JPH0446582A - 交流サーボモータの制御装置 - Google Patents
交流サーボモータの制御装置Info
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- JPH0446582A JPH0446582A JP2152470A JP15247090A JPH0446582A JP H0446582 A JPH0446582 A JP H0446582A JP 2152470 A JP2152470 A JP 2152470A JP 15247090 A JP15247090 A JP 15247090A JP H0446582 A JPH0446582 A JP H0446582A
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、交流サーボモータの制′御装置に係り、また
簡単な切り換えにより、誘導電動機(以下、IMと称す
る)又は同期電動機(以下、SMと称する)の双方の制
御に適用できる制御装置に関する。
簡単な切り換えにより、誘導電動機(以下、IMと称す
る)又は同期電動機(以下、SMと称する)の双方の制
御に適用できる制御装置に関する。
(従来の技術〕
従来、交流サーボモータの制御装置としては、適用され
るIM又はSMに合わせて最適なシステムを構成するの
が一般的であった。
るIM又はSMに合わせて最適なシステムを構成するの
が一般的であった。
ところが、その制御装置を構成する多くの要素は、IM
とSMのいずれのモータにも適用できることから、簡単
な切換えによりIM又はSMの双方に適用できるように
、共用化した制御装置が提案されている(特願昭63−
181839号)。
とSMのいずれのモータにも適用できることから、簡単
な切換えによりIM又はSMの双方に適用できるように
、共用化した制御装置が提案されている(特願昭63−
181839号)。
これによれば、制御装置の設計及び製作が共通化できる
ため、設計の工数を低減できるとともに、製作の効率を
向上させて、コストの低減を図ることができるという利
点がある。
ため、設計の工数を低減できるとともに、製作の効率を
向上させて、コストの低減を図ることができるという利
点がある。
しかし、上記従来の制御装置の共用化は、磁束位置検出
(制御)手段の共用化について十分な配慮がなされてい
ないという問題があった。特に磁束位置検出に係るIM
やSMの回転検出器(回転エンコーダ)の1回転当りの
出力パルスが異なる場合には、それに合わせて設計、m
作段階から対応しなければならないという問題があった
。
(制御)手段の共用化について十分な配慮がなされてい
ないという問題があった。特に磁束位置検出に係るIM
やSMの回転検出器(回転エンコーダ)の1回転当りの
出力パルスが異なる場合には、それに合わせて設計、m
作段階から対応しなければならないという問題があった
。
また、IM又は8M専用の制御装置をマイコン等により
実現するに当り、制御の精度及び応答速度の向上につい
て十分な配慮がなされていないという問題があった。
実現するに当り、制御の精度及び応答速度の向上につい
て十分な配慮がなされていないという問題があった。
本発明の第1の目的は、簡単な切換えのみで、IMとS
Mに共用できる交流サーボモータの制御装置を提供する
ことにある。
Mに共用できる交流サーボモータの制御装置を提供する
ことにある。
また、本発明の第2の目的は、IM又はSMの制御装置
をマイクロコンピュータにより実現するに当り、−層制
御の応答速度を向上させて制御精度の良い交流サーボモ
ータの制御装置を提供することにある。
をマイクロコンピュータにより実現するに当り、−層制
御の応答速度を向上させて制御精度の良い交流サーボモ
ータの制御装置を提供することにある。
本発明は、上記第1の目的を達成するため、制御対象の
交流モータに取り付けられた回転検出器から入力される
パルスに基づいて交流モータの速度を検出する速度検出
手段と、前記パルスをアシプダウンカウンタにより計数
して前記交流モータの磁束位置を検出する磁束位置検出
手段と、前記検出速度と与えられる速度指令との偏差を
入力とし、この偏差に応じたq軸電流指令を出力する速
度制御手段と、このq軸電流指令を入力としq軸電圧指
令を生成して出力するq軸電流制御手段と。
交流モータに取り付けられた回転検出器から入力される
パルスに基づいて交流モータの速度を検出する速度検出
手段と、前記パルスをアシプダウンカウンタにより計数
して前記交流モータの磁束位置を検出する磁束位置検出
手段と、前記検出速度と与えられる速度指令との偏差を
入力とし、この偏差に応じたq軸電流指令を出力する速
度制御手段と、このq軸電流指令を入力としq軸電圧指
令を生成して出力するq軸電流制御手段と。
前記検出速度を入力としこれに応じたd軸電流指令と磁
束の大きさとを出力するd軸電流指令発生手段と、この
d軸電流指令とd軸電流零指令の一方を選択する切り換
え手段と、この切り換え手段を介して前記d軸電流指令
又はd軸電流零指令を入力とし、この入力指令に応じた
d軸電圧指令を生成して出力するd軸電流制御手段と、
前記q軸電圧指令と前記d軸電圧指令と前記検出磁束位
置を入力とし前記交流モータに印加すべき電圧ベクトル
の組合せを選択し、この選択に基づいて前記交流モータ
を駒動するインバータのゲート信号を生成して出力する
PWM制御手段と、前記交流モータの検出電流と前記検
出磁束位置とを入力としこの検出電流をq軸とd軸の検
出電流に変換して前記q軸と前記d軸の各電流制御手段
に負帰還する検出電流相変換手段と、前記磁束の大きさ
と前記q軸電流指令とを入力としてすべり速度を求め、
このすへり速度に相当する磁束位置の回転角を求めるす
べり回転角演算手段と、このすべり回転角を前記検出磁
束位置に選択的に加算する切り換え手段とを備えてなる
交流サーボモータの制御装置としたのである。
束の大きさとを出力するd軸電流指令発生手段と、この
d軸電流指令とd軸電流零指令の一方を選択する切り換
え手段と、この切り換え手段を介して前記d軸電流指令
又はd軸電流零指令を入力とし、この入力指令に応じた
d軸電圧指令を生成して出力するd軸電流制御手段と、
前記q軸電圧指令と前記d軸電圧指令と前記検出磁束位
置を入力とし前記交流モータに印加すべき電圧ベクトル
の組合せを選択し、この選択に基づいて前記交流モータ
を駒動するインバータのゲート信号を生成して出力する
PWM制御手段と、前記交流モータの検出電流と前記検
出磁束位置とを入力としこの検出電流をq軸とd軸の検
出電流に変換して前記q軸と前記d軸の各電流制御手段
に負帰還する検出電流相変換手段と、前記磁束の大きさ
と前記q軸電流指令とを入力としてすべり速度を求め、
このすへり速度に相当する磁束位置の回転角を求めるす
べり回転角演算手段と、このすべり回転角を前記検出磁
束位置に選択的に加算する切り換え手段とを備えてなる
交流サーボモータの制御装置としたのである。
また、本発明は、上記第2の目的を達成するため、制御
対象の交流モータの検出速度を与えられる速度指令に一
致させるべく、前記交流モータのq軸電流指令とd軸電
流指令を求め、これらの電流指令に基づいてPWM制御
によりインバータが発生すべき電圧ベクトルの組合せと
時間幅からなるPWMデータを求め、このPWMデータ
を前記インバータのゲート信号を生成するPWM信号発
生手段に出力する速度制御手段と、前記交流モータの検
出電流をq軸成分とd軸成分とに変換して前記(1軸電
流指令とd軸電流指令とをそれぞれ補正する電流制御手
段とを含んでなる交流サーボモータの制御装置を、汎用
マイクロプロセッサを用いてなるホストマイクロコンピ
ュータと、デジタルシグナルプロセッサを用いてなるス
レーブマイクロコンピュータとを含んで構成し、前記ス
レーブマイクロコンピュータは前記速度制御手段と前記
電流制御手段にかかる制御演算を行うものとし、前記ホ
ストマイクロコンピュータは該制御演算に必要な検出速
度と速度指令等の測定データのサンプリングと、前記1
) W Mデータを前記PWM信号発生手段に出力する
ことを行うものとしたことを特徴とする。
対象の交流モータの検出速度を与えられる速度指令に一
致させるべく、前記交流モータのq軸電流指令とd軸電
流指令を求め、これらの電流指令に基づいてPWM制御
によりインバータが発生すべき電圧ベクトルの組合せと
時間幅からなるPWMデータを求め、このPWMデータ
を前記インバータのゲート信号を生成するPWM信号発
生手段に出力する速度制御手段と、前記交流モータの検
出電流をq軸成分とd軸成分とに変換して前記(1軸電
流指令とd軸電流指令とをそれぞれ補正する電流制御手
段とを含んでなる交流サーボモータの制御装置を、汎用
マイクロプロセッサを用いてなるホストマイクロコンピ
ュータと、デジタルシグナルプロセッサを用いてなるス
レーブマイクロコンピュータとを含んで構成し、前記ス
レーブマイクロコンピュータは前記速度制御手段と前記
電流制御手段にかかる制御演算を行うものとし、前記ホ
ストマイクロコンピュータは該制御演算に必要な検出速
度と速度指令等の測定データのサンプリングと、前記1
) W Mデータを前記PWM信号発生手段に出力する
ことを行うものとしたことを特徴とする。
このように構成されることがら、本発明によれば次の作
用により、前記目的が達成される。
用により、前記目的が達成される。
まず、速度検出手段と磁極位置検出手段はIMとSMと
もに必要なものであり、共用できる。
もに必要なものであり、共用できる。
また、速度偏差にもとづいてq軸電流を制御して速度を
制御する点についてもIM、SM共に同しであり、q軸
電流指令を生成する速度制御手段は共用できる。
制御する点についてもIM、SM共に同しであり、q軸
電流指令を生成する速度制御手段は共用できる。
これに対し、d軸電流は磁束成分であることがら、IM
の場合は一定の磁束電流成分として常に与えなければな
らないが、SMの場合は磁束は回転子の永久磁石等によ
って与えられるから必ずしも与えなくてよい。そこで、
d軸電流指令発生手段はIM専用とし、切換手段により
SMの場合は指令値を零にすることで共用できる。
の場合は一定の磁束電流成分として常に与えなければな
らないが、SMの場合は磁束は回転子の永久磁石等によ
って与えられるから必ずしも与えなくてよい。そこで、
d軸電流指令発生手段はIM専用とし、切換手段により
SMの場合は指令値を零にすることで共用できる。
このようにして設定されたd+ q軸電流指令に基づい
て、インバータの出力電圧を制御するPWM制御手段は
、IM、SM共に同じであるから、全く共用できる。
て、インバータの出力電圧を制御するPWM制御手段は
、IM、SM共に同じであるから、全く共用できる。
また、モータ電流をフィードバックして前記d。
q軸電流指令を補正制御する電流制御系は、IM。
SM共に同じであるから全く共用できる。但し、モータ
検出電流をd+ q軸電流成分に変換する場合、モータ
の磁束位置が必要となり、特にIMの場合は回転子のす
べりを考慮して検出磁束位置を補正してやらなければな
らない。そこで、すベリ回転角演算手段により求められ
たすベリ回転角を、検出磁束位置に加算する。この加算
は切換手段により選択できるので、SMの場合は加算し
ないようにすればよい。
検出電流をd+ q軸電流成分に変換する場合、モータ
の磁束位置が必要となり、特にIMの場合は回転子のす
べりを考慮して検出磁束位置を補正してやらなければな
らない。そこで、すベリ回転角演算手段により求められ
たすベリ回転角を、検出磁束位置に加算する。この加算
は切換手段により選択できるので、SMの場合は加算し
ないようにすればよい。
なお、前記交流モータが同期電動機の場合に、この同期
電動機に取り付けられた磁極位置検出器から入力される
特定の磁極位置を表す信号に基づいて前記アップダウン
カウンタの計数値を修正する磁極位置検出回路を設け、
この磁極位置検出回路が切り換え手段により選択的に前
記アップダウンカウンタに接続可能にすることが望まし
い。これによれば、検出磁束位置の精度を向上させて、
適切なSMの制御が可能になる。
電動機に取り付けられた磁極位置検出器から入力される
特定の磁極位置を表す信号に基づいて前記アップダウン
カウンタの計数値を修正する磁極位置検出回路を設け、
この磁極位置検出回路が切り換え手段により選択的に前
記アップダウンカウンタに接続可能にすることが望まし
い。これによれば、検出磁束位置の精度を向上させて、
適切なSMの制御が可能になる。
また、前記磁束位置検出手段に、前記アップダウンカウ
ンタの計数値に前記回転検出器から1回転当りに出力さ
れるパルス数を360°に対応させる変換係数を乗する
回転角変換手段を設けることが望ましい。これによれば
、回転検出器の種類が異なって、1回転当りのパルス数
が異なったとしても、係数を変えるだけで簡単に適応で
きる。
ンタの計数値に前記回転検出器から1回転当りに出力さ
れるパルス数を360°に対応させる変換係数を乗する
回転角変換手段を設けることが望ましい。これによれば
、回転検出器の種類が異なって、1回転当りのパルス数
が異なったとしても、係数を変えるだけで簡単に適応で
きる。
一方、本発明の他の発明によれば、制御演算をデジタル
シグナルプロセッサからなるスレーブマイクロコンピュ
ータにより行うように役割を分担させたことから、汎用
のマイクロプロセッサ単独で構成するよりも演算速度が
速くなり、応答速度及び制御精度が向上する。
シグナルプロセッサからなるスレーブマイクロコンピュ
ータにより行うように役割を分担させたことから、汎用
のマイクロプロセッサ単独で構成するよりも演算速度が
速くなり、応答速度及び制御精度が向上する。
その場合において、前記制御演算のサンプリング周期は
、前記電流制御手段にかかるACRサンプリング周期を
基準にして、前記PWM制御にかかるキャリア周期と前
記速度制御手段にかかるASRサンプリング周期をそれ
ぞれ松数倍に設定することが望ましい。すなわち、AS
R制御のサンプリング周期が長くなるが、モータの速度
変動は電流変動に比べて緩慢であることから、ASRに
係る演算処理を軽減し、かつそれに必要なデータの取り
込み、転送時間が短縮可能なので、ACRの制御演算周
期(サンプリング周期)がより高速化できるので、−層
応答速度及び精度を向上できる。
、前記電流制御手段にかかるACRサンプリング周期を
基準にして、前記PWM制御にかかるキャリア周期と前
記速度制御手段にかかるASRサンプリング周期をそれ
ぞれ松数倍に設定することが望ましい。すなわち、AS
R制御のサンプリング周期が長くなるが、モータの速度
変動は電流変動に比べて緩慢であることから、ASRに
係る演算処理を軽減し、かつそれに必要なデータの取り
込み、転送時間が短縮可能なので、ACRの制御演算周
期(サンプリング周期)がより高速化できるので、−層
応答速度及び精度を向上できる。
その場合、前記ホストマイクロコンピュータと前記スレ
ーブマイクロコンピュータ相互間のデータ伝送は、前記
速度制御手段にかかる測定データを除いて前記ACRサ
ンプリング周期ごとに行うものとし、前記速度制御手段
にかかる制御演算は前記整数分の1に分割して前記AC
Rサンプリング周期ごとに実行し、該分割された制御演
算の内容に必要な測定データを前記ホストマイクロコン
ピュータから前記ACRサンプリング周期ごとに前記整
数分の1に分割して伝送することが望ましい。
ーブマイクロコンピュータ相互間のデータ伝送は、前記
速度制御手段にかかる測定データを除いて前記ACRサ
ンプリング周期ごとに行うものとし、前記速度制御手段
にかかる制御演算は前記整数分の1に分割して前記AC
Rサンプリング周期ごとに実行し、該分割された制御演
算の内容に必要な測定データを前記ホストマイクロコン
ピュータから前記ACRサンプリング周期ごとに前記整
数分の1に分割して伝送することが望ましい。
また、前記PWM信号発生手段は、前記ACRサンプリ
ング周期の2倍のキャリア周期ごとにリセットされるタ
イマと一対のレジスタと一対の比較器とを各相ごとに有
してなり、前記PWMデータは前記インバータ各相のス
イッチング素子をオンさせる時間幅を前記キャリア周期
の起点から規定してなる各相一対の時間データからなり
、該各一対のデータは前記タイマのリセットごとに前記
レジスタに転送される構成とすることができる。
ング周期の2倍のキャリア周期ごとにリセットされるタ
イマと一対のレジスタと一対の比較器とを各相ごとに有
してなり、前記PWMデータは前記インバータ各相のス
イッチング素子をオンさせる時間幅を前記キャリア周期
の起点から規定してなる各相一対の時間データからなり
、該各一対のデータは前記タイマのリセットごとに前記
レジスタに転送される構成とすることができる。
なお、時間データの転送を、各一対のデータのうち小さ
い時間データは前記タイマのリセット・ごとに前記レジ
スタに転送するものとされ、また前記各一対の時間デー
タのうち大きい時間データは前記ACRサンプリング周
期ごとに当該時間データが転送時の前記タイマの値より
も大きいときに実行することも可能であり、これによれ
ば、制御精度及び応答速度が一層向上する。
い時間データは前記タイマのリセット・ごとに前記レジ
スタに転送するものとされ、また前記各一対の時間デー
タのうち大きい時間データは前記ACRサンプリング周
期ごとに当該時間データが転送時の前記タイマの値より
も大きいときに実行することも可能であり、これによれ
ば、制御精度及び応答速度が一層向上する。
また、本地の発明を前記IM/SM共用の制御装置に適
用することができ、これによればIM/SM共用制御装
置の応答速度及び制御精度を向上させることができる。
用することができ、これによればIM/SM共用制御装
置の応答速度及び制御精度を向上させることができる。
以下、本発明を実施例に基づいて説明する。
第1図に本発明に係る一実施例の交流サーボモータの制
御装置を含んでなる交流サーボモータ駆動制御システム
全体の機能構成図を示す。図において、交流サーボモー
タ1はインバータ2から供給される可変周波数、可変電
圧の交流によって、所望の速度で駆動されるようになっ
ている。インバータ2は制御ボード101から与えられ
るPWMゲートパルスに従ってスイッチング駆動され、
入力直流電力3を所定周波数、所定電圧の交流に変換し
て出力するものである。ここで、制御ボード101が本
発明に係る制御装置に対応し、交流サーボモータ1には
IM又はSMが適用可能である。なお、第1図はIMに
適用する場合の切換状態を示しているが、後述するよう
に簡単な切換えで、SMにもそのまま適用できる。
御装置を含んでなる交流サーボモータ駆動制御システム
全体の機能構成図を示す。図において、交流サーボモー
タ1はインバータ2から供給される可変周波数、可変電
圧の交流によって、所望の速度で駆動されるようになっ
ている。インバータ2は制御ボード101から与えられ
るPWMゲートパルスに従ってスイッチング駆動され、
入力直流電力3を所定周波数、所定電圧の交流に変換し
て出力するものである。ここで、制御ボード101が本
発明に係る制御装置に対応し、交流サーボモータ1には
IM又はSMが適用可能である。なお、第1図はIMに
適用する場合の切換状態を示しているが、後述するよう
に簡単な切換えで、SMにもそのまま適用できる。
本実施例における交流サーボモータ1(以下。
単にモータと称する)の制御は、基本的にモータ1の速
度を所望値に可変制御するもので、そのためにモータ1
の実際の速度を検出し、これと速度指令値との偏差を零
にすべくモータ電流を制御する。このモータ電流を制御
するにあたり、モータ電流をd軸成分とq軸成分に分け
、それらに応じて電圧ベクトルを選択してインバータ2
を駆動するもので、そのために、モータ1の磁束位置を
検出し、これに合わせてdr q軸の電流成分を制御す
るようにしている。以下、詳細に説明する。
度を所望値に可変制御するもので、そのためにモータ1
の実際の速度を検出し、これと速度指令値との偏差を零
にすべくモータ電流を制御する。このモータ電流を制御
するにあたり、モータ電流をd軸成分とq軸成分に分け
、それらに応じて電圧ベクトルを選択してインバータ2
を駆動するもので、そのために、モータ1の磁束位置を
検出し、これに合わせてdr q軸の電流成分を制御す
るようにしている。以下、詳細に説明する。
モータ1の軸に取付けられた回転エンコーダ4は、モー
タ1の回転位置変化に応じてパルスを発生するもので、
モータ1の1回転当り一定数Prのパルスを出力するよ
うになっている。この、ペルスはアップダウン(U/D
)カウンタ7と速度検出手段13に入力されており、速
度検出手段13はパルスの数と時間幅からモータ1の速
度ωrを検出している。
タ1の回転位置変化に応じてパルスを発生するもので、
モータ1の1回転当り一定数Prのパルスを出力するよ
うになっている。この、ペルスはアップダウン(U/D
)カウンタ7と速度検出手段13に入力されており、速
度検出手段13はパルスの数と時間幅からモータ1の速
度ωrを検出している。
モータ1の速度指令01本は上位の制御装置等の速度指
令手段14から制御ボードに与えられる。
令手段14から制御ボードに与えられる。
この速度指令ωr*は加算器に入力され、ここにおいて
、前記検出された速度検出値ωrとの偏差が求められる
。この速度偏差は速度制御手段15に入力され、ここに
おいてその偏差を零にするための回転磁束φと直交する
q軸電流成分のq軸電流指令■Q*が生成される。
、前記検出された速度検出値ωrとの偏差が求められる
。この速度偏差は速度制御手段15に入力され、ここに
おいてその偏差を零にするための回転磁束φと直交する
q軸電流成分のq軸電流指令■Q*が生成される。
一方、IMの場合は磁束φを生成するためのd軸電流成
分が必要であり、このd軸電流指令IIiはd軸電流指
令発生手段16により生成され、切換スイッチ17を介
して出力される。この切換スイッチ17はIMとSMに
応じて切換えるためのものであり、SMの場合の磁束φ
は回転子の永久磁石により与えられるので、d軸電流指
令ID率は零でよいことから、SMに適用する場合は切
換スイッチ17を接地側に切換えて用いる。
分が必要であり、このd軸電流指令IIiはd軸電流指
令発生手段16により生成され、切換スイッチ17を介
して出力される。この切換スイッチ17はIMとSMに
応じて切換えるためのものであり、SMの場合の磁束φ
は回転子の永久磁石により与えられるので、d軸電流指
令ID率は零でよいことから、SMに適用する場合は切
換スイッチ17を接地側に切換えて用いる。
ここで、第2図にd軸電流指令発生手段16の詳細構成
図を示す。図示のように、同手段16は磁束指令発生手
段16aと、磁束制御手段16bと、磁束演算手段16
cを含んでなる。磁束指令発生手段16aは速度検出手
段13により検出された検出速度ωrを人力とし、予め
設定された関数に基づいて対応する磁束指令φ車を出力
するようになっている。その磁束指令は磁束制御手段1
.6 bに入力され、ここにおいてd軸電流指令ID率
が生成され、前記切換スイッチ17しこ出力される。
図を示す。図示のように、同手段16は磁束指令発生手
段16aと、磁束制御手段16bと、磁束演算手段16
cを含んでなる。磁束指令発生手段16aは速度検出手
段13により検出された検出速度ωrを人力とし、予め
設定された関数に基づいて対応する磁束指令φ車を出力
するようになっている。その磁束指令は磁束制御手段1
.6 bに入力され、ここにおいてd軸電流指令ID率
が生成され、前記切換スイッチ17しこ出力される。
一方、磁束演算手段16cは次式(1)に基づいで、磁
束φを求め、前記磁束制御手段+6bの入力倶1にネガ
ティブフィードバックするとともに、す八り演算手段2
2に出力する。なお、(1)式で、■、はTMの励磁イ
ンダクタンス、′I゛2はIMの2次時定数、Sはラプ
ラス演算子である。
束φを求め、前記磁束制御手段+6bの入力倶1にネガ
ティブフィードバックするとともに、す八り演算手段2
2に出力する。なお、(1)式で、■、はTMの励磁イ
ンダクタンス、′I゛2はIMの2次時定数、Sはラプ
ラス演算子である。
なお、上記例で、d軸電流指令ID率を速度ωrに応じ
て変えるようにしたが、トルクに応して変えるようにし
てもよく、また、両方を併用することもできる。さらに
、ID本を一定値にしてもよい。
て変えるようにしたが、トルクに応して変えるようにし
てもよく、また、両方を併用することもできる。さらに
、ID本を一定値にしてもよい。
このようにして設定されたq軸電流指令IQ本とd軸電
流指令ID本は、それぞれ加算器18゜19を介してq
軸電流制御手段28とd軸電流制御手段29に入力され
る。加算器18と19にはそれぞれモータ1に流れる電
流を検出し、これをd+ q軸成分に変換した検出電流
IQとIDが負帰還されている。したがって、各軸の電
流制御手段28.29は、指令と検出値の偏差に応じて
動作し、それぞれq軸電圧指令vQ本とd軸電圧指令V
D本とを生成して、PWM制御手段30に出力する。
流指令ID本は、それぞれ加算器18゜19を介してq
軸電流制御手段28とd軸電流制御手段29に入力され
る。加算器18と19にはそれぞれモータ1に流れる電
流を検出し、これをd+ q軸成分に変換した検出電流
IQとIDが負帰還されている。したがって、各軸の電
流制御手段28.29は、指令と検出値の偏差に応じて
動作し、それぞれq軸電圧指令vQ本とd軸電圧指令V
D本とを生成して、PWM制御手段30に出力する。
ここで、電流指令IQ*、ID*をモータ1の磁束位I
Qに合わせるとともに、フィードバックする検出電流I
u”wについても、磁束位置0に応じてIQ、IDに直
流変換しなければならない。
Qに合わせるとともに、フィードバックする検出電流I
u”wについても、磁束位置0に応じてIQ、IDに直
流変換しなければならない。
そこで、次に磁束位置検出と検出電流の変換について詳
細に説明する。
細に説明する。
まず、モータ1の各相の検出電流Iu、 Iv。
Iwからq軸とd軸の検出電流IQとIDへ変換する手
順を説明する。3相電流Iu〜IwをホールCT等の電
流検出手段24と25によりアナログ量として検出し、
これを制御ボード101に設けたA/D変換器26でデ
ジタル量に変換する。次に、3/2相変換手段27にお
いて、次式(2) 、 (3)に基づいて2相電流工^
、IQに変換し、さらに式(4)に基づいて、IQとI
Dに変換する。
順を説明する。3相電流Iu〜IwをホールCT等の電
流検出手段24と25によりアナログ量として検出し、
これを制御ボード101に設けたA/D変換器26でデ
ジタル量に変換する。次に、3/2相変換手段27にお
いて、次式(2) 、 (3)に基づいて2相電流工^
、IQに変換し、さらに式(4)に基づいて、IQとI
Dに変換する。
Iu+Iv+Iw=0
・・・・・・(3)
なお、式(3)を用いることにより、第1図に示したよ
うに、1相分(Iv)の電流検出を省略できる。
うに、1相分(Iv)の電流検出を省略できる。
上記の式(4)の演算で用いるsinθ、QOBθのθ
はモータ1の磁束位置であり、次に述べる手順で検出す
る。また5inOとcosθの演算に要する時間を短縮
するため、θをアドレスとしてsinθとCO5θの値
を格納したsinθ/cosOテーブル9を設けている
。そして、3/2相変換手段27は検出された磁束位置
θに対応させてs i n O/ c o sθテーブ
ル9から読出すsinθとcosθの値を用いて、上記
式(4)の演算を行うようになっている。
はモータ1の磁束位置であり、次に述べる手順で検出す
る。また5inOとcosθの演算に要する時間を短縮
するため、θをアドレスとしてsinθとCO5θの値
を格納したsinθ/cosOテーブル9を設けている
。そして、3/2相変換手段27は検出された磁束位置
θに対応させてs i n O/ c o sθテーブ
ル9から読出すsinθとcosθの値を用いて、上記
式(4)の演算を行うようになっている。
まず、U/Dカウンタ7は入力パルスを計数して、回転
子の回転位置変化を検出し、これにより磁束位置を検出
する。U/Dカウンタ7はモータ1の正転、逆転に応じ
てアップ、ダウン動作し。
子の回転位置変化を検出し、これにより磁束位置を検出
する。U/Dカウンタ7はモータ1の正転、逆転に応じ
てアップ、ダウン動作し。
また基準位M(通常は1回転)ごとにリセットされるよ
うになっている。したがって、U/Dカウンタ7の計数
値Pcはモータ1の1回転(360°)の回転位置に相
当する値となる。しかし、回転エンコーダ4には、1回
転当りの出力パルス数Prの異なるものが用いられるこ
とがあるから、U/Dカウンタ7の計数値を常に回転角
度M(例えば360’)に対応させた磁束位置θとして
、検出しなければならない。この対応づけは、回転角度
変換手段A8により計数値PCに変換係数K、を乗する
ことにより行われる。この係数に1は次式(5)を満足
するように設定されろとともに、変更可能にされている
。
うになっている。したがって、U/Dカウンタ7の計数
値Pcはモータ1の1回転(360°)の回転位置に相
当する値となる。しかし、回転エンコーダ4には、1回
転当りの出力パルス数Prの異なるものが用いられるこ
とがあるから、U/Dカウンタ7の計数値を常に回転角
度M(例えば360’)に対応させた磁束位置θとして
、検出しなければならない。この対応づけは、回転角度
変換手段A8により計数値PCに変換係数K、を乗する
ことにより行われる。この係数に1は次式(5)を満足
するように設定されろとともに、変更可能にされている
。
ところで、上記のようにしてU/Dカウンタ7により検
出される磁束位置θは、IMの場合は初期値零″でよい
が、SMの場合は永久磁石等からなる回転子磁極の位置
に合わせなければならない。これについては後で説明す
る。
出される磁束位置θは、IMの場合は初期値零″でよい
が、SMの場合は永久磁石等からなる回転子磁極の位置
に合わせなければならない。これについては後で説明す
る。
一方、5inO又はcosθのテーブルに必要なエリア
数Nは、N=2n(但し、nは整数)であり、nが大き
いほど(Oのピッチが小さいほど)計算精度が向上する
。また、0=a〜360°まで全範囲にわたるテーブル
としてもよいが、テーブルが膨大となるので好ましくな
い。そこで、Sinθ又はcos Oの対称性を利用し
、θ=0〜360°を172又は1/4に分割した1つ
の範囲をテーブルとし、他の範囲は読出しアドレスを変
換することにより、実質的に全範囲のテーブルを持った
のと同一にできる。本実施例では、第3図に示すように
、θ=O〜360@の範囲を90ごとに区切って4つの
モードMDI〜MD4を設定した。そして、s i n
O/ c o sθテーブル9は第4図に示すように
、それぞれエリア数Nをθ=O〜90°に割り付けてs
inθとcosOのテーブルを形成するとともに、モー
ド分はアドレス変換手段10により、入力される磁束位
置Oの値がどのモードMDI〜MD4に属するか識別し
、属するモードに応じてアドレス順を反転したり、si
nθ又はcosOの符号を反転させて読み出させるよう
になっている。
数Nは、N=2n(但し、nは整数)であり、nが大き
いほど(Oのピッチが小さいほど)計算精度が向上する
。また、0=a〜360°まで全範囲にわたるテーブル
としてもよいが、テーブルが膨大となるので好ましくな
い。そこで、Sinθ又はcos Oの対称性を利用し
、θ=0〜360°を172又は1/4に分割した1つ
の範囲をテーブルとし、他の範囲は読出しアドレスを変
換することにより、実質的に全範囲のテーブルを持った
のと同一にできる。本実施例では、第3図に示すように
、θ=O〜360@の範囲を90ごとに区切って4つの
モードMDI〜MD4を設定した。そして、s i n
O/ c o sθテーブル9は第4図に示すように
、それぞれエリア数Nをθ=O〜90°に割り付けてs
inθとcosOのテーブルを形成するとともに、モー
ド分はアドレス変換手段10により、入力される磁束位
置Oの値がどのモードMDI〜MD4に属するか識別し
、属するモードに応じてアドレス順を反転したり、si
nθ又はcosOの符号を反転させて読み出させるよう
になっている。
このように読出されたsinθとcosaを用い、前記
3/2相変換手段27は、次式に示す演算により、それ
ぞれ検出電流をIQとIDに変換する。
3/2相変換手段27は、次式に示す演算により、それ
ぞれ検出電流をIQとIDに変換する。
ところで、IMの場合の磁束位置制御には、すベリを考
慮しなければならない。そこで、第1図に示したように
、すべり演算手段22はd軸電流指令発生手段16から
出力される磁束φと、速度制御手段15から出力される
q軸電流指令IQ*とから、次式(6)によりすべり速
度指令05本を求める。
慮しなければならない。そこで、第1図に示したように
、すべり演算手段22はd軸電流指令発生手段16から
出力される磁束φと、速度制御手段15から出力される
q軸電流指令IQ*とから、次式(6)によりすべり速
度指令05本を求める。
このようにして求めたすベリ速度指令ωS本を回転角変
換手段B23において回転する角度O8に変換し、切換
スイッチ20を介して、加算器21により前記検出され
た磁束位置θにθSを加算する。これにより、すべりω
Sを考慮した磁束位置による制御がなされる。なお、上
記ωS*の単位は回転数とし、回転角変換B23の変換
係数に2は、次式(7)を満たすように設定される。
換手段B23において回転する角度O8に変換し、切換
スイッチ20を介して、加算器21により前記検出され
た磁束位置θにθSを加算する。これにより、すべりω
Sを考慮した磁束位置による制御がなされる。なお、上
記ωS*の単位は回転数とし、回転角変換B23の変換
係数に2は、次式(7)を満たすように設定される。
なお、Mは前記式(5)と同じ次元とする。
上述のようにしてすべりを考慮して求めた磁束位置Oを
基準にして、3/2相変換手段27において検出電流I
v〜Wはq、d軸電流IQ、IDに変換され、これがq
、d*tll電流指令I Q*。
基準にして、3/2相変換手段27において検出電流I
v〜Wはq、d軸電流IQ、IDに変換され、これがq
、d*tll電流指令I Q*。
ID本のフィードバック量として加算器18゜19に与
えられる。前記qrd軸電流制御手段28.29は加算
器18.19から出力される電流の偏差に応じて作動さ
れ、その偏差を零にするに必要なq+d軸電圧指令VQ
*、VD*を生成して、I) W M制御手段30に出
力する。このPWM制御手段30は、周知のパルス幅変
調(PWM)方式により、電圧指令IQ*、ID*に応
じた電圧ベクトルを選択するとともに、その電圧ベクト
ルの出力時間幅を決定し、これらに基づいてインバータ
2の各スイッチング素子のゲート信号を生成して出力す
るようになっている。その詳細機能について次に説明す
る。
えられる。前記qrd軸電流制御手段28.29は加算
器18.19から出力される電流の偏差に応じて作動さ
れ、その偏差を零にするに必要なq+d軸電圧指令VQ
*、VD*を生成して、I) W M制御手段30に出
力する。このPWM制御手段30は、周知のパルス幅変
調(PWM)方式により、電圧指令IQ*、ID*に応
じた電圧ベクトルを選択するとともに、その電圧ベクト
ルの出力時間幅を決定し、これらに基づいてインバータ
2の各スイッチング素子のゲート信号を生成して出力す
るようになっている。その詳細機能について次に説明す
る。
第5図に、PWM制御手段3oの詳細梢戊図を示す。同
図はU相電圧分のみ記載しているが、他の■、W相につ
いても同様である。図示のように、印加電圧発生手段3
0a、ベクトル時間変換手段30b、レジスタ変換手段
30c、PWM信号発生手段30d、ゲート回路30e
を有して形成されている。印加電圧発生手段30aは入
力される■Q*と■D車に基づき、次式(8)により、
モータ1のU相に加えるべき電圧VTυとその位相δを
求めて出力する。
図はU相電圧分のみ記載しているが、他の■、W相につ
いても同様である。図示のように、印加電圧発生手段3
0a、ベクトル時間変換手段30b、レジスタ変換手段
30c、PWM信号発生手段30d、ゲート回路30e
を有して形成されている。印加電圧発生手段30aは入
力される■Q*と■D車に基づき、次式(8)により、
モータ1のU相に加えるべき電圧VTυとその位相δを
求めて出力する。
Vtυ= l V D* l sinδ+ IVQ
”1cosδこの(8)式に係るベクトル図を第6図(
b)に示す。また、同図(a)は、モータ1の各相の誘
起電圧eou、 eov、 eowとモータ電流工、と
端子電圧VTUのベクトル関係を示したものである。
”1cosδこの(8)式に係るベクトル図を第6図(
b)に示す。また、同図(a)は、モータ1の各相の誘
起電圧eou、 eov、 eowとモータ電流工、と
端子電圧VTUのベクトル関係を示したものである。
同図(b)に示したように、トルク指令に係るq軸電圧
指令■Q*に対し、90°遅れた位置に磁束φ1があり
、この位置が前記θに一致する。また、インバータ2に
加えるべき磁束φ2の位相αはα=(θ+δ)の位置に
なる。したがって、磁束φ2に対し906進んだ位相で
電圧Vtuがモータ1のU相に印加されるように、イン
バータ2のスイッチング素子の通流幅を制御する。この
制御は、ベクトル時間変換手段30bにより実行される
。
指令■Q*に対し、90°遅れた位置に磁束φ1があり
、この位置が前記θに一致する。また、インバータ2に
加えるべき磁束φ2の位相αはα=(θ+δ)の位置に
なる。したがって、磁束φ2に対し906進んだ位相で
電圧Vtuがモータ1のU相に印加されるように、イン
バータ2のスイッチング素子の通流幅を制御する。この
制御は、ベクトル時間変換手段30bにより実行される
。
ここで、3相ブリツジ構成のインバータ2が発生し得る
電圧ベクトルと、その電圧ベクトルを組み合せて所望の
電圧ベクトルVTUを発生させる方式については周知の
技術であるが、第7図と第8図を用いて説明する。第7
図(a)に示すように、インバータ2は上下各3個の対
アームにスイッチング素子U、V、W、X、Y、Zを有
してなる。
電圧ベクトルと、その電圧ベクトルを組み合せて所望の
電圧ベクトルVTUを発生させる方式については周知の
技術であるが、第7図と第8図を用いて説明する。第7
図(a)に示すように、インバータ2は上下各3個の対
アームにスイッチング素子U、V、W、X、Y、Zを有
してなる。
いま、スイッチング素子Uがオンで、スイッチング素子
v、Wがオフとすると、対アームの各スイッチング素子
X、Y、Zはそれぞれ相補的にオフ、オン、オンに動作
される。このとき、モータ1に流れる電流はU端子から
流入して■とW端子から流出するものとなり、これによ
りモータ1に発生する電圧ベクトルを■1とし、Vl
(100)と表記する。なお()内の“l”、“′0”
はスイッチング素子U、V、Wの“オン”オフ″に対応
する。同様にして、スイッチング素子U、V。
v、Wがオフとすると、対アームの各スイッチング素子
X、Y、Zはそれぞれ相補的にオフ、オン、オンに動作
される。このとき、モータ1に流れる電流はU端子から
流入して■とW端子から流出するものとなり、これによ
りモータ1に発生する電圧ベクトルを■1とし、Vl
(100)と表記する。なお()内の“l”、“′0”
はスイッチング素子U、V、Wの“オン”オフ″に対応
する。同様にして、スイッチング素子U、V。
W、X、Y、Zのオン、オフ組合せを変化させると、第
7図(b)に示すように、60°づつの位相差をもつ6
個の電圧ベクトルv1〜■6及び2つの零ベクトルVo
、V、が得られる。そして。
7図(b)に示すように、60°づつの位相差をもつ6
個の電圧ベクトルv1〜■6及び2つの零ベクトルVo
、V、が得られる。そして。
前記電圧ベクトルvTυを発生させるには、第7図(c
)に示したように、Vl (100)と■2(110)
を組合せればよいのである。また、どの電圧ベクトルを
組合せれば所望の位相を有する電圧ベクトルを合成でき
るかは、第7図(b)に示すモード1〜6のように、α
によって定まってくる。例えば、α=O〜60°の区間
では■1と■2を組み合わせればよい。この具体例をさ
らに第8図で説明する。第8図は磁束φ2が位相αのと
きに、電圧ベクトルV1とv2をどのように選択して出
力するかを示したもので、vlの出力時間幅ベクトルを
Viとし、■2の出力時間幅ベクトルをVjとして表わ
している。すなわち、vlとVjの時間幅を調整するこ
とによって電圧ベクトルViと■2の大きさを変える概
念を示している。このViとVjは次式(9)により求
めることができる。このとき、5in(60〜α)の値
はsia/cosOテーブル9から求める。なお、VZ
は零ベクトルVo、V7であり、TcはPMWのキャリ
ア周期である。
)に示したように、Vl (100)と■2(110)
を組合せればよいのである。また、どの電圧ベクトルを
組合せれば所望の位相を有する電圧ベクトルを合成でき
るかは、第7図(b)に示すモード1〜6のように、α
によって定まってくる。例えば、α=O〜60°の区間
では■1と■2を組み合わせればよい。この具体例をさ
らに第8図で説明する。第8図は磁束φ2が位相αのと
きに、電圧ベクトルV1とv2をどのように選択して出
力するかを示したもので、vlの出力時間幅ベクトルを
Viとし、■2の出力時間幅ベクトルをVjとして表わ
している。すなわち、vlとVjの時間幅を調整するこ
とによって電圧ベクトルViと■2の大きさを変える概
念を示している。このViとVjは次式(9)により求
めることができる。このとき、5in(60〜α)の値
はsia/cosOテーブル9から求める。なお、VZ
は零ベクトルVo、V7であり、TcはPMWのキャリ
ア周期である。
Vi=VTuXKvXsiri (60−a)、Vj
=vruXKvX S 1 n αVz =Tc−2(
Vi−Vj) ・−(9)また、定数Kvは、α=
0のときにモータ1が要求する最大電圧VTUであった
とき、キャリア周期Tcの172にViが等しくなるよ
うに設定する。
=vruXKvX S 1 n αVz =Tc−2(
Vi−Vj) ・−(9)また、定数Kvは、α=
0のときにモータ1が要求する最大電圧VTUであった
とき、キャリア周期Tcの172にViが等しくなるよ
うに設定する。
このようにして求められたVi、Vjはレジスタ変換手
段30cに入力され、PWM信号を発生するためのPW
M信号発生手段30dの各レジスタに格納する時間デー
タに変換する。ここで説明のため、PWM信号発生手段
30dを第5図及び第9図に示したタイムチャートに沿
って先に説明する。第5図に示すように、PWM信号発
生手段30dはU相、■相、W相の各−空間ベクトル部
301.302,303に分けられている。それらの各
空間ベクトル部はそれぞれ同様の構成になっていること
から、U相空間ベクトル部30]を基準にして説明する
。U相空間ベクトル部301はタイマUと、レジスタU
REGAと、レジスタUREGBと、比較器A、Bを含
んでなる。各空間ベクトル部3.01〜303のタイマ
U、V、Wはそれぞれ同期してセット、リセットされ、
そのタイミングは前記キャリア周期Tcに同期されてい
る。比較器A、BはそれぞれレジスタUREGAとUR
EGBの時間データとタイマUの内容が一致したときに
I]″l 、 111. I+高出力反転するように動
作するコンベアマツチ型のものであり、それぞれの出力
が比較信号U1..U2 (Vl、V2゜Wl、W、2
)としてゲート回路30eに出力する。
段30cに入力され、PWM信号を発生するためのPW
M信号発生手段30dの各レジスタに格納する時間デー
タに変換する。ここで説明のため、PWM信号発生手段
30dを第5図及び第9図に示したタイムチャートに沿
って先に説明する。第5図に示すように、PWM信号発
生手段30dはU相、■相、W相の各−空間ベクトル部
301.302,303に分けられている。それらの各
空間ベクトル部はそれぞれ同様の構成になっていること
から、U相空間ベクトル部30]を基準にして説明する
。U相空間ベクトル部301はタイマUと、レジスタU
REGAと、レジスタUREGBと、比較器A、Bを含
んでなる。各空間ベクトル部3.01〜303のタイマ
U、V、Wはそれぞれ同期してセット、リセットされ、
そのタイミングは前記キャリア周期Tcに同期されてい
る。比較器A、BはそれぞれレジスタUREGAとUR
EGBの時間データとタイマUの内容が一致したときに
I]″l 、 111. I+高出力反転するように動
作するコンベアマツチ型のものであり、それぞれの出力
が比較信号U1..U2 (Vl、V2゜Wl、W、2
)としてゲート回路30eに出力する。
ゲート回路30eは例えば比較信号tJ1.U2のEN
OR論理処理によりPWM信号Uを生成して出力する。
OR論理処理によりPWM信号Uを生成して出力する。
同様にPWM信号V、Wが生成出力されどともに、それ
らの反転信号x、y、zがインバータ2の各スイッチン
グ素子に出力される。つまり、レジスタUREGA、B
とVREGA、Bと、WREGA、Bに格納される時間
データによってゲートパルス幅が決定される。そこで、
前記レジスタ変換手段30cは時間ベクトル■i。
らの反転信号x、y、zがインバータ2の各スイッチン
グ素子に出力される。つまり、レジスタUREGA、B
とVREGA、Bと、WREGA、Bに格納される時間
データによってゲートパルス幅が決定される。そこで、
前記レジスタ変換手段30cは時間ベクトル■i。
vjに基づき、次式(10)に従って各レジスタに格納
する時間データを求め、それらに対応するレジスタに順
次格納する。
する時間データを求め、それらに対応するレジスタに順
次格納する。
UREGB=R○。
VREGB=RO+Vi。
WREGB=RO+Vi+Vj。
WREGA=R○+Vi+Vj+RO。
VREGA=RO+Vi+Vj+RO+Vl。
UREGA=RO+Vi+Vj+RO+Vi+Di・・
・(10) ここで、ROはオフセット値であり、演算結果がT c
/ 2以上ならない値に調整して決定される。
・(10) ここで、ROはオフセット値であり、演算結果がT c
/ 2以上ならない値に調整して決定される。
また、B側のレジスタ群の演算結果がA側のレジスタ群
より短くなるように選択される。さらに、B側しジスタ
群の計算は、始めにオフセットROを加えた後に、Vi
又はvjを加算する。A側しジスタの計算では、それぞ
れB側しジスタの値にオフセットROを加えてから、V
i又はvjを加算する。このようにすることにより、結
果的に(9)式のVzを求める必要がなくなる。なお、
各レジスタUREGA、B等の書き換えは、それぞれの
タイマU、V、W、がクリヤされたタイミングで行うよ
うにする。第8図に示した例の場合についていうと、Δ
印がオフセットROの期間は、Vo (000)とV7
(111)を選ンテおり、ViがVl (100)ベク
トルを、vjが■2(110)ベクトルを選択され、残
りがVo (000)ベクトルを選んだ結果を表わす。
より短くなるように選択される。さらに、B側しジスタ
群の計算は、始めにオフセットROを加えた後に、Vi
又はvjを加算する。A側しジスタの計算では、それぞ
れB側しジスタの値にオフセットROを加えてから、V
i又はvjを加算する。このようにすることにより、結
果的に(9)式のVzを求める必要がなくなる。なお、
各レジスタUREGA、B等の書き換えは、それぞれの
タイマU、V、W、がクリヤされたタイミングで行うよ
うにする。第8図に示した例の場合についていうと、Δ
印がオフセットROの期間は、Vo (000)とV7
(111)を選ンテおり、ViがVl (100)ベク
トルを、vjが■2(110)ベクトルを選択され、残
りがVo (000)ベクトルを選んだ結果を表わす。
第9図はこの状態のタイムチャートであり、第9図で使
用計算式(9)式と記しである行のRO,Vi。
用計算式(9)式と記しである行のRO,Vi。
V J、 RO、V j+ V i+ V zは、それ
らノヘクトルを選択している時間を表わしている。PW
MU、PWMV、PWMW信号を縦に沿ッテ見ルト。
らノヘクトルを選択している時間を表わしている。PW
MU、PWMV、PWMW信号を縦に沿ッテ見ルト。
上記ベクトルと一致しており、それぞれ(000)(1
00)、(110)、(111)、(110)、(10
0)、(000)となる。
00)、(110)、(111)、(110)、(10
0)、(000)となる。
このようにして形成されたI)WM信号U、V。
W、X、Y、Zは増幅処理されて、インバータ2の各ス
イッチング素子のゲートに印加され、IMであるモータ
1を速度指令ωr木に一致させて陣動するに必要な可変
周波数、可変電圧の交流かモータ1に出力される。
イッチング素子のゲートに印加され、IMであるモータ
1を速度指令ωr木に一致させて陣動するに必要な可変
周波数、可変電圧の交流かモータ1に出力される。
一方、モータ1がSMの場合には、以下に述へるように
切換スイッチ12.17.20をSM側に切換えること
により、簡単に対応できる。SMとIMの速度制御にお
いて、速度指令ωr*と検出速度ωrの偏差を零にする
あたり、モータ電流をd、q軸の各成分に分けて制御す
る点、そのd。
切換スイッチ12.17.20をSM側に切換えること
により、簡単に対応できる。SMとIMの速度制御にお
いて、速度指令ωr*と検出速度ωrの偏差を零にする
あたり、モータ電流をd、q軸の各成分に分けて制御す
る点、そのd。
q軸電流に応じてPWM制御により電圧ベクトルを選択
する点、またモータ電流をフィードバックしてd、q!
1lll電流に変換する際と前記電圧ベクl−ルを選択
する際に、モータの磁束位置に対応させる必要がある点
等、共通の制御処理がある。反面IMとSMの基本的な
構成の違いから、SMの場合は(1)回転子の磁極位置
から磁束位置θが機械的に定まるから、制御に用いる磁
束位置Oは回転子の磁極位置に合わせなければならない
こと、(2)回転磁束と回転子の回転は同期しており、
すべりがないから、磁束位置Oに関してIMのようにす
べりを考慮する必要がないこと、(3)d軸電流成分は
IMの場合、モータの磁束を作るものであるが、SMの
磁束は回転子の永久磁石等により与えられるので、d!
1illl電流指令は零でよいこと等が、IMの場合と
異なる。そこで、上記(2)と(3)については、第1
図の切換スイッチ2゜と17を接地側に切換えることに
より、dIIIIffl流指令ID木を零にするととも
に、すべり速度ωS木による補正を零にするようにして
いる。また、上記(1)については、第1図の切換スイ
ッチに12を磁極位置検出回路6側に切換え1次に述べ
るように、磁極位置を検出してU/Dカウンタ7の内容
を補正するようにしている。
する点、またモータ電流をフィードバックしてd、q!
1lll電流に変換する際と前記電圧ベクl−ルを選択
する際に、モータの磁束位置に対応させる必要がある点
等、共通の制御処理がある。反面IMとSMの基本的な
構成の違いから、SMの場合は(1)回転子の磁極位置
から磁束位置θが機械的に定まるから、制御に用いる磁
束位置Oは回転子の磁極位置に合わせなければならない
こと、(2)回転磁束と回転子の回転は同期しており、
すべりがないから、磁束位置Oに関してIMのようにす
べりを考慮する必要がないこと、(3)d軸電流成分は
IMの場合、モータの磁束を作るものであるが、SMの
磁束は回転子の永久磁石等により与えられるので、d!
1illl電流指令は零でよいこと等が、IMの場合と
異なる。そこで、上記(2)と(3)については、第1
図の切換スイッチ2゜と17を接地側に切換えることに
より、dIIIIffl流指令ID木を零にするととも
に、すべり速度ωS木による補正を零にするようにして
いる。また、上記(1)については、第1図の切換スイ
ッチに12を磁極位置検出回路6側に切換え1次に述べ
るように、磁極位置を検出してU/Dカウンタ7の内容
を補正するようにしている。
磁極位置検出回路6は、第10図に示す構成とされ、磁
極位置検出器5からの出力信号φU、φV。
極位置検出器5からの出力信号φU、φV。
φ豐に応じて動作するようになっている。
磁極位置検出器5は磁極位置がモータlの位置に一致さ
れた回転子を有し、この回転子の回転を電磁的に検出し
て、第11図に示す矩形波の出力信号φυ、φV、φW
を出力するようになっている、それらの信号は180゜
ごとに反転するもので。
れた回転子を有し、この回転子の回転を電磁的に検出し
て、第11図に示す矩形波の出力信号φυ、φV、φW
を出力するようになっている、それらの信号は180゜
ごとに反転するもので。
また120°ずつ位置がずれた関係になっている。
そこで、φU〜φ豐の“H”レベルと“L”レベルを“
1”と110”に対応づけ、それらによる3ビツトのア
ドレスを考えると、60°ごとの6個のアドレスが得ら
れる。いま、U相を基準とし、ROM6aの上記アドレ
スの各エリアに磁束位置θに相当する計数値Pco=P
c、を予め書き込んでおく。そして、読出し/書込み(
R/W)制御手段6bにより、φU〜φWに基づいて6
0°ごとにR/W信号をROM6aとU/Dカウンタ7
に出力させる。これにより、U/Dカウンタ7の計数値
Pcは常にSMの磁極位置Oに一致した内容に補正され
る。
1”と110”に対応づけ、それらによる3ビツトのア
ドレスを考えると、60°ごとの6個のアドレスが得ら
れる。いま、U相を基準とし、ROM6aの上記アドレ
スの各エリアに磁束位置θに相当する計数値Pco=P
c、を予め書き込んでおく。そして、読出し/書込み(
R/W)制御手段6bにより、φU〜φWに基づいて6
0°ごとにR/W信号をROM6aとU/Dカウンタ7
に出力させる。これにより、U/Dカウンタ7の計数値
Pcは常にSMの磁極位置Oに一致した内容に補正され
る。
上述したように、本実施例によれば、磁束位置検出に係
る手段及び電流フィードバック制御に係る各手段を最大
限共用化し、相違する手段のみ簡単な切換スイッチで選
択可能にしたことから、IMとSMの制御装置の設計、
製作が大幅に共通化でき、設計工数の低減、製作効率の
向上、コストの低減等の実用的効果が得られる。
る手段及び電流フィードバック制御に係る各手段を最大
限共用化し、相違する手段のみ簡単な切換スイッチで選
択可能にしたことから、IMとSMの制御装置の設計、
製作が大幅に共通化でき、設計工数の低減、製作効率の
向上、コストの低減等の実用的効果が得られる。
また、磁束位置θを検出するにあたり、回転角変換手段
Aを設けたことから、回転エンコーダの種類によって1
回転当りの出力パルス数Prが変っても、係数に工を変
更するだけで容易に合わせることが可能になり、制御装
置として、汎用性をも満すことができる。
Aを設けたことから、回転エンコーダの種類によって1
回転当りの出力パルス数Prが変っても、係数に工を変
更するだけで容易に合わせることが可能になり、制御装
置として、汎用性をも満すことができる。
なお、第1図実施例では、各手段等をハードウェアのイ
メージで示したが、マイクロコンピュータを適用してソ
フトウェアにより実現することが可能なことは勿論であ
る。
メージで示したが、マイクロコンピュータを適用してソ
フトウェアにより実現することが可能なことは勿論であ
る。
ここで、マイクロコンピュータを用いて実現してなる好
適な実施例を第12図に示す。本実施例は、第1図実施
例の交流サーボモータの速度制御ASRと電流制御AC
Rに係る演算及び制御を、D S P (Digita
l Signal Processor)を用いてなる
スレーブマイコン40と、汎用のマイクロコンピュータ
を用いてなるホストマイコン41に役割を分担させるこ
とにより、より高速演算処理を可能にして、制御の応答
速度を高めるとともに、制御精度の向上を図ったもので
ある。すなわち、DSPは周知のように、加算と乗算を
同時に高速処理可能であるという利点を有する反面、一
般のデータ入出力処理や伝送処理には不向きであること
に鑑みたものである。
適な実施例を第12図に示す。本実施例は、第1図実施
例の交流サーボモータの速度制御ASRと電流制御AC
Rに係る演算及び制御を、D S P (Digita
l Signal Processor)を用いてなる
スレーブマイコン40と、汎用のマイクロコンピュータ
を用いてなるホストマイコン41に役割を分担させるこ
とにより、より高速演算処理を可能にして、制御の応答
速度を高めるとともに、制御精度の向上を図ったもので
ある。すなわち、DSPは周知のように、加算と乗算を
同時に高速処理可能であるという利点を有する反面、一
般のデータ入出力処理や伝送処理には不向きであること
に鑑みたものである。
ホストマイコン41は演算と制御を行うCI) U42
を中心に、測定データエリア43、速度指令エリア44
、伝送フラグエリア45、PWM信号発生手段30dが
データバス46を介して接続されている・。測定手段4
7は第1図の磁極位置検出手段6、U/Dカウンタ7、
切換スイッチ12及び速度検出手段13を一括して表わ
したもので、回転エンコーダ4と磁極位置検出器5の出
力信号が入力され、これに基づいて検出した速度検出値
ωrとU/Dカウンタ7の計数値Pcがホストマイコン
41の測定データエリア43に格納されるようになって
いる。また、速度指令手段14から速度指令ωr本が速
度指令エリア44に格納されるようになっている。
を中心に、測定データエリア43、速度指令エリア44
、伝送フラグエリア45、PWM信号発生手段30dが
データバス46を介して接続されている・。測定手段4
7は第1図の磁極位置検出手段6、U/Dカウンタ7、
切換スイッチ12及び速度検出手段13を一括して表わ
したもので、回転エンコーダ4と磁極位置検出器5の出
力信号が入力され、これに基づいて検出した速度検出値
ωrとU/Dカウンタ7の計数値Pcがホストマイコン
41の測定データエリア43に格納されるようになって
いる。また、速度指令手段14から速度指令ωr本が速
度指令エリア44に格納されるようになっている。
スレーブマイコン40は、トリガボー(・49、受信デ
ータエリア51、受信フラグエリア52、電流ボート5
8、演算手段54、データテーブル55、レジスタデー
タエリア53がデータバス50に接続されてなり、デー
タバス50はホストマイコン41のデータバス46に連
結されている。
ータエリア51、受信フラグエリア52、電流ボート5
8、演算手段54、データテーブル55、レジスタデー
タエリア53がデータバス50に接続されてなり、デー
タバス50はホストマイコン41のデータバス46に連
結されている。
演算手段54は受信データエリア51、レジスタデータ
エリア53.データテーブル55に内部バスで接続され
、さらにデータ振分はエリア56とソフトカウンタ57
に内部バスで接続されている。
エリア53.データテーブル55に内部バスで接続され
、さらにデータ振分はエリア56とソフトカウンタ57
に内部バスで接続されている。
スレーブマイコン40とホストマイコン41の演算タイ
ミングは、ホストマイコン41に設けられたサンプリン
グタイマ48から出力されるトリガ信号TMOにより同
期がとられるようになっており、このトリガ1゛MOは
スレーブマイコン40のトリガボート49に入力される
。また、スレーブマイコン40の電流ボート58には、
モータ電流Iυ、IwをA/D変換器26でデジタル変
換された値が入力される。なお、第12図において一点
鎖線で囲った部分が、第1図の制御ボード101に対応
する。
ミングは、ホストマイコン41に設けられたサンプリン
グタイマ48から出力されるトリガ信号TMOにより同
期がとられるようになっており、このトリガ1゛MOは
スレーブマイコン40のトリガボート49に入力される
。また、スレーブマイコン40の電流ボート58には、
モータ電流Iυ、IwをA/D変換器26でデジタル変
換された値が入力される。なお、第12図において一点
鎖線で囲った部分が、第1図の制御ボード101に対応
する。
このように構成される実施例の詳細な機能構成を、第1
3図に示したタイムチャートを参照しながら、動作とと
もに説明する。ホストマイコン41のCPU42は所定
のサンプリング周期T ACRごとに、測定手段47か
らU/Dカウンタの計数i[Pcを、サンプリング周期
TASRごとに検出速度ωrを取り込み、測定データエ
リア43に格納する。また、速度指令手段14からサン
プリング周期T ASRごとに速度指令02本を取り込
み、速度指令エリア44に格納する。スレーブマイコン
40はトリガボート49にトリガ信号TMOが入力され
たタイミングで、ホストマイコン41の測定データエリ
ア43と速度指令エリア44の各ブタを、データバス4
6と50を介して取り込み、受信データエリア51に格
納する。また、それに合わせて、伝送フラグエリア45
のデータを取り込み受信フラグエリア52に格納する。
3図に示したタイムチャートを参照しながら、動作とと
もに説明する。ホストマイコン41のCPU42は所定
のサンプリング周期T ACRごとに、測定手段47か
らU/Dカウンタの計数i[Pcを、サンプリング周期
TASRごとに検出速度ωrを取り込み、測定データエ
リア43に格納する。また、速度指令手段14からサン
プリング周期T ASRごとに速度指令02本を取り込
み、速度指令エリア44に格納する。スレーブマイコン
40はトリガボート49にトリガ信号TMOが入力され
たタイミングで、ホストマイコン41の測定データエリ
ア43と速度指令エリア44の各ブタを、データバス4
6と50を介して取り込み、受信データエリア51に格
納する。また、それに合わせて、伝送フラグエリア45
のデータを取り込み受信フラグエリア52に格納する。
また、A/D変換器26からサンプリング周期T AC
Rごとにモータ電流Iu、Iwを電流ボート58を介し
て取り込む、そして、演算手段54は受信データエリア
51、電流データIu、 Iw、データテーブル55の
各データを用い、第1図実施例で説明した制御処理を行
う。すなわち、第1に検出速度ωrと速度指令02本の
偏差を零にすべく、q軸電流指令IQ本とd軸電流指令
ID*を調整し、これに基づいてインバータ2をPWM
制御するループからなる速度制御(ASR)を行う。第
2にモータ電流を検出して上記工Q*とDQ木をフィー
ドバック補正するループからなる電流制御(ACR)を
行なう。この電流制御には、U/Dカウンタ7を含む磁
束位置検出、すベリによる磁束位置の補正、及びs i
n (j / c o sθテーブルからの読出しが
含まれる。
Rごとにモータ電流Iu、Iwを電流ボート58を介し
て取り込む、そして、演算手段54は受信データエリア
51、電流データIu、 Iw、データテーブル55の
各データを用い、第1図実施例で説明した制御処理を行
う。すなわち、第1に検出速度ωrと速度指令02本の
偏差を零にすべく、q軸電流指令IQ本とd軸電流指令
ID*を調整し、これに基づいてインバータ2をPWM
制御するループからなる速度制御(ASR)を行う。第
2にモータ電流を検出して上記工Q*とDQ木をフィー
ドバック補正するループからなる電流制御(ACR)を
行なう。この電流制御には、U/Dカウンタ7を含む磁
束位置検出、すベリによる磁束位置の補正、及びs i
n (j / c o sθテーブルからの読出しが
含まれる。
ところで、上述のような制御ループにおいて、モータの
速度変動は電流変動に対して緩慢であることから、”A
SR系のサンプリング周期TAsnはACR系のサンプ
リング周期TACRより長くしてよく、TAsu= n
A X TACR(但し、nAは整数)に設定する。
速度変動は電流変動に対して緩慢であることから、”A
SR系のサンプリング周期TAsnはACR系のサンプ
リング周期TACRより長くしてよく、TAsu= n
A X TACR(但し、nAは整数)に設定する。
これにより、ASR系の演算処理とブタ転送にかかるス
レーブマイコン40の負荷を軽減して、高速処理を一層
向上させることが可能になる。また、PWM制御にかか
るキャリア周期Tcについては、T c = nuX
TACR(但し、nBは整数)に設定する。第1:3図
は、n^=3、jl 11=2に設定した例を示してい
る。これに合わせ、ホストマイコン41からスレーブマ
イコン40に送るASRに係るデータの転送は、A C
Rのサンプリング周期ごとに全部のデータを転送する必
要がなく、n6回に分割して転送すればよい。このため
、伝送データの数量と順序を定め、その順序を伝送フラ
グエリア45に記憶させておき、これに合わせて転送制
御するようにしている。分割して送られてきたASRデ
ータは、受信フラグエリア52のデータ内容を解読し、
これに合わせてブタ振分はエリア56に順序どうりに格
納される。
レーブマイコン40の負荷を軽減して、高速処理を一層
向上させることが可能になる。また、PWM制御にかか
るキャリア周期Tcについては、T c = nuX
TACR(但し、nBは整数)に設定する。第1:3図
は、n^=3、jl 11=2に設定した例を示してい
る。これに合わせ、ホストマイコン41からスレーブマ
イコン40に送るASRに係るデータの転送は、A C
Rのサンプリング周期ごとに全部のデータを転送する必
要がなく、n6回に分割して転送すればよい。このため
、伝送データの数量と順序を定め、その順序を伝送フラ
グエリア45に記憶させておき、これに合わせて転送制
御するようにしている。分割して送られてきたASRデ
ータは、受信フラグエリア52のデータ内容を解読し、
これに合わせてブタ振分はエリア56に順序どうりに格
納される。
そして、ソフトカウンタ57によりT ACRに基づい
てTASRをカウントし、そのタイムアツプに合わせて
A S Rの演算処理を実行する。又、’rAcrtご
とに実行されるACRの演算処理により得られたPWM
信号生成に係るレジスタUREGA、B等のデータは、
−旦送(9データエリア53に格納された後、データバ
ス50と46を介して、PWM信号発生手段30dの各
レジスタに転送される。
てTASRをカウントし、そのタイムアツプに合わせて
A S Rの演算処理を実行する。又、’rAcrtご
とに実行されるACRの演算処理により得られたPWM
信号生成に係るレジスタUREGA、B等のデータは、
−旦送(9データエリア53に格納された後、データバ
ス50と46を介して、PWM信号発生手段30dの各
レジスタに転送される。
そして、ゲート回路30eはPWM信号発生手段30d
から出力される。I)WM信号ut、u2゜Vl、V2
.Wl、W2に基づいてグー1−信号U。
から出力される。I)WM信号ut、u2゜Vl、V2
.Wl、W2に基づいてグー1−信号U。
v、w、x、y、zを生成して、インバータ2に出力す
る。なお、第13図ではU相分のみについて示している
が、他の相についても同様である。
る。なお、第13図ではU相分のみについて示している
が、他の相についても同様である。
上述したように、第12図実施例によれば、制御に係る
測定データの入力処理(43)及びPWM信号発生手段
(30d)を汎用のマイクロコンピュータにより実行さ
せ、ASRとACRに係る主たる制御演算をDSPによ
り実行させるようにしたことから、第1図実施例の効果
に加え、演算速度を向上させて、制御の高速応答性を高
めることができ、精度の高いサーボモータ制御を実現で
きる。
測定データの入力処理(43)及びPWM信号発生手段
(30d)を汎用のマイクロコンピュータにより実行さ
せ、ASRとACRに係る主たる制御演算をDSPによ
り実行させるようにしたことから、第1図実施例の効果
に加え、演算速度を向上させて、制御の高速応答性を高
めることができ、精度の高いサーボモータ制御を実現で
きる。
また、第13図に示したように、ASRとACRの制御
特性に鑑み、ASR制御の周期をACRの整数倍で行わ
せるようにしたことがら、スレーブマイコン40に係る
演算負荷が低減するとともに、データ転送を分割して行
うようにしていることから、データ転送時間を短縮でき
、−層応答速度の向上を図ることができる。
特性に鑑み、ASR制御の周期をACRの整数倍で行わ
せるようにしたことがら、スレーブマイコン40に係る
演算負荷が低減するとともに、データ転送を分割して行
うようにしていることから、データ転送時間を短縮でき
、−層応答速度の向上を図ることができる。
なお、第12図実施例は、第1図実施例に係るIMとS
Mの共用化制御装置を実現するものとして説明したが、
本実施例の技術思想は共用化したものに限らず、IM又
は8M専用の制御装置に適用して、上記と同一の効果を
奏する。
Mの共用化制御装置を実現するものとして説明したが、
本実施例の技術思想は共用化したものに限らず、IM又
は8M専用の制御装置に適用して、上記と同一の効果を
奏する。
次に、第12図及び第13図で示した実施例の変形例に
ついて説明する。
ついて説明する。
PWM制御手段により基準とする磁束位置は、第6図(
b)で説明したように、VQlkとID*により定まる
位相角δで補正した磁束φ2を用いた。ところが、第1
2図実施例のように、回転エンコーダ4で回転位置を検
出してから、測定手段47とホストマイコン41を介し
てスレーブマイコン40に転送し、ここで磁極位置θの
計算やPWM制御の計算を行い、その結果をホストマイ
コン41に転送して、インバータ2にゲートが出力され
るまでに、TDなる時間が費やされる。その間であって
・も、モータ1は回転しているので磁束位置αは誤差を
もつことになる。そこでこの誤差をDTHDを次式(1
1)で求め、式(12)によりαを補正する。
b)で説明したように、VQlkとID*により定まる
位相角δで補正した磁束φ2を用いた。ところが、第1
2図実施例のように、回転エンコーダ4で回転位置を検
出してから、測定手段47とホストマイコン41を介し
てスレーブマイコン40に転送し、ここで磁極位置θの
計算やPWM制御の計算を行い、その結果をホストマイ
コン41に転送して、インバータ2にゲートが出力され
るまでに、TDなる時間が費やされる。その間であって
・も、モータ1は回転しているので磁束位置αは誤差を
もつことになる。そこでこの誤差をDTHDを次式(1
1)で求め、式(12)によりαを補正する。
DTHD:KDXTDX(,1r ・= (11
)α=θ+δ十DTHD ・・・(12)な
お、Koは回転速度を角度に変換する係数である。式(
12)により補正された磁束φ3の位置を第6図(c)
に示す。同図から判るように、モータ1のU相に加える
べき電圧ベクトルはV TU3となる。このような補正
をすることにより、モータの制御精度が一層向上する。
)α=θ+δ十DTHD ・・・(12)な
お、Koは回転速度を角度に変換する係数である。式(
12)により補正された磁束φ3の位置を第6図(c)
に示す。同図から判るように、モータ1のU相に加える
べき電圧ベクトルはV TU3となる。このような補正
をすることにより、モータの制御精度が一層向上する。
次に、PWM信号発生に係るUREGA、B等の′書き
換えタイミングについての変形例を第14図を用いて説
明する。UREGA、B等のデータは、第5図のPWM
信号発生手段のタイマU(又は、V、W)がクリヤされ
るTc周期ごとに書き換えるとして説明してきた。これ
に対し、第14図に示すように、UREGA、B等のデ
ータはT ACR周期で演算されることから、Tc周期
よりも短いTACR周期で書き換える方が、制御の応答
性が向上する。しかし、第5図の比較器A、Bはいわゆ
るコンベアマツチ型であるから、−Mしたときのみ出力
を反転する方式のものである。したがって、第14図(
、)に示した例のように、UREGAの内容がタイミン
グ■の時点の計算結果に書き換えられたとすると、最新
のデータが適切に反映されたPWM信号U2が出力され
る。しかし、書き換えられる内容がタイマUの値より小
さく、第14図(b)に示す関係の場合には、タイミン
グ■の時点で交叉するため、いわゆるコンベアマツチす
ることがない。そのため、PWM信号U2は時点■で反
転せず、これによりゲート信号Uも実線で示すものとな
り、エラーが発生してしまうことになる。この結果、第
14図(b)に示した期間TEでは、本来零ベクトルが
選択されるべきなのに、Vl (100)ベクトルが選
択されてしまい、モータ1に過電流が流れ、回転が不安
定になる。なお、上記のような問題は、A側のレジスタ
との関係においてのみ、問題となる。
換えタイミングについての変形例を第14図を用いて説
明する。UREGA、B等のデータは、第5図のPWM
信号発生手段のタイマU(又は、V、W)がクリヤされ
るTc周期ごとに書き換えるとして説明してきた。これ
に対し、第14図に示すように、UREGA、B等のデ
ータはT ACR周期で演算されることから、Tc周期
よりも短いTACR周期で書き換える方が、制御の応答
性が向上する。しかし、第5図の比較器A、Bはいわゆ
るコンベアマツチ型であるから、−Mしたときのみ出力
を反転する方式のものである。したがって、第14図(
、)に示した例のように、UREGAの内容がタイミン
グ■の時点の計算結果に書き換えられたとすると、最新
のデータが適切に反映されたPWM信号U2が出力され
る。しかし、書き換えられる内容がタイマUの値より小
さく、第14図(b)に示す関係の場合には、タイミン
グ■の時点で交叉するため、いわゆるコンベアマツチす
ることがない。そのため、PWM信号U2は時点■で反
転せず、これによりゲート信号Uも実線で示すものとな
り、エラーが発生してしまうことになる。この結果、第
14図(b)に示した期間TEでは、本来零ベクトルが
選択されるべきなのに、Vl (100)ベクトルが選
択されてしまい、モータ1に過電流が流れ、回転が不安
定になる。なお、上記のような問題は、A側のレジスタ
との関係においてのみ、問題となる。
そこで、第15図に示すように、書換え時点におけるU
REGA; VREGA、WREGA(7)書き換えデ
ータが、その時点におけるタイマU、V。
REGA; VREGA、WREGA(7)書き換えデ
ータが、その時点におけるタイマU、V。
Wの値よりも大きいか小さいか判定し、大きいときのみ
書き換え髪実行するようにすれば、上記問題は解消され
る。すなわち、書き換えデータの値が小さいときは書き
換えを実行しない。これにより同一のキャリア周期Tc
内の第15図のタイミング■でPWM信号U2が゛反転
されることになる。
書き換え髪実行するようにすれば、上記問題は解消され
る。すなわち、書き換えデータの値が小さいときは書き
換えを実行しない。これにより同一のキャリア周期Tc
内の第15図のタイミング■でPWM信号U2が゛反転
されることになる。
以上説明したように、本発明によれば、簡単な切換えに
よりIMとSMに共用可能な交流サーボモータの制御装
置を提供することができる。この結果、装置の設計及び
製作の工数、が低減できるとともに、製作の効率を向上
してコストの低減を図ることができる、 また、前記交流モータが同期電動機の場合に、この同期
電動機に取付けられた磁極位置検出器から入力される特
定の磁極位置を表す信号に基づいて前記アップダウンカ
ウンタの計数値を修正する磁極位置検出回路を設け、こ
の磁極位置検出回路が切り換え手段により選択的に前記
アップダウンカウンタに接続可能にしたものによれば、
検出磁束位置の精度を向上させて、適切なSMの制御が
可能になる。
よりIMとSMに共用可能な交流サーボモータの制御装
置を提供することができる。この結果、装置の設計及び
製作の工数、が低減できるとともに、製作の効率を向上
してコストの低減を図ることができる、 また、前記交流モータが同期電動機の場合に、この同期
電動機に取付けられた磁極位置検出器から入力される特
定の磁極位置を表す信号に基づいて前記アップダウンカ
ウンタの計数値を修正する磁極位置検出回路を設け、こ
の磁極位置検出回路が切り換え手段により選択的に前記
アップダウンカウンタに接続可能にしたものによれば、
検出磁束位置の精度を向上させて、適切なSMの制御が
可能になる。
また、前記磁束位置検出手段に、前記アップダウンカウ
ンタの計数値に前記回転検出器から1回転当りに出力さ
れるパルス数を360°に対応させる変換係数を乗する
回転角変換手段を設けたものによれば、回転検出器の種
類が異なって、1回転当りのパルス数が異なったとして
も、係数を変えるだけで簡単に適応できる。
ンタの計数値に前記回転検出器から1回転当りに出力さ
れるパルス数を360°に対応させる変換係数を乗する
回転角変換手段を設けたものによれば、回転検出器の種
類が異なって、1回転当りのパルス数が異なったとして
も、係数を変えるだけで簡単に適応できる。
一方、本発明の他の発明によれば、制御演算をデジタル
シグナルプロセッサからなるスレーブマイクロコンピュ
ータにより行うように役割を分担させたことから、汎用
のマイクロプロセッサ単独で構成するよりも演算速度が
速くなり、応答速度及び制御精度が向上する。その場合
において、また、前記PWM信号発生手段は、前記AC
Rサンプリング周期の2倍のキャリア周期ごとにリセッ
トされるタイマと一対のレジスタと一対の比較器とを各
相ごとに有してなり、前記PWMデータは前記インバー
タ各相のスイッチング素子をオンさせる時間幅を前記キ
ャリア周期の起点から規定してなる各相一対の時間デー
タからなり、この時間データの転送を、各一対の時間デ
ータのうち小さい時間データは前記タイマのリセットご
とに前記レジスタに転送するものとされ、また前記各一
対の時間データのうち大きい時間データは前記ACRサ
ンプリング周期ごとに当該時間データが転送時の前記タ
イマの幅よりも大きいときに実行するようにしたものに
よれば、制御精度及び応答速度が一層向上する。
シグナルプロセッサからなるスレーブマイクロコンピュ
ータにより行うように役割を分担させたことから、汎用
のマイクロプロセッサ単独で構成するよりも演算速度が
速くなり、応答速度及び制御精度が向上する。その場合
において、また、前記PWM信号発生手段は、前記AC
Rサンプリング周期の2倍のキャリア周期ごとにリセッ
トされるタイマと一対のレジスタと一対の比較器とを各
相ごとに有してなり、前記PWMデータは前記インバー
タ各相のスイッチング素子をオンさせる時間幅を前記キ
ャリア周期の起点から規定してなる各相一対の時間デー
タからなり、この時間データの転送を、各一対の時間デ
ータのうち小さい時間データは前記タイマのリセットご
とに前記レジスタに転送するものとされ、また前記各一
対の時間データのうち大きい時間データは前記ACRサ
ンプリング周期ごとに当該時間データが転送時の前記タ
イマの幅よりも大きいときに実行するようにしたものに
よれば、制御精度及び応答速度が一層向上する。
また、本地の発明を前記IM/SM共用の制御装置に適
用することができ、これによればIM/SM共用制御装
置の応答速度及び制御精度を向−トさせることができる
。
用することができ、これによればIM/SM共用制御装
置の応答速度及び制御精度を向−トさせることができる
。
第1図は本発明の一実施例の全体構成図、第2図は第1
図のd軸電流指令発生手段の詳細構成図、第3図と第4
図は第1図のs i n fl / c o s &テ
ーブルを説明するための図、第5図は第1図のPWM制
御手段の詳細構成図、第6図と第7図と第8図はそ九ぞ
れ第1図実施例の動作を説明するためのベクトル図、第
9図はPWM制御の動作を説明するタイムチャート、第
10図と第11図は第1図磁極位置検出手段回りの詳細
構成図とその動作を説明するタイムチャート、第12図
は本発明の他の発明の一実施例の全体構成図、第13図
は第12図実施例の動作を説明するタイムチャー1〜、
第14図と第15図は変形例を説明するためのタイムチ
ャートである。 6・・磁極位置検出手段、7・・・アップダウンカウン
タ、8・・・回転角変換手段A、9・・・sinθ/c
osOテ〜プル、10・・・モード分はアドレス変換手
段、12,17.20・・切換手段、15・・・速度制
御手段、16・・dIIll電流指令発生手段、22す
べり演算手段、23・・・回転角変換手段B、27・・
・3/2相変換手段、28・・・q軸電流制御手段、2
9・・・d軸電流制御手段、3o・・PWM制御手段、
30d・・PWM信号発生手段、30e・・ゲート回路
、40・・スレーブマイクロコンピュータ、4トホスト
マイクロコンピュータ。
図のd軸電流指令発生手段の詳細構成図、第3図と第4
図は第1図のs i n fl / c o s &テ
ーブルを説明するための図、第5図は第1図のPWM制
御手段の詳細構成図、第6図と第7図と第8図はそ九ぞ
れ第1図実施例の動作を説明するためのベクトル図、第
9図はPWM制御の動作を説明するタイムチャート、第
10図と第11図は第1図磁極位置検出手段回りの詳細
構成図とその動作を説明するタイムチャート、第12図
は本発明の他の発明の一実施例の全体構成図、第13図
は第12図実施例の動作を説明するタイムチャー1〜、
第14図と第15図は変形例を説明するためのタイムチ
ャートである。 6・・磁極位置検出手段、7・・・アップダウンカウン
タ、8・・・回転角変換手段A、9・・・sinθ/c
osOテ〜プル、10・・・モード分はアドレス変換手
段、12,17.20・・切換手段、15・・・速度制
御手段、16・・dIIll電流指令発生手段、22す
べり演算手段、23・・・回転角変換手段B、27・・
・3/2相変換手段、28・・・q軸電流制御手段、2
9・・・d軸電流制御手段、3o・・PWM制御手段、
30d・・PWM信号発生手段、30e・・ゲート回路
、40・・スレーブマイクロコンピュータ、4トホスト
マイクロコンピュータ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、制御対象の交流モータに取り付けられた回転検出器
から入力されるパルスに基づいて交流モータの速度を検
出する速度検出手段と、前記パルスをアップダウンカウ
ンタにより計数して前記交流モータの磁束位置を検出す
る磁束位置検出手段と、前記検出速度と与えられる速度
指令との偏差を入力とし、この偏差に応じたq軸電流指
令を出力する速度制御手段と、このq軸電流指令を入力
としq軸電圧指令を生成して出力するq軸電流制御手段
と、前記検出速度を入力としこれに応じたd軸電流指令
と磁束の大きさとを出力するd軸電流指令発生手段と、
このd軸電流指令とd軸電流零指令の一方を選択する切
り換え手段と、この切り換え手段を介して前記d軸電流
指令又はd軸電流零指令を入力とし、この入力指令に応
じたd軸電圧指令を生成して出力するd軸電流制御手段
と、前記q軸電圧指令と前記d軸電圧指令と前記検出磁
束位置を入力とし前記交流モータに印加すべき電圧ベク
トルの組合せを選択し、この選択に基づいて前記交流モ
ータを駆動するインバータのゲート信号を生成して出力
するPWM制御手段と、前記交流モータの検出電流と前
記検出磁束位置とを入力としこの検出電流をq軸とd軸
の検出電流に変換して前記q軸と前記d軸の各電流制御
手段に負帰還する検出電流相変換手段と、前記磁束の大
きさと前記q軸電流指令とを入力としてすべり速度を求
め、このすべり速度に相当する磁束位置の回転角を求め
るすべり回転角演算手段と、このすべり回転角を前記検
出磁束位置に選択的に加算する切り換え手段とを備えて
なる交流サーボモータの制御装置。 2、前記磁束位置検出手段は、前記アップダウンカウン
タの計数値に前記回転検出器から1回転当りに出力され
るパルス数を360゜に対応させる変換計数を乗する回
転角変換手段を含んでなることを特徴とする請求項1記
載の交流サーボモータの制御装置。 3、前記交流モータが同期電動機の場合に、この同期電
動機に取り付けられた磁極位置検出器から入力される特
定の磁極位置を表す信号に基づいて前記アップダウンカ
ウンタの計数値を修正する磁極位置検出回路を設け、こ
の磁極位置検出回路が切り換え手段により選択的に前記
アップダウンカウンタに接続可能にされたことを特徴と
する請求項1、2いずれかに記載の交流サーボモータの
制御装置。 4、制御対象の交流モータの検出速度を与えられる速度
指令に一致させるべく、前記交流モータのq軸電流指令
とd軸電流指令を求め、これらの電流指令に基づいてP
WM制御によりインバータが発生すべき電圧ベクトルの
組合せと時間幅からなるPWMデータを求め、このPW
Mデータを前記インバータのゲート信号を生成するPW
M信号発生手段に出力する速度制御手段と、前記交流モ
ータの検出電流をq軸成分とd軸成分とに変換して前記
q軸電流指令とd軸電流指令とをそれぞれ補正する電流
制御手段とを含んでなる交流サーボモータの制御装置を
、汎用マイクロプロセッサを用いてなるホストマイクロ
コンピュータと、デジタルシグナルプロセッサを用いて
なるスレーブマイクロコンピュータとを含んで構成し、 前記スレーブマイクロコンピュータは前記速度制御手段
と前記電流制御手段にかかる制御演算を行うものとし、
前記ホストマイクロコンピュータは該制御演算に必要な
検出速度と速度指令等の測定データのサンプリングと、
前記PWMデータを前記PWM制御信号発生手段に出力
することを行うものとしたことを特徴とする交流サーボ
モータの制御装置。 5、前記制御演算のサンプリング周期は、前記電流制御
手段にかかるACRサンプリング周期を基準にして、前
記PWM制御にかかるキャリア周期と前記速度制御手段
にかかるASRサンプリング周期をそれぞれ整数倍に設
定したことを特徴とする請求項4記載の交流サーボモー
タの制御装置。 6、前記ホストマイクロコンピュータと前記スレーブマ
イクロコンピュータ相互間のデータ伝送は、前記速度制
御手段にかかる測定データを除いて前記ACRサンプリ
ング周期ごとに行うものとし、前記速度制御手段にかか
る制御演算は前記整数分の1に分割して前記ACRサン
プリング周期ごとに実行し、該分割された制御演算の内
容に必要な測定データを前記ホストマイクロコンピュー
タから前記ACRサンプリング周期ごとに前記整数分の
1に分割して伝送することを特徴とする請求項4記載の
交流サーボモータの制御装置。 7、前記PWM信号発生手段は、前記ACRサンプリン
グ周期の2倍のキャリア周期ごとにリセットされるタイ
マと一対のレジスタと一対の比較器とを各相ごとに有し
てなり、前記PWMデータは前記インバータ各相のスイ
ッチング素子をオンさせる時間幅を前記キャリア周期の
起点から規定してなる各相一対の時間データからなり、
該各一対のデータは前記タイマのリセットごとに前記レ
ジスタに転送されることを特徴とする請求項4、5、6
いずれかに記載の交流サーボモータの制御装置。 8、前記PWM信号発生手段は、前記ACRサンプリン
グ周期の2倍のキャリア周期ごとにリセットされるタイ
マと一対のレジスタと一対の比較器とを各相ごとに有し
てなり、前記PWMデータは前記インバータ各相のスイ
ッチング素子をオンさせる時間幅を前記キャリア周期の
起点から規定してなる各相一対の時間データからなり、
該各一対の時間データのうち小さい時間データは前記タ
イマのリセットごとに前記レジスタに転送するものとさ
れ、また前記各一対の時間データのうち大きい時間デー
タは前記ACRサンプリング周期ごとに当該時間データ
が転送時の前記タイマの値よりも大きいときに実行する
ことを特徴とする請求項4、5、6いずれかに記載の交
流サーボモータの制御装置。 9、制御対象の交流モータに取り付けられた回転検出器
から入力されるパルスに基づいて交流モータの速度を検
出する速度検出手段と、前記パルスをアップダウンカウ
ンタにより計数して前記交流モータの磁束位置を検出す
る磁束位置検出手段と、前記検出速度と与えられる速度
指令との偏差を入力とし、この偏差に応じたq軸電流指
令を出力する速度制御手段と、このq軸電流指令を入力
としq軸電圧指令を生成して出力するq軸電流制御手段
と、前記検出速度を入力としこれに応じたd軸電流指令
と磁束の大きさとを出力するd軸電流指令発生手段と、
このd軸電流指令とd軸電流零指令の一方を選択する切
り換え手段と、この切り換え手段を介して前記d軸電流
指令又はd軸電流零指令を入力とし、この入力指令に応
じたd軸電圧指令を生成して出力するd軸電流制御手段
と、前記q軸電圧指令と前記d軸電圧指令と前記検出磁
束位置を入力とし前記交流モータに印加すべき電圧ベク
トルの組合せを選択し、この選択に基づいて前記交流モ
ータを駆動するインバータのゲート信号を生成して出力
するPWM制御手段と、前記交流モータの検出電流と前
記検出磁束位置とを入力としこの検出電流をq軸とd軸
の検出電流に変換して前記q軸と前記d軸の各電流制御
手段に負帰還する検出電流相変換手段と、前記磁束の大
きさと前記q軸電流指令とを入力としてすべり速度を求
め、このすべり速度に相当する磁束位置の回転角を求め
るすべり回転角演算手段と、このすべり回転角を前記検
出磁束位置に選択的に加算する切り換え手段とを備えて
なる交流サーボモータの制御装置であって、 前記速度制御手段と、前記q軸電流制御手段と、前記d
軸電流指令発生手段と、前記d軸電流制御手段と、前記
PWM制御手段のうち電圧ベクトルを選択する部分と、
前記検出電流相変換手段と、前記すべり回転角演算手段
と、前記各切り換え手段とがデジタルシグナルプロセッ
サを用いて形成され、前記速度検出手段と前記磁束位置
検出手段からの検出データの取り込みと、前記電圧ベク
トルの選択データをPWMのゲート信号を生成するゲー
ト回路に出力することを汎用のマイクロプロセッサによ
り行うことを特徴とする交流サーボモータの制御装置。 10、前記PWM制御は、前記電圧ベクトルの組合せを
選択して前記ゲート信号を生成するにあたり、基準とす
る前記検出磁束位置に、すくなくとも当該磁束位置を検
出してから前記ゲート信号を出力するまでの時間遅れに
相当する位相を加算して補正することを特徴とする請求
項1、2、3、4、5、6、7、8、9いずれかに記載
の交流サーボモータの制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2152470A JP2668050B2 (ja) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | 交流サーボモータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2152470A JP2668050B2 (ja) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | 交流サーボモータの制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0446582A true JPH0446582A (ja) | 1992-02-17 |
JP2668050B2 JP2668050B2 (ja) | 1997-10-27 |
Family
ID=15541220
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2152470A Expired - Lifetime JP2668050B2 (ja) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | 交流サーボモータの制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2668050B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2014176101A (ja) * | 2013-03-05 | 2014-09-22 | Ricoh Co Ltd | モータ制御装置およびモータ制御方法 |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6225893A (ja) * | 1985-07-26 | 1987-02-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 同期電動機の制御装置 |
JPS62233091A (ja) * | 1986-03-31 | 1987-10-13 | Toshiba Corp | 交流電動機の制御装置 |
JPH0222637A (ja) * | 1988-07-11 | 1990-01-25 | Asahi Chem Ind Co Ltd | 新規なスクリーン |
JPH0232785A (ja) * | 1988-07-22 | 1990-02-02 | Hitachi Ltd | 交流サーボモータの制御装置 |
JPH0297296A (ja) * | 1988-09-30 | 1990-04-09 | Toshiba Corp | 電動機制御装置 |
-
1990
- 1990-06-11 JP JP2152470A patent/JP2668050B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6225893A (ja) * | 1985-07-26 | 1987-02-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 同期電動機の制御装置 |
JPS62233091A (ja) * | 1986-03-31 | 1987-10-13 | Toshiba Corp | 交流電動機の制御装置 |
JPH0222637A (ja) * | 1988-07-11 | 1990-01-25 | Asahi Chem Ind Co Ltd | 新規なスクリーン |
JPH0232785A (ja) * | 1988-07-22 | 1990-02-02 | Hitachi Ltd | 交流サーボモータの制御装置 |
JPH0297296A (ja) * | 1988-09-30 | 1990-04-09 | Toshiba Corp | 電動機制御装置 |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2014176101A (ja) * | 2013-03-05 | 2014-09-22 | Ricoh Co Ltd | モータ制御装置およびモータ制御方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2668050B2 (ja) | 1997-10-27 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
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