉｎδ＋　ＩＶＱ
”１ｃｏｓδこの（８）式に係るベクトル図を第６図（
ｂ）に示す。また、同図（ａ）は、モータ１の各相の誘
起電圧ｅｏｕ、　ｅｏｖ、　ｅｏｗとモータ電流工、と
端子電圧ＶＴＵのベクトル関係を示したものである。

同図（ｂ）に示したように、トルク指令に係るｑ軸電圧
指令■Ｑ＊に対し、９０°遅れた位置に磁束φ１があり
、この位置が前記θに一致する。また、インバータ２に
加えるべき磁束φ２の位相αはα＝（θ＋δ）の位置に
なる。したがって、磁束φ２に対し９０６進んだ位相で
電圧Ｖｔｕがモータ１のＵ相に印加されるように、イン
バータ２のスイッチング素子の通流幅を制御する。この
制御は、ベクトル時間変換手段３０ｂにより実行される
。

ここで、３相ブリツジ構成のインバータ２が発生し得る
電圧ベクトルと、その電圧ベクトルを組み合せて所望の
電圧ベクトルＶＴＵを発生させる方式については周知の
技術であるが、第７図と第８図を用いて説明する。第７
図（ａ）に示すように、インバータ２は上下各３個の対
アームにスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚを有
してなる。

いま、スイッチング素子Ｕがオンで、スイッチング素子
ｖ、Ｗがオフとすると、対アームの各スイッチング素子
Ｘ、Ｙ、Ｚはそれぞれ相補的にオフ、オン、オンに動作
される。このとき、モータ１に流れる電流はＵ端子から
流入して■とＷ端子から流出するものとなり、これによ
りモータ１に発生する電圧ベクトルを■１とし、Ｖｌ　
（１００）と表記する。なお（）内の“ｌ”、“′０”
はスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗの“オン”オフ″に対応
する。同様にして、スイッチング素子Ｕ、Ｖ。

Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚのオン、オフ組合せを変化させると、第
７図（ｂ）に示すように、６０°づつの位相差をもつ６
個の電圧ベクトルｖ１〜■６及び２つの零ベクトルＶｏ
、Ｖ、が得られる。そして。

前記電圧ベクトルｖＴυを発生させるには、第７図（ｃ
）に示したように、Ｖｌ　（１００）と■２（１１０）
を組合せればよいのである。また、どの電圧ベクトルを
組合せれば所望の位相を有する電圧ベクトルを合成でき
るかは、第７図（ｂ）に示すモード１〜６のように、α
によって定まってくる。例えば、α＝Ｏ〜６０°の区間
では■１と■２を組み合わせればよい。この具体例をさ
らに第８図で説明する。第８図は磁束φ２が位相αのと
きに、電圧ベクトルＶ１とｖ２をどのように選択して出
力するかを示したもので、ｖｌの出力時間幅ベクトルを
Ｖｉとし、■２の出力時間幅ベクトルをＶｊとして表わ
している。すなわち、ｖｌとＶｊの時間幅を調整するこ
とによって電圧ベクトルＶｉと■２の大きさを変える概
念を示している。このＶｉとＶｊは次式（９）により求
めることができる。このとき、５ｉｎ（６０〜α）の値
はｓｉａ／ｃｏｓＯテーブル９から求める。なお、ＶＺ
は零ベクトルＶｏ、Ｖ７であり、ＴｃはＰＭＷのキャリ
ア周期である。

Ｖｉ＝ＶＴｕＸＫｖＸｓｉｒｉ　（６０−ａ）、Ｖｊ　
＝ｖｒｕＸＫｖＸ　Ｓ　１　ｎ　αＶｚ　＝Ｔｃ−２（
Ｖｉ−Ｖｊ）　　　・−（９）また、定数Ｋｖは、α＝
０のときにモータ１が要求する最大電圧ＶＴＵであった
とき、キャリア周期Ｔｃの１７２にＶｉが等しくなるよ
うに設定する。

このようにして求められたＶｉ、Ｖｊはレジスタ変換手
段３０ｃに入力され、ＰＷＭ信号を発生するためのＰＷ
Ｍ信号発生手段３０ｄの各レジスタに格納する時間デー
タに変換する。ここで説明のため、ＰＷＭ信号発生手段
３０ｄを第５図及び第９図に示したタイムチャートに沿
って先に説明する。第５図に示すように、ＰＷＭ信号発
生手段３０ｄはＵ相、■相、Ｗ相の各−空間ベクトル部
３０１．３０２，３０３に分けられている。それらの各
空間ベクトル部はそれぞれ同様の構成になっていること
から、Ｕ相空間ベクトル部３０］を基準にして説明する
。Ｕ相空間ベクトル部３０１はタイマＵと、レジスタＵ
ＲＥＧＡと、レジスタＵＲＥＧＢと、比較器Ａ、Ｂを含
んでなる。各空間ベクトル部３．０１〜３０３のタイマ
Ｕ、Ｖ、Ｗはそれぞれ同期してセット、リセットされ、
そのタイミングは前記キャリア周期Ｔｃに同期されてい
る。比較器Ａ、ＢはそれぞれレジスタＵＲＥＧＡとＵＲ
ＥＧＢの時間データとタイマＵの内容が一致したときに
Ｉ］″ｌ　、　１１１．　Ｉ＋高出力反転するように動
作するコンベアマツチ型のものであり、それぞれの出力
が比較信号Ｕ１．．Ｕ２　（Ｖｌ、Ｖ２゜Ｗｌ、Ｗ、２
）としてゲート回路３０ｅに出力する。

ゲート回路３０ｅは例えば比較信号ｔＪ１．Ｕ２のＥＮ
ＯＲ論理処理によりＰＷＭ信号Ｕを生成して出力する。

同様にＰＷＭ信号Ｖ、Ｗが生成出力されどともに、それ
らの反転信号ｘ、ｙ、ｚがインバータ２の各スイッチン
グ素子に出力される。つまり、レジスタＵＲＥＧＡ、Ｂ
とＶＲＥＧＡ、Ｂと、ＷＲＥＧＡ、Ｂに格納される時間
データによってゲートパルス幅が決定される。そこで、
前記レジスタ変換手段３０ｃは時間ベクトル■ｉ。

ｖｊに基づき、次式（１０）に従って各レジスタに格納
する時間データを求め、それらに対応するレジスタに順
次格納する。

ＵＲＥＧＢ＝Ｒ○。

ＶＲＥＧＢ＝ＲＯ＋Ｖｉ。

ＷＲＥＧＢ＝ＲＯ＋Ｖｉ＋Ｖｊ。

ＷＲＥＧＡ＝Ｒ○＋Ｖｉ＋Ｖｊ＋ＲＯ。

ＶＲＥＧＡ＝ＲＯ＋Ｖｉ＋Ｖｊ＋ＲＯ＋Ｖｌ。

ＵＲＥＧＡ＝ＲＯ＋Ｖｉ＋Ｖｊ＋ＲＯ＋Ｖｉ＋Ｄｉ・・
・（１０） ここで、ＲＯはオフセット値であり、演算結果がＴ　ｃ
　／　２以上ならない値に調整して決定される。

また、Ｂ側のレジスタ群の演算結果がＡ側のレジスタ群
より短くなるように選択される。さらに、Ｂ側しジスタ
群の計算は、始めにオフセットＲＯを加えた後に、Ｖｉ
又はｖｊを加算する。Ａ側しジスタの計算では、それぞ
れＢ側しジスタの値にオフセットＲＯを加えてから、Ｖ
ｉ又はｖｊを加算する。このようにすることにより、結
果的に（９）式のＶｚを求める必要がなくなる。なお、
各レジスタＵＲＥＧＡ、Ｂ等の書き換えは、それぞれの
タイマＵ、Ｖ、Ｗ、がクリヤされたタイミングで行うよ
うにする。第８図に示した例の場合についていうと、Δ
印がオフセットＲＯの期間は、Ｖｏ　（０００）とＶ７
（１１１）を選ンテおり、ＶｉがＶｌ　（１００）ベク
トルを、ｖｊが■２（１１０）ベクトルを選択され、残
りがＶｏ　（０００）ベクトルを選んだ結果を表わす。

第９図はこの状態のタイムチャートであり、第９図で使
用計算式（９）式と記しである行のＲＯ，Ｖｉ。

Ｖ　Ｊ、　ＲＯ、Ｖ　ｊ＋　Ｖ　ｉ＋　Ｖ　ｚは、それ
らノヘクトルを選択している時間を表わしている。ＰＷ
ＭＵ、ＰＷＭＶ、ＰＷＭＷ信号を縦に沿ッテ見ルト。

上記ベクトルと一致しており、それぞれ（０００）（１
００）、（１１０）、（１１１）、（１１０）、（１０
０）、（０００）となる。

このようにして形成されたＩ）ＷＭ信号Ｕ、Ｖ。

Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚは増幅処理されて、インバータ２の各ス
イッチング素子のゲートに印加され、ＩＭであるモータ
１を速度指令ωｒ木に一致させて陣動するに必要な可変
周波数、可変電圧の交流かモータ１に出力される。

一方、モータ１がＳＭの場合には、以下に述へるように
切換スイッチ１２．１７．２０をＳＭ側に切換えること
により、簡単に対応できる。ＳＭとＩＭの速度制御にお
いて、速度指令ωｒ＊と検出速度ωｒの偏差を零にする
あたり、モータ電流をｄ、ｑ軸の各成分に分けて制御す
る点、そのｄ。

ｑ軸電流に応じてＰＷＭ制御により電圧ベクトルを選択
する点、またモータ電流をフィードバックしてｄ、ｑ！
１ｌｌｌ電流に変換する際と前記電圧ベクｌ−ルを選択
する際に、モータの磁束位置に対応させる必要がある点
等、共通の制御処理がある。反面ＩＭとＳＭの基本的な
構成の違いから、ＳＭの場合は（１）回転子の磁極位置
から磁束位置θが機械的に定まるから、制御に用いる磁
束位置Ｏは回転子の磁極位置に合わせなければならない
こと、（２）回転磁束と回転子の回転は同期しており、
すべりがないから、磁束位置Ｏに関してＩＭのようにす
べりを考慮する必要がないこと、（３）ｄ軸電流成分は
ＩＭの場合、モータの磁束を作るものであるが、ＳＭの
磁束は回転子の永久磁石等により与えられるので、ｄ！
１ｉｌｌｌ電流指令は零でよいこと等が、ＩＭの場合と
異なる。そこで、上記（２）と（３）については、第１
図の切換スイッチ２゜と１７を接地側に切換えることに
より、ｄＩＩＩＩｆｆｌ流指令ＩＤ木を零にするととも
に、すべり速度ωＳ木による補正を零にするようにして
いる。また、上記（１）については、第１図の切換スイ
ッチに１２を磁極位置検出回路６側に切換え１次に述べ
るように、磁極位置を検出してＵ／Ｄカウンタ７の内容
を補正するようにしている。

磁極位置検出回路６は、第１０図に示す構成とされ、磁
極位置検出器５からの出力信号φＵ、φＶ。

φ豐に応じて動作するようになっている。

磁極位置検出器５は磁極位置がモータｌの位置に一致さ
れた回転子を有し、この回転子の回転を電磁的に検出し
て、第１１図に示す矩形波の出力信号φυ、φＶ、φＷ
を出力するようになっている、それらの信号は１８０゜
ごとに反転するもので。

また１２０°ずつ位置がずれた関係になっている。

そこで、φＵ〜φ豐の“Ｈ”レベルと“Ｌ”レベルを“
１”と１１０”に対応づけ、それらによる３ビツトのア
ドレスを考えると、６０°ごとの６個のアドレスが得ら
れる。いま、Ｕ相を基準とし、ＲＯＭ６ａの上記アドレ
スの各エリアに磁束位置θに相当する計数値Ｐｃｏ＝Ｐ
ｃ、を予め書き込んでおく。そして、読出し／書込み（
Ｒ／Ｗ）制御手段６ｂにより、φＵ〜φＷに基づいて６
０°ごとにＲ／Ｗ信号をＲＯＭ６ａとＵ／Ｄカウンタ７
に出力させる。これにより、Ｕ／Ｄカウンタ７の計数値
Ｐｃは常にＳＭの磁極位置Ｏに一致した内容に補正され
る。

上述したように、本実施例によれば、磁束位置検出に係
る手段及び電流フィードバック制御に係る各手段を最大
限共用化し、相違する手段のみ簡単な切換スイッチで選
択可能にしたことから、ＩＭとＳＭの制御装置の設計、
製作が大幅に共通化でき、設計工数の低減、製作効率の
向上、コストの低減等の実用的効果が得られる。

また、磁束位置θを検出するにあたり、回転角変換手段
Ａを設けたことから、回転エンコーダの種類によって１
回転当りの出力パルス数Ｐｒが変っても、係数に工を変
更するだけで容易に合わせることが可能になり、制御装
置として、汎用性をも満すことができる。

なお、第１図実施例では、各手段等をハードウェアのイ
メージで示したが、マイクロコンピュータを適用してソ
フトウェアにより実現することが可能なことは勿論であ
る。

ここで、マイクロコンピュータを用いて実現してなる好
適な実施例を第１２図に示す。本実施例は、第１図実施
例の交流サーボモータの速度制御ＡＳＲと電流制御ＡＣ
Ｒに係る演算及び制御を、Ｄ　Ｓ　Ｐ　（Ｄｉｇｉｔａ
ｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）を用いてなる
スレーブマイコン４０と、汎用のマイクロコンピュータ
を用いてなるホストマイコン４１に役割を分担させるこ
とにより、より高速演算処理を可能にして、制御の応答
速度を高めるとともに、制御精度の向上を図ったもので
ある。すなわち、ＤＳＰは周知のように、加算と乗算を
同時に高速処理可能であるという利点を有する反面、一
般のデータ入出力処理や伝送処理には不向きであること
に鑑みたものである。

ホストマイコン４１は演算と制御を行うＣＩ）　Ｕ４２
を中心に、測定データエリア４３、速度指令エリア４４
、伝送フラグエリア４５、ＰＷＭ信号発生手段３０ｄが
データバス４６を介して接続されている・。測定手段４
７は第１図の磁極位置検出手段６、Ｕ／Ｄカウンタ７、
切換スイッチ１２及び速度検出手段１３を一括して表わ
したもので、回転エンコーダ４と磁極位置検出器５の出
力信号が入力され、これに基づいて検出した速度検出値
ωｒとＵ／Ｄカウンタ７の計数値Ｐｃがホストマイコン
４１の測定データエリア４３に格納されるようになって
いる。また、速度指令手段１４から速度指令ωｒ本が速
度指令エリア４４に格納されるようになっている。

スレーブマイコン４０は、トリガボー（・４９、受信デ
ータエリア５１、受信フラグエリア５２、電流ボート５
８、演算手段５４、データテーブル５５、レジスタデー
タエリア５３がデータバス５０に接続されてなり、デー
タバス５０はホストマイコン４１のデータバス４６に連
結されている。

演算手段５４は受信データエリア５１、レジスタデータ
エリア５３．データテーブル５５に内部バスで接続され
、さらにデータ振分はエリア５６とソフトカウンタ５７
に内部バスで接続されている。

スレーブマイコン４０とホストマイコン４１の演算タイ
ミングは、ホストマイコン４１に設けられたサンプリン
グタイマ４８から出力されるトリガ信号ＴＭＯにより同
期がとられるようになっており、このトリガ１゛ＭＯは
スレーブマイコン４０のトリガボート４９に入力される
。また、スレーブマイコン４０の電流ボート５８には、
モータ電流Ｉυ、ＩｗをＡ／Ｄ変換器２６でデジタル変
換された値が入力される。なお、第１２図において一点
鎖線で囲った部分が、第１図の制御ボード１０１に対応
する。

このように構成される実施例の詳細な機能構成を、第１
３図に示したタイムチャートを参照しながら、動作とと
もに説明する。ホストマイコン４１のＣＰＵ４２は所定
のサンプリング周期Ｔ　ＡＣＲごとに、測定手段４７か
らＵ／Ｄカウンタの計数ｉ［Ｐｃを、サンプリング周期
ＴＡＳＲごとに検出速度ωｒを取り込み、測定データエ
リア４３に格納する。また、速度指令手段１４からサン
プリング周期Ｔ　ＡＳＲごとに速度指令０２本を取り込
み、速度指令エリア４４に格納する。スレーブマイコン
４０はトリガボート４９にトリガ信号ＴＭＯが入力され
たタイミングで、ホストマイコン４１の測定データエリ
ア４３と速度指令エリア４４の各ブタを、データバス４
６と５０を介して取り込み、受信データエリア５１に格
納する。また、それに合わせて、伝送フラグエリア４５
のデータを取り込み受信フラグエリア５２に格納する。

また、Ａ／Ｄ変換器２６からサンプリング周期Ｔ　ＡＣ
Ｒごとにモータ電流Ｉｕ、Ｉｗを電流ボート５８を介し
て取り込む、そして、演算手段５４は受信データエリア
５１、電流データＩｕ、　Ｉｗ、データテーブル５５の
各データを用い、第１図実施例で説明した制御処理を行
う。すなわち、第１に検出速度ωｒと速度指令０２本の
偏差を零にすべく、ｑ軸電流指令ＩＱ本とｄ軸電流指令
ＩＤ＊を調整し、これに基づいてインバータ２をＰＷＭ
制御するループからなる速度制御（ＡＳＲ）を行う。第
２にモータ電流を検出して上記工Ｑ＊とＤＱ木をフィー
ドバック補正するループからなる電流制御（ＡＣＲ）を
行なう。この電流制御には、Ｕ／Ｄカウンタ７を含む磁
束位置検出、すベリによる磁束位置の補正、及びｓ　ｉ
　ｎ　（ｊ　／　ｃ　ｏ　ｓθテーブルからの読出しが
含まれる。

ところで、上述のような制御ループにおいて、モータの
速度変動は電流変動に対して緩慢であることから、”Ａ
ＳＲ系のサンプリング周期ＴＡｓｎはＡＣＲ系のサンプ
リング周期ＴＡＣＲより長くしてよく、ＴＡｓｕ＝　ｎ
　Ａ　Ｘ　ＴＡＣＲ（但し、ｎＡは整数）に設定する。

これにより、ＡＳＲ系の演算処理とブタ転送にかかるス
レーブマイコン４０の負荷を軽減して、高速処理を一層
向上させることが可能になる。また、ＰＷＭ制御にかか
るキャリア周期Ｔｃについては、Ｔ　ｃ　＝　ｎｕＸ　
ＴＡＣＲ（但し、ｎＢは整数）に設定する。第１：３図
は、ｎ＾＝３、ｊｌ　１１＝２に設定した例を示してい
る。これに合わせ、ホストマイコン４１からスレーブマ
イコン４０に送るＡＳＲに係るデータの転送は、Ａ　Ｃ
Ｒのサンプリング周期ごとに全部のデータを転送する必
要がなく、ｎ６回に分割して転送すればよい。このため
、伝送データの数量と順序を定め、その順序を伝送フラ
グエリア４５に記憶させておき、これに合わせて転送制
御するようにしている。分割して送られてきたＡＳＲデ
ータは、受信フラグエリア５２のデータ内容を解読し、
これに合わせてブタ振分はエリア５６に順序どうりに格
納される。

そして、ソフトカウンタ５７によりＴ　ＡＣＲに基づい
てＴＡＳＲをカウントし、そのタイムアツプに合わせて
Ａ　Ｓ　Ｒの演算処理を実行する。又、’ｒＡｃｒｔご
とに実行されるＡＣＲの演算処理により得られたＰＷＭ
信号生成に係るレジスタＵＲＥＧＡ、Ｂ等のデータは、
−旦送（９データエリア５３に格納された後、データバ
ス５０と４６を介して、ＰＷＭ信号発生手段３０ｄの各
レジスタに転送される。

そして、ゲート回路３０ｅはＰＷＭ信号発生手段３０ｄ
から出力される。Ｉ）ＷＭ信号ｕｔ、ｕ２゜Ｖｌ、Ｖ２
．Ｗｌ、Ｗ２に基づいてグー１−信号Ｕ。

ｖ、ｗ、ｘ、ｙ、ｚを生成して、インバータ２に出力す
る。なお、第１３図ではＵ相分のみについて示している
が、他の相についても同様である。

上述したように、第１２図実施例によれば、制御に係る
測定データの入力処理（４３）及びＰＷＭ信号発生手段
（３０ｄ）を汎用のマイクロコンピュータにより実行さ
せ、ＡＳＲとＡＣＲに係る主たる制御演算をＤＳＰによ
り実行させるようにしたことから、第１図実施例の効果
に加え、演算速度を向上させて、制御の高速応答性を高
めることができ、精度の高いサーボモータ制御を実現で
きる。

また、第１３図に示したように、ＡＳＲとＡＣＲの制御
特性に鑑み、ＡＳＲ制御の周期をＡＣＲの整数倍で行わ
せるようにしたことがら、スレーブマイコン４０に係る
演算負荷が低減するとともに、データ転送を分割して行
うようにしていることから、データ転送時間を短縮でき
、−層応答速度の向上を図ることができる。

なお、第１２図実施例は、第１図実施例に係るＩＭとＳ
Ｍの共用化制御装置を実現するものとして説明したが、
本実施例の技術思想は共用化したものに限らず、ＩＭ又
は８Ｍ専用の制御装置に適用して、上記と同一の効果を
奏する。

次に、第１２図及び第１３図で示した実施例の変形例に
ついて説明する。

ＰＷＭ制御手段により基準とする磁束位置は、第６図（
ｂ）で説明したように、ＶＱｌｋとＩＤ＊により定まる
位相角δで補正した磁束φ２を用いた。ところが、第１
２図実施例のように、回転エンコーダ４で回転位置を検
出してから、測定手段４７とホストマイコン４１を介し
てスレーブマイコン４０に転送し、ここで磁極位置θの
計算やＰＷＭ制御の計算を行い、その結果をホストマイ
コン４１に転送して、インバータ２にゲートが出力され
るまでに、ＴＤなる時間が費やされる。その間であって
・も、モータ１は回転しているので磁束位置αは誤差を
もつことになる。そこでこの誤差をＤＴＨＤを次式（１
１）で求め、式（１２）によりαを補正する。

ＤＴＨＤ：ＫＤＸＴＤＸ（，１ｒ　　　　・＝　（１１
）α＝θ＋δ十ＤＴＨＤ　　　　　　・・・（１２）な
お、Ｋｏは回転速度を角度に変換する係数である。式（
１２）により補正された磁束φ３の位置を第６図（ｃ）
に示す。同図から判るように、モータ１のＵ相に加える
べき電圧ベクトルはＶ　ＴＵ３となる。このような補正
をすることにより、モータの制御精度が一層向上する。

次に、ＰＷＭ信号発生に係るＵＲＥＧＡ、Ｂ等の′書き
換えタイミングについての変形例を第１４図を用いて説
明する。ＵＲＥＧＡ、Ｂ等のデータは、第５図のＰＷＭ
信号発生手段のタイマＵ（又は、Ｖ、Ｗ）がクリヤされ
るＴｃ周期ごとに書き換えるとして説明してきた。これ
に対し、第１４図に示すように、ＵＲＥＧＡ、Ｂ等のデ
ータはＴ　ＡＣＲ周期で演算されることから、Ｔｃ周期
よりも短いＴＡＣＲ周期で書き換える方が、制御の応答
性が向上する。しかし、第５図の比較器Ａ、Ｂはいわゆ
るコンベアマツチ型であるから、−Ｍしたときのみ出力
を反転する方式のものである。したがって、第１４図（
、）に示した例のように、ＵＲＥＧＡの内容がタイミン
グ■の時点の計算結果に書き換えられたとすると、最新
のデータが適切に反映されたＰＷＭ信号Ｕ２が出力され
る。しかし、書き換えられる内容がタイマＵの値より小
さく、第１４図（ｂ）に示す関係の場合には、タイミン
グ■の時点で交叉するため、いわゆるコンベアマツチす
ることがない。そのため、ＰＷＭ信号Ｕ２は時点■で反
転せず、これによりゲート信号Ｕも実線で示すものとな
り、エラーが発生してしまうことになる。この結果、第
１４図（ｂ）に示した期間ＴＥでは、本来零ベクトルが
選択されるべきなのに、Ｖｌ　（１００）ベクトルが選
択されてしまい、モータ１に過電流が流れ、回転が不安
定になる。なお、上記のような問題は、Ａ側のレジスタ
との関係においてのみ、問題となる。

そこで、第１５図に示すように、書換え時点におけるＵ
ＲＥＧＡ；　ＶＲＥＧＡ、ＷＲＥＧＡ（７）書き換えデ
ータが、その時点におけるタイマＵ、Ｖ。

Ｗの値よりも大きいか小さいか判定し、大きいときのみ
書き換え髪実行するようにすれば、上記問題は解消され
る。すなわち、書き換えデータの値が小さいときは書き
換えを実行しない。これにより同一のキャリア周期Ｔｃ
内の第１５図のタイミング■でＰＷＭ信号Ｕ２が゛反転
されることになる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、簡単な切換えに
よりＩＭとＳＭに共用可能な交流サーボモータの制御装
置を提供することができる。この結果、装置の設計及び
製作の工数、が低減できるとともに、製作の効率を向上
してコストの低減を図ることができる、 また、前記交流モータが同期電動機の場合に、この同期
電動機に取付けられた磁極位置検出器から入力される特
定の磁極位置を表す信号に基づいて前記アップダウンカ
ウンタの計数値を修正する磁極位置検出回路を設け、こ
の磁極位置検出回路が切り換え手段により選択的に前記
アップダウンカウンタに接続可能にしたものによれば、
検出磁束位置の精度を向上させて、適切なＳＭの制御が
可能になる。

また、前記磁束位置検出手段に、前記アップダウンカウ
ンタの計数値に前記回転検出器から１回転当りに出力さ
れるパルス数を３６０°に対応させる変換係数を乗する
回転角変換手段を設けたものによれば、回転検出器の種
類が異なって、１回転当りのパルス数が異なったとして
も、係数を変えるだけで簡単に適応できる。

一方、本発明の他の発明によれば、制御演算をデジタル
シグナルプロセッサからなるスレーブマイクロコンピュ
ータにより行うように役割を分担させたことから、汎用
のマイクロプロセッサ単独で構成するよりも演算速度が
速くなり、応答速度及び制御精度が向上する。その場合
において、また、前記ＰＷＭ信号発生手段は、前記ＡＣ
Ｒサンプリング周期の２倍のキャリア周期ごとにリセッ
トされるタイマと一対のレジスタと一対の比較器とを各
相ごとに有してなり、前記ＰＷＭデータは前記インバー
タ各相のスイッチング素子をオンさせる時間幅を前記キ
ャリア周期の起点から規定してなる各相一対の時間デー
タからなり、この時間データの転送を、各一対の時間デ
ータのうち小さい時間データは前記タイマのリセットご
とに前記レジスタに転送するものとされ、また前記各一
対の時間データのうち大きい時間データは前記ＡＣＲサ
ンプリング周期ごとに当該時間データが転送時の前記タ
イマの幅よりも大きいときに実行するようにしたものに
よれば、制御精度及び応答速度が一層向上する。

また、本地の発明を前記ＩＭ／ＳＭ共用の制御装置に適
用することができ、これによればＩＭ／ＳＭ共用制御装
置の応答速度及び制御精度を向−トさせることができる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の全体構成図、第２図は第１
図のｄ軸電流指令発生手段の詳細構成図、第３図と第４
図は第１図のｓ　ｉ　ｎ　ｆｌ　／　ｃ　ｏ　ｓ　＆テ
ーブルを説明するための図、第５図は第１図のＰＷＭ制
御手段の詳細構成図、第６図と第７図と第８図はそ九ぞ
れ第１図実施例の動作を説明するためのベクトル図、第
９図はＰＷＭ制御の動作を説明するタイムチャート、第
１０図と第１１図は第１図磁極位置検出手段回りの詳細
構成図とその動作を説明するタイムチャート、第１２図
は本発明の他の発明の一実施例の全体構成図、第１３図
は第１２図実施例の動作を説明するタイムチャー１〜、
第１４図と第１５図は変形例を説明するためのタイムチ
ャートである。 ６・・磁極位置検出手段、７・・・アップダウンカウン
タ、８・・・回転角変換手段Ａ、９・・・ｓｉｎθ／ｃ
ｏｓＯテ〜プル、１０・・・モード分はアドレス変換手
段、１２，１７．２０・・切換手段、１５・・・速度制
御手段、１６・・ｄＩＩｌｌ電流指令発生手段、２２す
べり演算手段、２３・・・回転角変換手段Ｂ、２７・・
・３／２相変換手段、２８・・・ｑ軸電流制御手段、２
９・・・ｄ軸電流制御手段、３ｏ・・ＰＷＭ制御手段、
３０ｄ・・ＰＷＭ信号発生手段、３０ｅ・・ゲート回路
、４０・・スレーブマイクロコンピュータ、４トホスト
マイクロコンピュータ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、制御対象の交流モータに取り付けられた回転検出器
   から入力されるパルスに基づいて交流モータの速度を検
   出する速度検出手段と、前記パルスをアップダウンカウ
   ンタにより計数して前記交流モータの磁束位置を検出す
   る磁束位置検出手段と、前記検出速度と与えられる速度
   指令との偏差を入力とし、この偏差に応じたｑ軸電流指
   令を出力する速度制御手段と、このｑ軸電流指令を入力
   としｑ軸電圧指令を生成して出力するｑ軸電流制御手段
   と、前記検出速度を入力としこれに応じたｄ軸電流指令
   と磁束の大きさとを出力するｄ軸電流指令発生手段と、
   このｄ軸電流指令とｄ軸電流零指令の一方を選択する切
   り換え手段と、この切り換え手段を介して前記ｄ軸電流
   指令又はｄ軸電流零指令を入力とし、この入力指令に応
   じたｄ軸電圧指令を生成して出力するｄ軸電流制御手段
   と、前記ｑ軸電圧指令と前記ｄ軸電圧指令と前記検出磁
   束位置を入力とし前記交流モータに印加すべき電圧ベク
   トルの組合せを選択し、この選択に基づいて前記交流モ
   ータを駆動するインバータのゲート信号を生成して出力
   するＰＷＭ制御手段と、前記交流モータの検出電流と前
   記検出磁束位置とを入力としこの検出電流をｑ軸とｄ軸
   の検出電流に変換して前記ｑ軸と前記ｄ軸の各電流制御
   手段に負帰還する検出電流相変換手段と、前記磁束の大
   きさと前記ｑ軸電流指令とを入力としてすべり速度を求
   め、このすべり速度に相当する磁束位置の回転角を求め
   るすべり回転角演算手段と、このすべり回転角を前記検
   出磁束位置に選択的に加算する切り換え手段とを備えて
   なる交流サーボモータの制御装置。 ２、前記磁束位置検出手段は、前記アップダウンカウン
   タの計数値に前記回転検出器から１回転当りに出力され
   るパルス数を３６０゜に対応させる変換計数を乗する回
   転角変換手段を含んでなることを特徴とする請求項１記
   載の交流サーボモータの制御装置。 ３、前記交流モータが同期電動機の場合に、この同期電
   動機に取り付けられた磁極位置検出器から入力される特
   定の磁極位置を表す信号に基づいて前記アップダウンカ
   ウンタの計数値を修正する磁極位置検出回路を設け、こ
   の磁極位置検出回路が切り換え手段により選択的に前記
   アップダウンカウンタに接続可能にされたことを特徴と
   する請求項１、２いずれかに記載の交流サーボモータの
   制御装置。 ４、制御対象の交流モータの検出速度を与えられる速度
   指令に一致させるべく、前記交流モータのｑ軸電流指令
   とｄ軸電流指令を求め、これらの電流指令に基づいてＰ
   ＷＭ制御によりインバータが発生すべき電圧ベクトルの
   組合せと時間幅からなるＰＷＭデータを求め、このＰＷ
   Ｍデータを前記インバータのゲート信号を生成するＰＷ
   Ｍ信号発生手段に出力する速度制御手段と、前記交流モ
   ータの検出電流をｑ軸成分とｄ軸成分とに変換して前記
   ｑ軸電流指令とｄ軸電流指令とをそれぞれ補正する電流
   制御手段とを含んでなる交流サーボモータの制御装置を
   、汎用マイクロプロセッサを用いてなるホストマイクロ
   コンピュータと、デジタルシグナルプロセッサを用いて
   なるスレーブマイクロコンピュータとを含んで構成し、 前記スレーブマイクロコンピュータは前記速度制御手段
   と前記電流制御手段にかかる制御演算を行うものとし、
   前記ホストマイクロコンピュータは該制御演算に必要な
   検出速度と速度指令等の測定データのサンプリングと、
   前記ＰＷＭデータを前記ＰＷＭ制御信号発生手段に出力
   することを行うものとしたことを特徴とする交流サーボ
   モータの制御装置。 ５、前記制御演算のサンプリング周期は、前記電流制御
   手段にかかるＡＣＲサンプリング周期を基準にして、前
   記ＰＷＭ制御にかかるキャリア周期と前記速度制御手段
   にかかるＡＳＲサンプリング周期をそれぞれ整数倍に設
   定したことを特徴とする請求項４記載の交流サーボモー
   タの制御装置。 ６、前記ホストマイクロコンピュータと前記スレーブマ
   イクロコンピュータ相互間のデータ伝送は、前記速度制
   御手段にかかる測定データを除いて前記ＡＣＲサンプリ
   ング周期ごとに行うものとし、前記速度制御手段にかか
   る制御演算は前記整数分の１に分割して前記ＡＣＲサン
   プリング周期ごとに実行し、該分割された制御演算の内
   容に必要な測定データを前記ホストマイクロコンピュー
   タから前記ＡＣＲサンプリング周期ごとに前記整数分の
   １に分割して伝送することを特徴とする請求項４記載の
   交流サーボモータの制御装置。 ７、前記ＰＷＭ信号発生手段は、前記ＡＣＲサンプリン
   グ周期の２倍のキャリア周期ごとにリセットされるタイ
   マと一対のレジスタと一対の比較器とを各相ごとに有し
   てなり、前記ＰＷＭデータは前記インバータ各相のスイ
   ッチング素子をオンさせる時間幅を前記キャリア周期の
   起点から規定してなる各相一対の時間データからなり、
   該各一対のデータは前記タイマのリセットごとに前記レ
   ジスタに転送されることを特徴とする請求項４、５、６
   いずれかに記載の交流サーボモータの制御装置。 ８、前記ＰＷＭ信号発生手段は、前記ＡＣＲサンプリン
   グ周期の２倍のキャリア周期ごとにリセットされるタイ
   マと一対のレジスタと一対の比較器とを各相ごとに有し
   てなり、前記ＰＷＭデータは前記インバータ各相のスイ
   ッチング素子をオンさせる時間幅を前記キャリア周期の
   起点から規定してなる各相一対の時間データからなり、
   該各一対の時間データのうち小さい時間データは前記タ
   イマのリセットごとに前記レジスタに転送するものとさ
   れ、また前記各一対の時間データのうち大きい時間デー
   タは前記ＡＣＲサンプリング周期ごとに当該時間データ
   が転送時の前記タイマの値よりも大きいときに実行する
   ことを特徴とする請求項４、５、６いずれかに記載の交
   流サーボモータの制御装置。 ９、制御対象の交流モータに取り付けられた回転検出器
   から入力されるパルスに基づいて交流モータの速度を検
   出する速度検出手段と、前記パルスをアップダウンカウ
   ンタにより計数して前記交流モータの磁束位置を検出す
   る磁束位置検出手段と、前記検出速度と与えられる速度
   指令との偏差を入力とし、この偏差に応じたｑ軸電流指
   令を出力する速度制御手段と、このｑ軸電流指令を入力
   としｑ軸電圧指令を生成して出力するｑ軸電流制御手段
   と、前記検出速度を入力としこれに応じたｄ軸電流指令
   と磁束の大きさとを出力するｄ軸電流指令発生手段と、
   このｄ軸電流指令とｄ軸電流零指令の一方を選択する切
   り換え手段と、この切り換え手段を介して前記ｄ軸電流
   指令又はｄ軸電流零指令を入力とし、この入力指令に応
   じたｄ軸電圧指令を生成して出力するｄ軸電流制御手段
   と、前記ｑ軸電圧指令と前記ｄ軸電圧指令と前記検出磁
   束位置を入力とし前記交流モータに印加すべき電圧ベク
   トルの組合せを選択し、この選択に基づいて前記交流モ
   ータを駆動するインバータのゲート信号を生成して出力
   するＰＷＭ制御手段と、前記交流モータの検出電流と前
   記検出磁束位置とを入力としこの検出電流をｑ軸とｄ軸
   の検出電流に変換して前記ｑ軸と前記ｄ軸の各電流制御
   手段に負帰還する検出電流相変換手段と、前記磁束の大
   きさと前記ｑ軸電流指令とを入力としてすべり速度を求
   め、このすべり速度に相当する磁束位置の回転角を求め
   るすべり回転角演算手段と、このすべり回転角を前記検
   出磁束位置に選択的に加算する切り換え手段とを備えて
   なる交流サーボモータの制御装置であって、 前記速度制御手段と、前記ｑ軸電流制御手段と、前記ｄ
   軸電流指令発生手段と、前記ｄ軸電流制御手段と、前記
   ＰＷＭ制御手段のうち電圧ベクトルを選択する部分と、
   前記検出電流相変換手段と、前記すべり回転角演算手段
   と、前記各切り換え手段とがデジタルシグナルプロセッ
   サを用いて形成され、前記速度検出手段と前記磁束位置
   検出手段からの検出データの取り込みと、前記電圧ベク
   トルの選択データをＰＷＭのゲート信号を生成するゲー
   ト回路に出力することを汎用のマイクロプロセッサによ
   り行うことを特徴とする交流サーボモータの制御装置。 １０、前記ＰＷＭ制御は、前記電圧ベクトルの組合せを
   選択して前記ゲート信号を生成するにあたり、基準とす
   る前記検出磁束位置に、すくなくとも当該磁束位置を検
   出してから前記ゲート信号を出力するまでの時間遅れに
   相当する位相を加算して補正することを特徴とする請求
   項１、２、３、４、５、６、７、８、９いずれかに記載
   の交流サーボモータの制御装置。