JP2001197774A - シンクロナスリラクタンスモータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ステータ巻線に流れる電流の大きさや速度が
変化しても精度よく角度を推定し効率よく駆動制御し、
かつ、低速域がパルスを利用し角度推定をするものであ
っても、低速域と高速域の境界域において、精度よく角
度を推定するシンクロナスリラクタンスモータの制御装
置を提供することを目的とする。 【解決手段】 相電流値とローパスフィルタを作用させ
た相電圧値とに基づき磁束を演算する磁束演算手段と、
前記磁束に基づき静止座標に対する磁束の角度を示すα
β軸磁束角度を作成するαβ軸磁束角度作成手段と、回
転座標に対する前記磁束の位相を示し動作状態により変
化するｄｑ軸磁束位相を作成するｄｑ軸磁束位相作成手
段と、前記αβ軸磁束角度と前記ｄｑ軸磁束位相とに基
づき推定角度を作成する推定角度作成手段と、前記推定
角度に基づき前記ステータ巻線に電圧を印加する駆動手
段とから構成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、位置センサを用い
ずに、ロータの角度を推定し駆動制御するシンクロナス
リラクタンスモータの制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】シンクロナスリラクタンスモータは、回
転子の二次銅損が発生しないため、インダクションモー
タと比較し効率がよい。そのため、電気自動車や工作機
械等の駆動用モータとして注目されている。しかしなが
ら、ロータの角度に同期して通電する必要がある。

【０００３】従来のシンクロナスリラクタンスモータの
制御装置は、ホール素子、レゾルバ、あるいは光エンコ
ーダなどの位置センサを用いてロータの角度の情報を得
ていた。そのため、位置センサの分だけコストが上昇
し、シンクロナスリラクタンスモータの体格も大きくな
っていた。

【０００４】この位置センサを省略することで、低コス
トと小型化を実現する従来のシンクロナスリラクタンス
モータの制御装置として、Conference Proceeding of I
ndustrial Application Society(1998)の671頁から676
頁に記載されたものが知られている。以下、この従来の
シンクロナスリラクタンスモータの制御装置について説
明する。なお、本明細書と統一性を持たせるために、こ
の文献において用いられる用語の一部を変更している。

【０００５】従来のシンクロナスリラクタンスモータの
制御装置は、高速域において、以下のように駆動制御す
る。相電流、および相電圧の情報を用いて磁束を求め
る。次に、この磁束の静止座標に対する角度を示すαβ
軸磁束角度を求める。そして、回転座標に対するこの磁
束の位相を示すｄｑ軸磁束位相を設定する。さらに、α
β軸磁束角度からｄｑ軸磁束位相を減算し、推定角度を
求める。そして、この推定角度に基づきシンクロナスリ
ラクタンスモータを制御する。

【０００６】また、従来のシンクロナスリラクタンスモ
ータの制御装置は、低速域と高速域の境界域では、両者
の方式で推定した角度の割合を徐々に変化させ合成し、
推定角度を作成する。なお、従来のシンクロナスリラク
タンスモータの制御装置は、低速域において、電流パル
スを印加しその電圧応答から角度を求める。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】シンクロナスリラクタ
ンスモータにおいて、ステータ巻線に流れる相電流が大
きくなると、ステータ鉄心やロータ鉄心において磁気飽
和が発生する。この磁気飽和の発生により、インダクタ
ンスが小さくなり、ｄｑ軸磁束位相が変化する。

【０００８】さらに、駆動素子のスイッチング遅れやデ
ッドタイムなどの影響で、実際にステータ巻線に印加さ
れる電圧は、ステータ巻線に印加する電圧指令と異な
る。そのため、電圧指令を用いて磁束を求めると、磁束
が誤差を含むため、ｄｑ軸磁束位相が電流の大きさや速
度により変化する。

【０００９】従来のシンクロナスリラクタンスモータの
制御装置は、インダクタンスを一定にしてｄｑ軸磁束位
相を求める。そのため、上記のようなｄｑ軸磁束位相の
変化に対応できず、推定角度に誤差を生じる。すると、
最適な位相で電流を流すことができないため、効率が悪
化する。

【００１０】また、従来のシンクロナスリラクタンスモ
ータの制御装置は、低速と高速の境界域において、低速
域の角度推定に用いるパルスが、高速域の角度推定に影
響を与える。そのため、この境界域における推定角度に
誤差を生じる。

【００１１】本発明は、上記の問題点を解決するもので
あり、ステータ巻線に流れる電流の大きさや速度が変化
しても精度よく角度を推定し効率よく駆動制御するシン
クロナスリラクタンスモータの制御装置を提供すること
を目的とする。

【００１２】また、本発明は、低速域がパルスなどを利
用し角度推定をするものであっても、低速と高速の境界
域において、精度よく角度を推定するシンクロナスリラ
クタンスモータの制御装置を提供することを目的とす
る。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明のシンクロナスリラクタンスモータの制御
装置は、シンクロナスリラクタンスモータのステータ巻
線に流れる電流を示す相電流値を作成する相電流値作成
手段と、前記ステータ巻線に印加される電圧を示す相電
圧値を作成する相電圧値作成手段と、前記相電流値と前
記相電圧値とに基づき磁束を演算する磁束演算手段と、
前記磁束に基づき静止座標に対する磁束の角度を示すα
β軸磁束角度を作成するαβ軸磁束角度作成手段と、回
転座標に対する前記磁束の位相を示し前記シンクロナス
リラクタンスモータの動作状態により変化するｄｑ軸磁
束位相を作成するｄｑ軸磁束位相作成手段と、前記αβ
軸磁束角度と前記ｄｑ軸磁束位相とに基づき前記シンク
ロナスモータのロータの角度の推定値を示す推定角度を
作成する推定角度作成手段と、前記推定角度に基づき前
記ステータ巻線に電圧を印加する駆動手段とから構成さ
れたものである。

【００１４】この構成により、ステータ巻線に流れる電
流の大きさや速度が変化しても、ｄｑ軸磁束位相を補償
することにより、精度よく角度を推定し効率よく駆動制
御するシンクロナスリラクタンスモータの制御装置を実
現する。

【００１５】また、本発明のシンクロナスリラクタンス
モータの制御装置は、シンクロナスリラクタンスモータ
のステータ巻線に流れる電流を示す相電流値を作成する
相電流値作成手段と、前記ステータ巻線に印加される電
圧を示す相電圧値を作成する相電圧値作成手段と、前記
相電圧値にローパスフィルタを作用させフィルタ後相電
圧値を作成するローパスフィルタ手段と、前記相電流値
と前記フィルタ後相電圧値とに基づき磁束を演算する磁
束演算手段と、前記磁束に基づき静止座標に対する磁束
の角度を示すαβ軸磁束角度を作成するαβ軸磁束角度
作成手段と、回転座標に対する前記磁束の位相を示すｄ
ｑ軸磁束位相を作成するｄｑ軸磁束位相作成手段と、前
記αβ軸磁束角度と前記ｄｑ軸磁束位相とに基づき前記
シンクロナスモータのロータの角度の推定値を示す推定
角度を作成する推定角度作成手段と、前記推定角度に基
づき前記ステータ巻線に電圧を印加する駆動手段とから
構成されたものである。

【００１６】この構成により、低速域がパルスなどを利
用し角度推定をするものであっても、ローパスフィルタ
を用いてパルスの影響を除去することにより、低速と高
速の境界域においても精度よく角度を推定するシンクロ
ナスリラクタンスモータの制御装置を実現する。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、本発明のシンクロナスリラ
クタンスモータの制御装置の一実施の形態について添付
の図面を参照して説明する。

【００１８】（実施の形態１）以下、実施の形態１にお
けるシンクロナスリラクタンスモータの制御装置を説明
する。実施の形態１のシンクロナスリラクタンスモータ
の制御装置は、ｄｑ軸磁束位相を動作状態により変化さ
せ、ｄｑ軸磁束位相の変化を補償することにより、精度
のよい角度推定を実現する。また、実施の形態１のシン
クロナスリラクタンスモータの制御装置は、相電圧指令
値にローパスフィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ Ｆ
ｉｌｔｅｒ）を作用させることで、低速域が電圧パルス
を利用し角度推定をするものであっても、低速と高速の
境界域において、精度のよい角度推定を実現する。

【００１９】まず、実施の形態１のシンクロナスリラク
タンスモータの制御装置の構成を説明する。

【００２０】図１は、実施の形態１におけるシンクロナ
スリラクタンスモータの制御装置の構成を示すブロック
図である。シンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲ
Ｍ：Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｒｅｌｕｃｔａｎｃｅ
Ｍｏｔｏｒ）１０は、相電流が流れるステータ巻線１１
ｕ、１１ｖ、１１ｗが巻回されたステータ（図示せず）
と、このステータ（図示せず）に対向し近接して配置さ
れたロータ１２とが設けられている。ここで、ステータ
巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗはＹ結線（各ステータ巻線
１１ｕ、１１ｖ、１１ｗの片端が１点で接続される結
線）されている。

【００２１】ロータ１２は、例えば電磁鋼板積層品から
成る鉄板部１３と、例えば打ち抜きにより生成された空
気層１４とから構成される。鉄板部１３の透磁率より空
気層１４の透磁率が小さいため、ロータ１２の磁束の通
りやすさは、一様ではない。この磁束の通りやすさの違
いを利用して、相電流により回転磁束を発生させること
により、ロータ１２を回転させる。

【００２２】実施の形態１のシンクロナスリラクタンス
モータの制御装置は、アナログｕ相電流値ｉｕａを出力
する電流センサ２１ｕと、アナログｖ相電流値ｉｖａを
出力する電流センサ２１ｖと、アナログｕ相電流値ｉｕ
ａとアナログｖ相電流値ｉｖａとアナログ速度指令値ω
＊ａとを入力しスイッチング指令信号ｇｕｈ、ｇｕｌ、
ｇｖｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌを出力するマイコン
（マイクロ・コンピュータ）２２と、スイッチング指令
信号ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇｖｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌ
を入力しステータ巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗに印加す
る電圧を制御する駆動部３０とから構成される。

【００２３】図２は、実施の形態１における駆動部３０
の構成を示す回路図である。駆動部３０は、電源３１
と、コレクタが電源３１の正極に接続されエミッタが相
巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗにそれぞれ接続された上側
ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅ Ｂｉｐｏｌａ
ｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：絶縁ゲート・バイポーラ・
トランジスタ）３２ｕ、３２ｖ、３２ｗと、上側ＩＧＢ
Ｔ３２ｕ、３２ｖ、３２ｗにそれぞれ逆並列接続された
上側フライホイールダイオード３３ｕ、３３ｖ、３３ｗ
と、コレクタがステータ巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗに
それぞれ接続されエミッタが電源３１の負極に接続され
た下側ＩＧＢＴ３４ｕ、３４ｖ、３４ｗと、下側ＩＧＢ
Ｔ３４ｕ、３４ｖ、３４ｗにそれぞれ逆並列接続された
下側フライホイールダイオード３５ｕ、３５ｖ、３５ｗ
と、スイッチング指令信号ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇｖｈ、ｇ
ｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌに基づきそれぞれ上側ＩＧＢＴ３
２ｕ、３２ｖ、３２ｗのゲート電圧と下側ＩＧＢＴ３４
ｕ、３４ｖ、３４ｗのゲート電圧とを制御するプリドラ
イブ器３６とから構成される。

【００２４】マイコン２２は、ハード的に、ＣＰＵ、Ｒ
ＯＭ、ＲＡＭ、タイマ、ポート、およびこれらをつなぐ
バスなどから構成される。

【００２５】マイコン２２は、機能的に、アナログ速度
指令値ω＊ａと推定速度ωｍとを入力しｄ軸電流指令値
ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊と電流指令振幅ｉａ＊と
電流指令位相ε＊とを出力する速度制御部４０と、アナ
ログｕ相電流値ｉｕａとアナログｖ相電流値ｉｖａとｄ
軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊と推定角度
θｍと電圧パルス振幅Δｖとを入力しα軸電流値ｉαと
β軸電流値ｉβとα軸電圧指令値ｖα＊とβ軸電圧指令
値ｖβ＊とスイッチング指令信号ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇｖ
ｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌとを出力する電流制御部５
０と、α軸電流値ｉαとβ軸電流値ｉβとα軸電圧指令
値ｖα＊とβ軸電圧指令値ｖβ＊とを入力し推定角度θ
ｍと推定速度ωｍと電圧パルス振幅Δｖとを出力する角
度推定部６０とから構成される。

【００２６】角度推定部６０は、α軸電流値ｉαとβ軸
電流値ｉβとα軸電圧指令値ｖα＊とβ軸電圧指令値ｖ
β＊と電流指令振幅ｉａ＊と電流指令位相ε＊と推定速
度ωｍとを入力し高速推定角度θｍ１を出力する高速用
角度推定部７０と、α軸電流値ｉαとβ軸電流値ｉβと
推定角度θｍと低速角度推定フラッグχとを入力し低速
推定角度θｍ２と電圧パルス値振幅Δｖとを出力する低
速用角度推定部８０と、高速推定角度θｍ１と低速推定
角度θｍ２と推定速度ωｍとを入力し推定角度θｍと低
速角度推定フラッグχとを出力する角度合成部９１と、
推定角度θｍを入力し推定速度ωｍを出力する速度作成
部９２とから構成される。

【００２７】図３は、実施の形態１における速度制御部
４０の構成を示すブロック図である。速度制御部４０
は、アナログ速度指令値ω＊ａを入力し速度指令値ω＊
を出力するＡＤＣ（アナログ・ディジタル・コンバー
タ：Ａｎａｌｏｇ ＤｉｇｔａｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）
４１と、速度指令値ω＊と推定速度ωｍとを入力しトル
ク指令値Ｔ＊を出力するトルク指令値作成部４２と、ト
ルク指令値Ｔ＊を入力し電流指令振幅ｉａ＊と電流指令
位相ε＊とｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ
＊とを出力する電流指令値作成部４３とから構成され
る。

【００２８】図４は、実施の形態１における電流制御部
５０の構成を示すブロック図である。電流制御部５０
は、アナログｕ相電流値ｉｕａを入力しｕ相電流値ｉｕ
を出力するＡＤＣ５１ｕと、アナログｖ相電流値ｉｖａ
を入力しｖ相電流値ｉｖを出力するＡＤＣ５１ｖと、ｕ
相電流値ｉｕとｖ相電流値ｉｖとを入力しα軸電流値ｉ
αとβ軸電流値ｉβとを出力する三相二相変換部５２
と、α軸電流値ｉαとβ軸電流値ｉβと推定角度θｍと
を入力しｄ軸電流値ｉｄとｑ軸電流値ｉｑとを出力する
静止回転座標変換部５３と、ｄ軸電流値ｉｄとｑ軸電流
値ｉｑとｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊
と電圧パルス値振幅Δｖとを入力しｄ軸電圧指令値ｖｄ
＊とｑ軸電圧指令値ｖｑ＊とを出力する電圧指令値作成
部５４と、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値ｖｑ
＊と推定角度θｍとを入力しα軸電圧指令値ｖα＊とβ
軸電圧指令値ｖβ＊とを出力する回転静止座標変換部５
５と、α軸電圧指令値ｖα＊とβ軸電圧指令値ｖβ＊と
を入力しｕ相電圧指令値ｖｕ＊とｖ相電圧指令値ｖｖ＊
とｗ相電圧指令値ｖｗ＊とを出力する二相三相変換部５
６と、ｕ相電圧指令値ｖｕ＊とｖ相電圧指令値ｖｖ＊と
ｗ相電圧指令値ｖｗ＊とを入力しスイッチング指令信号
ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇｖｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌを出
力するＰＷＭ制御器５７とから構成される。

【００２９】図５は、実施の形態１における高速用角度
推定部７０の構成を示すブロック図である。高速用角度
推定部７０は、α軸電圧指令値ｖα＊と推定速度ωｍと
を入力しフィルタ後α軸電圧指令値ｖα＊１を出力する
α軸ＬＰＦ部７１と、β軸電圧指令値ｖβ＊と推定速度
ωｍとを入力しフィルタ後β軸電圧指令値ｖβ＊１を出
力するβ軸ＬＰＦ部７２と、フィルタ後α軸電圧指令値
ｖα＊１とα軸電流値ｉαとを入力しα軸磁束λαを出
力するα軸積分器７３と、フィルタ後β軸電圧指令値ｖ
β＊１とβ軸電流値ｉβとを入力しβ軸磁束λβを出力
するβ軸積分器７４と、α軸磁束λαとβ軸磁束λβと
を入力しαβ軸磁束角度θλを出力するαβ軸磁束角度
作成部７５と、推定速度ωｍと電流指令振幅ｉａ＊と電
流指令位相ε＊とを入力しｄｑ軸磁束位相δを出力する
ｄｑ軸磁束位相作成部７６と、αβ軸磁束角度θλとｄ
ｑ軸磁束位相δとを入力し高速推定角度θｍ１を出力す
る推定角度作成部７７とから構成される。

【００３０】次に、座標系を説明する。図６は、実施の
形態１における座標系の説明図である。図６において、
説明を簡単にするために、磁極数が２のＳｙｎＲＭが示
されている。

【００３１】α軸とβ軸は、ステータ（図示せず）に固
定された静止座標系の軸である。α軸をｕ相と同じ向き
とし、β軸をα軸から９０°だけ進んだ軸とする。

【００３２】また、ｄ軸とｑ軸は、ロータ１２とともに
回転する回転座標系の軸である。ｄ軸をロータ１２で磁
束が最も通りやすい向きとし、ｑ軸をｄ軸に対して９０
°だけ進んだ向きとする。そして、ステータ巻線１１ｕ
とｄ軸のなす角度を角度θとする。図６において、反時
計回りを正転の向きとする。また、正転の向きに回ると
き角度θは進む。この正転の向きは、ステータ巻線１１
ｕ、１１ｖ、１１ｗに流れる電流がｕ相、ｖ相、ｗ相の
順に変化する向きである。

【００３３】なお、以下の説明では、角度を電気角で表
す。以下、特に明記しないとき、角度に関する値は電気
角で表わす。ここで、機械角はロータ１２そのものの角
度を表し、電気角＝（ｐ／２）・機械角である。なお、
ｐは磁極数である。

【００３４】実施の形態１のシンクロナスリラクタンス
モータの制御装置の外部にある速度指令値作成部（図示
せず）は、アナログ速度指令値ω＊ａを作成する。

【００３５】次に、本発明の実施の形態１のシンクロナ
スリラクタンスモータの制御装置の動作を説明する。

【００３６】下記に動作を説明する実施の形態１のシン
クロナスリラクタンスモータの制御装置の構成のうち、
高速用角度推定部７０が、本実施の形態の特徴である。

【００３７】また、この高速用角度推定部７０のうち、
α軸ＬＰＦ部７１、β軸ＬＰＦ部７２、およびｄｑ軸磁
束位相作成部７６が、本実施の形態の特徴である。

【００３８】電流センサ２１ｕ、２１ｖは、それぞれス
テータ巻線１１ｕ、１１ｖに流れる電流を検知し、アナ
ログｕ相電流値ｉｕａ、アナログｖ相電流値ｉｖａを作
成する。

【００３９】次に、駆動部３０の動作を説明する。駆動
部３０は、スイッチング信号ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇｖｈ、
ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌで表される電圧をステータ巻線
１１ｕ、１１ｖ、１１ｗに印加する。電源３１は、駆動
部３０に電力を供給する。

【００４０】そして、プリドライブ器３６は、スイッチ
ング信号ｇｕｈがＨのとき上側ＩＧＢＴ３２ｕが通電
し、スイッチング信号ｇｕｈがＬのとき上側ＩＧＢＴ３
２ｕが非通電であるように、上側ＩＧＢＴ３２ｕのゲー
ト電圧を制御する。一方、スイッチング信号ｇｕｌがＨ
のとき下側ＩＧＢＴ３４ｕが通電し、スイッチング信号
ｇｕｌがＬのとき下側ＩＧＢＴ３４ｕが非通電であるよ
うに、下側ＩＧＢＴ３４ｕのゲート電圧を制御する。ま
た、ｖ相、およびｗ相についても同様に、スイッチング
信号ｇｖｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌに基づき上側ＩＧ
ＢＴ３２ｖ、３２ｗ、下側ＩＧＢＴ３４ｖ、３４ｗのゲ
ート電圧を制御する。

【００４１】次に、マイコン２２の動作を説明する。

【００４２】まず、速度制御部４０の動作を説明する。
速度制御部４０は、ある設定された時間ごとに起動さ
れ、ＡＤＣ４１、トルク指令値作成部４２、電流指令値
作成部４３の順に下記の動作をさせ、外部から入力され
るアナログ速度指令値ω＊ａ通りの速度でロータ１２が
回転するようにｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値
ｉｑ＊とを制御するものである。

【００４３】ＡＤＣ４１は、アナログ値であるアナログ
速度指令値ω＊ａをディジタル値である速度指令値ω＊
にアナログ／ディジタル変換する。

【００４４】トルク指令値作成部４２は、推定速度ωｍ
が速度指令値ω＊通りになるように比例積分制御（ＰＩ
制御）を用いてトルク指令値Ｔ＊を制御する。下記式
（１）のように、速度指令値ω＊と推定速度ωｍとの差
を比例ゲインＫＰＷ、および積分ゲインＫＩＷで比例積
分制御した結果をトルク指令値Ｔ＊とする。

【００４５】 Ｔ＊ ＝ ＫＰＷ・（ω＊−ωｍ）＋ＫＩＷ・Σ（ω＊−ωｍ） ・・（１） 電流指令値作成部４３は、ＳｙｎＲＭ１０の出力トルク
がトルク指令値Ｔ＊になるように、ｄ軸電流指令値ｉｄ
＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊とを作成する。下記式（２）
のように、トルク指令値Ｔ＊をある設定された値ＫＴで
除算した結果を電流指令値振幅ｉａ＊とする。また、下
記式（３）のように、電流指令位相ε＊を４５°にす
る。さらに、下記式（４）のように、電流指令値振幅ｉ
ａ＊に−ｓｉｎ（ε＊）を乗じた結果をｄ軸電流指令値
ｉｄ＊とする。一方、下記式（５）のように、電流指令
値振幅ｉａ＊にｃｏｓ（ε＊）を乗じた結果をｑ軸電流
指令値ｉｑ＊とする。

【００４６】 ｉａ＊ ＝ Ｔ＊／ＫＴ ・・・（２） ε＊ ＝ ４５° ・・・（３） ｉｄ＊ ＝ −ｉａ＊・ｓｉｎ（ε＊） ・・・（４） ｉｑ＊ ＝ ｉａ＊・ｃｏｓ（ε＊） ・・・（５） 次に、電流制御部５０の動作を説明する。電流制御部５
０は、ある設定された時間（電流制御周期）ごとに起動
され、ＡＤＣ５１ｕ、５１ｖ、三相二相変換部５２、静
止回転座標変換部５３、電圧指令値作成部５４、回転静
止座標変換部５５、二相三相変換部５６、ＰＷＭ制御器
５７の順に下記の動作をし、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊、お
よびｑ軸電流指令値ｉｑ＊通りにステータ巻線１１ｕ、
１１ｖ、１１ｗに電流が流れるようにスイッチング信号
ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇｖｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌを制
御する。

【００４７】ＡＤＣ５１ｕ、およびＡＤＣ５１ｖは、そ
れぞれアナログ値であるアナログｕ相電流値ｉｕａ、お
よびアナログｖ相電流値ｉｖａをディジタル値であるｕ
相電流値ｉｕ、およびｖ相電流値ｉｖにアナログ／ディ
ジタル変換する。

【００４８】三相二相変換部５２は、３相値であるｕ相
電流値ｉｕ、ｖ相電流値ｉｖ、ｗ相電流値ｉｗを２相値
であるα軸電流値ｉα、β軸電流値ｉβに変換する。具
体的には、下記式（６）（７）のようにする。

【００４９】 ｉα ＝ ｉｕ・√（３／２） ・・・（６） ｉβ ＝ （ｉｕ ＋ ２・ｉｖ）／√２ ・・・（７） 静止回転座標変換部５３は、静止座標系であるαβ軸上
のα軸電流値ｉαとβ軸電流値ｉβとを回転座標系であ
るｄｑ軸上のｄ軸電流値ｉｄとｑ軸電流値ｉｑとに変換
する。具体的には、下記式（８）（９）のようにする。

【００５０】 ｉｄ ＝ ｉα・ｃｏｓθｍ ＋ ｉβ・ｓｉｎθｍ ・・・（８） ｉｑ ＝ −ｉα・ｓｉｎθｍ ＋ ｉβ・ｃｏｓθｍ ・・・（９） 電圧指令値作成部５４は、電圧パルス振幅Δｖが０のと
き、ｄ軸電流値ｉｄ、およびｑ軸電流値ｉｑとが、それ
ぞれｄ軸電流指令値ｉｄ＊、およびｑ軸電流指令値ｉｑ
＊通りになるように比例積分制御する。具体的には、下
記式（１０）のように、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電
流値ｉｄの差を比例ゲインＫＰＤ、および積分ゲインＫ
ＩＤで比例積分制御した結果をｄ軸電圧指令値ｖｄ＊と
する。また、下記式（１１）のように、ｑ軸電流指令値
ｉｑ＊とｑ軸電流値ｉｑの差を比例ゲインＫＰＱ、およ
び積分ゲインＫＩＱで比例積分制御した結果をｑ軸電圧
指令値ｖｑ＊とする。

【００５１】 ｖｄ＊＝ＫＰＤ・（ｉｄ＊−ｉｄ）＋ＫＩＤ・Σ（ｉｄ＊−ｉｄ）・・・（１ ０） ｖｑ＊＝ＫＰＱ・（ｉｑ＊−ｉｑ）＋ＫＩＱ・Σ（ｉｑ＊−ｉｑ）・・・（１ １） また、電圧指令値作成部５４は、電圧パルス振幅Δｖが
０でないとき、電流制御を行わない。そして、電圧パル
ス振幅Δｖが０のときに最後に求められたｄ軸電圧指令
値ｖｄ＊に電圧パルス振幅Δｖを重畳する。また、ｑ軸
電圧指令値ｖｑ＊は、電圧パルス振幅Δｖが０のときに
最後に求められた値に保つ。この電圧パルスは、低速時
に低速用角度推定部８０が角度推定を行うために印加さ
れる。

【００５２】回転静止座標変換部５５は、回転座標系で
あるｄｑ軸上のｄ軸電圧指令値ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値
ｖｑ＊とを静止座標系であるαβ軸上のα軸電圧指令値
ｖα＊とβ軸電圧指令値ｖβ＊とに変換する。具体的に
は、下記式（１２）（１３）のようにする。

【００５３】 ｖα＊ ＝ ｖｄ＊・ｃｏｓθｍ − ｖｑ＊・ｓｉｎθｍ ・・・（１２） ｖβ＊ ＝ ｖｄ＊・ｓｉｎθｍ ＋ ｖｑ＊・ｃｏｓθｍ ・・・（１３） 二相三相変換部５６は、２相値であるα軸電圧指令値ｖ
α＊、β軸電圧指令値ｖβ＊を３相値であるｕ相電圧指
令値ｖｕ＊、ｖ相電圧指令値ｖｖ＊、ｗ相電圧指令値ｖ
ｗ＊に変換する。具体的には、下記式（１４）（１５）
（１６）のようにする。

【００５４】 ｖｕ＊ ＝ ｖα＊・√（２／３） ・・・（１４ ） ｖｖ＊ ＝ （− ｖα＊ ＋ ｖβ・√３）／√６ ・・・（１５ ） ｖｗ＊ ＝ （− ｖα＊ − ｖβ・√３）／√６ ・・・（１６ ） ＰＷＭ制御器５７は、ｕ相電圧指令値ｖｕ＊とｖ相電圧
指令値ｖｖ＊とｗ相電圧指令値ｖｗ＊とをパルス幅変調
（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉ
ｏｎ）する。具体的には、ある設定された周波数とＥ／
２の振幅とを持つ三角波を発生し、この三角波とｕ相電
圧指令値ｖｕ＊とを比較し、ｕ相電圧指令値ｖｕ＊のほ
うが大きいとき、スイッチング信号ｇｕｈをＨ、ｇｕｌ
をＬにする。一方、ｕ相電圧指令値ｖｕ＊のほうが小さ
いとき、スイッチング信号ｇｕｈをＬ、ｇｕｌをＨにす
る。なお、スイッチング信号ｇｕｈ、ｇｕｌの状態が遷
移するとき、スイッチング信号ｇｕｈ、ｇｕｌを双方と
もＬにする短い時間を設ける（この短い時間はデッドタ
イムと呼ばれる）。また、ｖ相、およびｗ相とについて
も同様に、それぞれｖ相電圧指令値ｖｖ＊、およびｗ相
電圧指令値ｖｗ＊に基づきスイッチング信号ｇｖｈ、ｇ
ｖｌ、およびｇｗｈ、ｇｗｌを作成する。

【００５５】次に、本実施の形態の特徴である高速用角
度推定部７０の動作を説明する。

【００５６】下記において、α軸電圧指令値ｖα＊、β
軸電圧指令値ｖβ＊に、それぞれローパスフィルタを作
用させるα軸ＬＰＦ部７１、β軸ＬＰＦ部７２が本実施
の形態の特徴であり、低速域が電圧パルスを利用し角度
推定をするものであっても、低速と高速の境界域におい
て、精度のよい角度推定を実現する。

【００５７】また、動作状態により変化するｄｑ軸磁束
位相δをテーブルδｔａｂｌｅから求めるｄｑ軸磁束位
相作成部７６が本実施の形態の特徴であり、ｄｑ軸磁束
位相の変化を補償することにより、精度のよい角度推定
を実現する。

【００５８】図７は、実施の形態１における磁束の説明
図である。λは、磁束を示すベクトルである。磁束λの
αβ軸成分をそれぞれα軸磁束λα、β軸磁束λβと
し、α軸からの角度をαβ軸磁束角度θλとする。ま
た、磁束ベクトルλのｄｑ軸成分をそれぞれｄ軸磁束λ
ｄ、ｑ軸磁束λｑとし、ｄ軸からの角度をｄｑ軸磁束位
相δとする。

【００５９】ロータ１２の回転に伴いαβ軸に対してｄ
ｑ軸が回転する。定常状態において、磁束λはロータ１
２に同期して回転する。そのため、角度θとαβ軸磁束
角度θλは同じ速度で変化する。一方、ｄｑ軸磁束位相
δは一定に保たれる。

【００６０】図８は、実施の形態１における各種値の波
形図である。ロータ１２の回転と同期して、α軸電圧指
令値ｖα＊、およびβ軸電圧指令値ｖβ＊は、互いに９
０°ずれて正弦波状に変化する。同様に、α軸電流値ｉ
α、およびβ軸電流値ｉβも、互いに９０°ずれて正弦
波状に変化する。

【００６１】まず、α軸電圧指令値ｖα＊、およびβ軸
電圧指令値ｖβ＊にローパスフィルタを作用させ、その
結果をそれぞれフィルタ後α軸電圧指令値ｖα＊１、お
よびβ軸電圧指令値ｖβ＊１にする。これらのフィルタ
後α軸電圧指令値ｖα＊１、およびβ軸電圧指令値ｖβ
＊１も、互いに９０°ずれ正弦波状に変化する。ここ
で、ローパスフィルタを作用させることにより、低速と
高速の境界域における、電圧パルスの影響を除去する。

【００６２】次に、α軸磁束λα、およびβ軸磁束λβ
を求める。後述のように、フィルタ後α軸電圧指令値ｖ
α＊１、フィルタ後β軸電圧指令値ｖβ＊１、α軸電流
値ｉα、およびβ軸電流値ｉβに基づき積分を利用し求
める。これらのα軸磁束λα、およびβ軸磁束λβも、
互いに９０°ずれ正弦波状に変化する。

【００６３】次に、これらのα軸磁束λαとβ軸磁束λ
βとからαβ軸磁束角度θλを求める。このαβ軸磁束
角度θλは、ロータの回転と同期して、０°から３６０
°まで周期的に変化する。

【００６４】次に、動作状態によってどのように変化す
るかをあらかじめ実験などで求めてテーブル化したｄｑ
軸磁束位相δを参照する。定常回転において、このｄｑ
軸磁束位相δは、一定である。ここで、ｄｑ軸磁束位相
δをテーブルから作成することにより、ｄｑ軸磁束位相
δの変化に対応し、角度推定の精度を向上する。

【００６５】最後に、αβ軸磁束角度θλからｄｑ軸磁
束位相δを減算することにより、推定角度θｍを得る。

【００６６】なお、ｄｑ軸磁束位相δのテーブルは以下
のように作成する。まず、ＳｙｎＲＭ１０に光エンコー
ダなどの位置センサを取り付け、この位置センサの情報
により角度θを作成しＳｙｎＲＭ１０を駆動制御する。
次に、駆動制御時におけるα軸磁束λαとβ軸磁束λβ
とからαβ軸磁束角度θλを求める。一方、角度θは位
置センサによる位置情報から作成されている。ここで、
αβ軸磁束角度θλと角度θと差を読み取り、ｄｑ軸磁
束位相δとする。そして、電流指令振幅ｉａ＊と電流指
令位相ε＊と速度とを変化させテーブル化する。なお、
実使用では、速度の代わりに推定速度ωｍを用いる。す
なわち、電流指令振幅ｉａ＊と電流指令位相ε＊と推定
速度ωｍとによるテーブルとする。

【００６７】このようにして、角度推定を実現する。以
下、高速用角度推定部７０の動作の詳細を説明する。

【００６８】α軸ＬＰＦ部７１は、α軸電圧指令値ｖα
＊に１次ディジタルローパスフィルタを作用したものを
フィルタ後α軸電圧指令値ｖα＊１とする。具体的に
は、下記式（１７）のようにする。ここで、ｖα＊１
（ｎ）は今回のフィルタ後α軸電圧指令値であり、ｖα
＊１（ｎ−１）は前回のフィルタ後α軸電圧指令値であ
る。このα軸ＬＰＦ部７１により、低速と高速の境界域
における、電圧パルスの影響を除去する。

【００６９】 ｖα＊１（ｎ）＝ＫＬＶ・ｖα＊＋（１−ＫＬＶ）・ｖα＊１（ｎ−１） ・・・（１７） また、ＫＬＶはローパスフィルタの係数であり、速度が
小さいとき係数ＫＬＶを小さくしローパスフィルタの効
果を大きくする。図９は、実施の形態１における推定速
度に対する電圧指令値に作用させるローパスフィルタの
係数ＫＬＶの関係図である。図９のように、推定速度ω
ｍがある設定された値ωｋ１よりも小さいとき、係数Ｋ
ＬＶをある設定された値ＫＬＶ０とする。一方、推定速
度ωｍがある設定された値ωｋ２よりも大きいとき、係
数ＫＬＶを１とする。また、推定速度ωｍがωｋ１以上
ωｋ２以下のとき、係数ＫＬＶは、（ωｋ１、ＫＬＶ
０）と（ωｋ２、１）とから直線補間して求める。ここ
で、ＫＬＶ０は、１未満の正数である。

【００７０】β軸ＬＰＦ部７２は、β軸電圧指令値ｖβ
＊に１次ディジタルローパスフィルタを作用したものを
フィルタ後β軸電圧指令値ｖβ＊１とする。具体的に
は、α軸と同様に、下記式（１８）のようにする。な
お、係数ＫＬＶは、図９に示されたものである。このβ
軸ＬＰＦ部７２により、低速と高速の境界域における電
圧パルスの影響を除去する。

【００７１】 ｖβ＊１（ｎ）＝ＫＬＶ・ｖβ＊＋（１−ＫＬＶ）・ｖβ＊１（ｎ−１） ・・・（１８） α軸積分器７３は、α軸のインダクタンスにより発生す
る電圧を積分し、α軸磁束を得る。具体的には、下記式
（１９）のように、印加された電圧から抵抗による電圧
降下を減算したものを積分する。なお、印加された電圧
として、フィルタ後α軸電圧指令値ｖα＊１を用いる。

【００７２】 λα ＝ Σ（ｖα＊１ − Ｒ・ｉα） ・・・（１９） β軸積分器７４は、β軸のインダクタンスにより発生す
る電圧を積分し、β軸磁束を得る。具体的には、α軸と
同様に、下記式（２０）のようにする。

【００７３】 λβ ＝ Σ（ｖβ＊１ − Ｒ・ｉβ） ・・・（２０） ここで、α軸磁束λα、β軸磁束λβは、ロータ１２の
回転に伴い、互いに９０°ずれ、正弦波状に変化する。

【００７４】なお、α軸電流値ｉα、β軸電流値ｉβ、
フィルタ後α軸電圧指令値ｖα＊１、およびフィルタ後
β軸電圧指令値ｖβ＊１は誤差を含むため、α軸磁束λ
α、β軸磁束λβはオフセットを生じる。そのため、定
期的にこのオフセットをリセットする必要がある。具体
的には、α軸磁束λαが極大値を取るときに、極大値と
極小値とからオフセットを求め、このオフセットだけα
軸磁束λαを変化させる。β軸磁束λβについても同様
にオフセットをリセットする。

【００７５】αβ軸磁束角度作成部７５は、αβ軸磁束
角度θλをα軸磁束λαとβ軸磁束λβとから求める。
図７のように、αβ軸磁束角度θλは、α軸と磁束λの
角度である。そのため、下記式（２１）のように、αβ
軸磁束角度θλは、β軸磁束λβとα軸磁束λαとの比
の逆正接（ａｒｃｔａｎ）となる。

【００７６】 λ ＝ ａｒｃｔａｎ（λβ／λα） （λα≧０） ａａｃｔａｎ（λβ／λα）＋１８０°（λα＜０） ・・（２１） ｄｑ軸磁束位相作成部７６は、動作状態に応じたｄｑ軸
磁束位相δを作成する。表１は、実施の形態１における
ｄｑ軸磁束位相テーブルδｔａｂｌｅを示す表である。

【００７７】

【表１】

【００７８】ここで、ｄｑ軸磁束位相テーブルδｔａｂ
ｌｅは、電流指令位相ε＊と電流指令振幅ｉａ＊と推定
速度ωｍとで変化する３次元テーブルである。実験で求
めたｄｑ軸磁束位相テーブルδｔａｂｌｅから、電流指
令位相ε＊と電流指令振幅ｉａ＊と推定速度ωｍとに関
して補間したものをｄｑ軸磁束位相δとする。このｄｑ
軸磁束位相テーブルδの使用により、ｄｑ軸磁束位相δ
の変化に対応し、角度推定の精度を向上する。

【００７９】具体的な補間方法は、例えば、電流指令位
相ε＊、電流指令振幅ｉａ＊、および推定速度ωｍが、
それぞれ、ε１≦ε＊＜ε２、≦ｉａ＊＜ｉａ２、およ
びω１≦ωｍ＜ω２の範囲のとき、下記式（２２）のよ
うに、補間する。他の範囲のときも同様に補間する。な
お、範囲外になるときは、それぞれの端の値を使う。す
なわち、電流指令位相ε＊のみが範囲外であり、電流指
令位相ε＊＜ε１であるとき、ε＊＝ε１のテーブルを
使用し、電流指令振幅ｉａ＊と推定速度ωｍとに関して
補完すればよい。

【００８０】 δ１１ ＝ ｛（ωｍ−ωδ１）・δ１１２＋（ωδ２−ωｍ）・δ１１１｝ ／（ωδ２−ωδ１） δ１２ ＝ ｛（ωｍ−ωδ１）・δ１２２＋（ωδ２−ωｍ）・δ１２１｝ ／（ωδ２−ωδ１） δ１ ＝ ｛（ｉａ＊−ｉａ１）・δ１２＋（ｉａ２−ｉａ＊）・δ１１｝ ／（ｉａ２−ｉａ１） δ２１ ＝ ｛（ωｍ−ωδ１）・δ２１２＋（ωδ２−ωｍ）・δ２１１｝ ／（ωδ２−ωδ１） δ２２ ＝ ｛（ωｍ−ωδ１）・δ２２２＋（ωδ２−ωｍ）・δ２２１｝ ／（ωδ２−ωδ１） δ２ ＝ ｛（ｉａ＊−ｉａ１）・δ２２＋（ｉａ２−ｉａ＊）・δ２１｝ ／（ｉａ２−ｉａ１） δ ＝ （ε＊−ε１）・δ２＋（ε２−ε＊）・δ１ ・・・（２２ ） 推定角度作成部７７は、下記式（２３）のように、αβ
軸磁束角度θλからｄｑ軸磁束位相δを減算したものを
高速推定角度θｍ１とする。

【００８１】 θｍ１ ＝ θλ − δ ・・・（２３） 以上のようにして、高速用角度推定部７０は、高速推定
角度θｍ１を作成する。

【００８２】次に、低速用角度推定部８０の動作を説明
する。低速用角度推定部８０は、低速角度推定フラッグ
χがＨのとき低速推定角度θｍ２を作成し、低速角度推
定フラッグχがＬのとき何もしない。

【００８３】低速角度推定フラッグχがＨのとき、低速
用角度推定部８０は、以下の動作を行う。電気学会研究
会資料半導体電力変換研究会ＳＰＣ−９７−７、ｐｐ．
３７−４２に記載された方式などを用いて角度を推定
し、低速推定角度θｍ２を作成する。このとき、電圧パ
ルス振幅Δｖを変化させ電流制御部５０において、電圧
パルスを印加し、この電圧パルスによる電流の応答から
角度を推定する。

【００８４】一方、低速角度推定フラッグχがＬのと
き、低速用角度推定部８０は、何もしない。また、電圧
パルス振幅Δｖを０に保つ。

【００８５】次に、角度合成部９１の動作の概要を説明
する。角度合成部９１は、低速時において、低速推定角
度θｍ２を推定角度θｍとして採用する。一方、高速時
において、高速推定角度θｍ１を推定角度θｍとして採
用する。

【００８６】また、低速と高速の境界域において、推定
角度θｍを滑らかに変化させる。具体的には、低速推定
角度θｍ２と高速推定角度θｍ１とをある割合で合成し
たものを推定角度θｍとする。このとき、速度が大きく
なるにつれ、高速推定角度θｍ１の割合を大きくする。
さらに、ヒステリシスを設け、低速から高速に変化する
ときと高速から低速に変化するときの合成の割合を異な
ったものとする。

【００８７】このように、推定角度θｍを滑らかに変化
させることにより、低速推定角度θｍ２と高速推定角度
θｍ１が異なる誤差を持つ場合においても、安定に動作
させることができる。

【００８８】なお、角度合成部９１は、低速推定角度θ
ｍ２が必要なときのみ低速用角度推定部８０が動作する
ように、低速用推定フラッグχを制御する。

【００８９】次に、角度合成部の動作の詳細を説明す
る。まず、角度合成部９１は、合成比γを作成する。図
１０は、実施の形態１における推定速度ωｍに対する合
成比γの関係図である。ここで、合成比γは、推定角度
θｍに対する低速推定角度θｍ２の比を表す。なお、合
成比が１のとき、低速推定角度θｍ２がそのまま推定角
度θｍとなる。一方、合成比が０のとき、高速推定角度
θｍ１がそのまま推定角度θｍとなる。

【００９０】低速から高速へ変化するとき、以下のよう
に合成比γを作成する。推定速度ωｍがある設定された
値ωγ３未満のとき、合成比γを１とする。推定速度ω
ｍがある設定された値ωγ４より大きいとき、合成比γ
を０とする。推定速度ωｍがωγ３以上ωγ４以下のと
き、合成比γは、（ωγ３、１）と（ωγ４、０）から
直線補間して求める。

【００９１】一方、高速から低速へ変化するとき、以下
のように合成比γを作成する。推定速度ωｍがある設定
された値ωγ１未満のとき、合成比γを１とする。推定
速度ωｍがある設定された値ωγ２より大きいとき、合
成比γを０とする。推定速度ωｍがωγ１以上ωγ２以
下のとき、合成比γは、（ωγ１、１）と（ωγ２、
０）とから直線補間して求める。

【００９２】そして、角度合成部９１は、この合成比を
用いて推定角度θｍを作成する。具体的には、下記式
（２４）のようにする。

【００９３】 θｍ ＝ γ・θｍ２ ＋ （１−γ）・θｍ１ ・・・（２４） また、角度合成部９１は、図１０、および下記式（２
５）が示すように、γが０でないとき低速用推定フラッ
グχをＨとし、χが０のとき低速用推定フラッグχをＬ
とする。このように、低速推定角度θｍ２が必要なとき
のみ、低速用推定フラッグχをＨとし、低速用角度推定
部８０を動作させる。そして、電圧パルスを印加し、低
速推定角度θｍ２を作成する。

【００９４】 χ ＝ Ｈ （χ ＞ ０） ＝ Ｌ （χ ＝ ０） ・・・（２５） 次に、速度作成部９２の動作を説明する。速度作成部９
２は、推定角度θｍの差分に１次ディジタルローパスフ
ィルタを作用させたものを推定速度ωｍとする。具体的
には、下記式（２６）のようにする。ここで、ωｍ
（ｎ）は今回の推定速度であり、ωｍ（ｎ−１）は前回
の推定速度である。また、θｍ（ｎ）は今回の推定角度
であり、θｍ（ｎ−１）は前回の推定角度である。さら
に、ＫＬＷはローパスフィルタの係数であり、０から１
までの値を通り、小さくなるほどローパスフィルタの効
果が大きくなる。

【００９５】 ωｍ（ｎ） ＝ ＫＬＷ・［｛θｍ（ｎ）−θｍ（ｎ−１）｝／ΔＴ］ ＋ （１−ＫＬＷ）・ωｍ（ｎ−１） ・・・（２６） 次に、実施の形態１のシンクロナスリラクタンスモータ
の制御装置が実現する効果を説明する。

【００９６】まず、動作状態により変化するｄｑ軸磁束
位相δを作成する効果を説明する。

【００９７】従来のシンクロナスリラクタンスモータの
制御装置は、インダクタンスを一定とし、下記式（２
７）に従いｄｑ軸磁束位相δを求める。しかし、ステー
タ巻線に流れる相電流が変化するとインダクタンスが変
化する。また、実際にステータ巻線に印加される電圧
は、ステータ巻線に印加する電圧指令と異なる。そのた
め、電圧指令を用いて求めた磁束は誤差を含むため、ｄ
ｑ軸磁束位相が変化する。ここで、従来のシンクロナス
リラクタンスモータの制御装置は、これらのｄｑ軸磁束
位相δの変化に対応できず、推定角度に誤差が生じる。
すると、最適な位相で電流を流すことができないため、
効率が悪化する。

【００９８】 δ ＝ ａａｒｃｔａｎ｛（Ｌｑ・ｉｑ）／（Ｌｄ・ｉｄ）｝ ・・・（２７ ） 実施の形態１のシンクロナスリラクタンスモータの制御
装置は、ｄｑ軸磁束位相テーブルδｔａｂｌｅを作成し
ておく。このｄｑ軸磁束位相テーブルδｔａｂｌｅは、
ｄｑ軸磁束位相δが動作状態によってどのように変化す
るかをあらかじめ実験などで求めたものである。そし
て、このｄｑ軸磁束位相テーブルδｔａｂｌｅを参照
し、ｄｑ軸磁束位相δを作成する。さらに、このｄｑ軸
磁束位相δをαβ軸磁束角度θλから減算することによ
り、推定角度θｍを得る。ここで得た推定角度θｍは、
ｄｑ軸磁束位相δの変化に対応したものであり、精度が
よい。そのため、常に最適な位相で電流を流すため、シ
ンクロナスリラクタンスモータの効率がよい。

【００９９】このように、実施の形態１は、動作状態に
より変化するｄｑ軸磁束位相δを作成することにより、
精度よく角度を推定するシンクロナスリラクタンスモー
タの制御装置を実現する。

【０１００】次に、相電圧指令値にローパスフィルタを
作用させる効果を説明する。従来のシンクロナスリラク
タンスモータの制御装置は、低速域と高速域の境界域に
おいて、低速域の角度推定に用いる電圧パルスが、高速
域の角度推定に影響を与える。そのため、この境界域に
おける推定角度に誤差を生じる。

【０１０１】実施の形態１のシンクロナスリラクタンス
モータの制御装置は、α軸電圧指令値ｖα＊とβ軸電圧
指令値ｖβ＊とにローパスフィルタを作用させ、フィル
タ後α軸電圧指令値ｖα＊１とフィルタ後β軸電圧指令
値ｖβ＊１を作成する。そして、これらのフィルタ後α
軸電圧指令値ｖα＊１とフィルタ後β軸電圧指令値ｖβ
＊１とを用いてα軸磁束λαとβ軸磁束λβとを作成
し、α軸磁束λαとβ軸磁束λβとを用いてαβ軸磁束
角度θλを作成し、αβ軸磁束角度θλを用いて推定角
度θｍを作成する。従って、低速域の角度推定に用いる
電圧パルスの影響は、ローパスフィルタにより除去され
るため、推定角度θｍの精度がよい。

【０１０２】このように、実施の形態１は、相電圧指令
値にローパスフィルタを作用させることにより、低速と
高速の境界域においても精度よく角度を推定するシンク
ロナスリラクタンスモータの制御装置を実現する。

【０１０３】なお、ｄｑ軸磁束位相δのテーブルは、こ
のローパスフィルタによる位相遅れなどの影響を含むよ
うに作成する。

【０１０４】次に、速度が大きくなると相電圧値へのロ
ーパスフィルタの作用を小さくする効果を説明する。

【０１０５】相電圧指令値に作用させるローパスフィル
タは、上述のように、低速と高速の境界域において、電
圧パルスの影響を除去するために用いた。従って、高速
域において、使用する必要がない。また、ローパスフィ
ルタは内在的に応答遅れをもたらすため、必要なければ
用いないほうがよい。

【０１０６】実施の形態１のシンクロナスリラクタンス
モータの制御装置は、推定速度ωｍが小さいとき、相電
圧指令値へのローパスフィルタの作用を大きくし、電圧
パルスの影響を除去する。一方、推定速度ωｍが大きい
とき、ローパスフィルタの作用を小さくし、応答遅れを
なくす。また、ローパスフィルタの作用の大きさを徐々
に変化させることにより、不連続を回避し、角度推定を
安定させる。

【０１０７】このように、速度が大きくなると相電圧値
へのローパスフィルタの作用を小さくすることで、低速
と高速の境界域において、電圧パルスの影響を除去し、
かつ、高速域において、応答遅れがないシンクロナスリ
ラクタンスモータの制御装置を実現する。

【０１０８】なお、実施の形態１において、ｄｑ軸磁束
位相テーブルδｔａｂｌｅは、電流指令位相ε＊と電流
指令振幅ｉａ＊と推定速度ωｍとに関して、それぞれ３
つの値を持つようにしたが、これに限定されない。例え
ば、２つ、あるいは４つ以上の値を持ってもよい。ま
た、電流指令位相ε＊と推定速度ωｍと電流指令振幅ｉ
ａ＊とに関して、それぞれ同一の値を持たなくてもよ
い。さらに、多数の値を持ち、補完しなくてもよい。

【０１０９】また、実施の形態１において、ｄｑ軸磁束
位相δは、電流指令位相ε＊と電流指令振幅ｉａ＊と推
定速度ωｍとにより変化するテーブルとしたが、このよ
うな構成に限定されない。本発明の主旨は、電流指令
値、電流値、および速度のうちの少なくとも１つを変化
させることである。すなわち、電流指令値、電流値、お
よび速度のうちの少なくとも１つを何らかの手段で変化
させれば、本発明に含まれる。

【０１１０】そのため、ｄｑ軸磁束位相δを変化させる
手段は、テーブルに限定されない。ｄｑ軸磁束位相δ
を、電流値、電流指令値、および速度の少なくとも１つ
による関数として、演算式により求めてもよい。

【０１１１】また、ｄｑ軸磁束位相δを、電流指令振幅
ｉａ＊と電流指令位相β＊と推定速度ωｍとにより変化
させることに限定されない。ｄｑ軸上の電流指令値（ｄ
軸電流指令値ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊）、ｄｑ軸
上の電流値（ｄ軸電流値ｉｄ、ｑ軸電流値ｉｑ）、相電
流の指令値（ｕ相電流指令値ｉｕ＊、ｖ相電流指令値ｉ
ｖ＊、ｗ相電流指令値ｉｗ＊）、相電流値（ｕ相電流値
ｉｕ、ｖ相電流値ｉｖ、ｗ相電流値ｉｗ）、および推定
速度ωｍなどを適宜組合わせて、これらの内の１つ以上
に基づきｄｑ軸磁束位相δを変化させてもよい。

【０１１２】実施の形態１において、指令値であるα軸
電圧指令値ｖα＊とβ軸電圧指令値ｖβ＊とから磁束λ
を作成した。しかし、電圧センサで検知した電圧からα
β軸の電圧値を作成し、これらの電圧値から磁束を作成
してもよい。

【０１１３】実施の形態１において、相電圧値指令値ｖ
ｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を用いてＰＷＭ制御したが、電圧
指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊にデッドタイム補償をし
てもよい。

【０１１４】実施の形態１において、α軸電圧指令値ｖ
α＊とβ軸電圧指令値ｖβ＊とからそれぞれα軸磁束λ
αとβ軸磁束λβとを作成したが、デッドタイムの影響
を補償したものを利用してもよい。この場合、相電圧指
令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊からデッドタイムの影響を
なくすように補償したものを作成し、これをαβ軸上に
変換したものを利用する。

【０１１５】さらに、実施の形態１において相電流値と
して電流センサで検知したものを相電流値とした。ここ
で、電流指令値を作成し電流制御する構成であれば、電
流指令値から相電流値を作成してもよい。

【０１１６】実施の形態１において、回転座標系である
ｄｑ軸上で電流制御した。しかし、相電流指令値ｉｕ
＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊を作成し、この相電流指令値ｉｕ
＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊通りにステータ巻線１１ｕ、１１
ｖ、１１ｗに電流が流れるように制御してもよい。

【０１１７】実施の形態１において、電流制御部５０と
角度推定部６０とを同期させたが、同期させなくてもよ
い。

【０１１８】実施の形態１において、シンクロナスリラ
クタンスモータ１０の空気層１４は１層としたが、多層
としてもよい。

【０１１９】実施の形態１において、電流指令位相ε＊
を４５°としたが、４５°に限定されない。４５°にし
た理由は、シンクロナスリラクタンスモータは、電流位
相が４５°のとき、出力トルクが最大となるからであ
る。最高効率で駆動する、高速域で磁束を弱める、低ト
ルク時に磁束を発生させるなどのためには、この電流指
令位相ε＊を変化させる必要がある。このとき、ｄｑ軸
磁束位相δを、電流指令位相ε＊により変化させればよ
い。

【０１２０】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、動作状
態により変化するｄｑ軸磁束位相を作成することによ
り、精度よく角度を推定するシンクロナスリラクタンス
モータの制御装置を実現する。

【０１２１】また、本発明によれば、相電圧値にローパ
スフィルタを作用させることにより、低速と高速の境界
域においても精度よく角度を推定するシンクロナスリラ
クタンスモータの制御装置を実現する。

【０１２２】さらに、本発明によれば、速度が大きくな
ると相電圧値へのローパスフィルタの作用を小さくする
ことで、低速と高速の境界域において、電圧パルスの影
響を除去し、かつ、高速域において、応答遅れがないシ
ンクロナスリラクタンスモータの制御装置を実現する。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施の形態１におけるシンクロナスリラクタン
スモータの制御装置の構成を示すブロック図

【図２】実施の形態１における駆動部の構成を示すブロ
ック図

【図３】実施の形態１における速度制御部の構成を示す
ブロック図

【図４】実施の形態１における電流制御部の構成を示す
ブロック図

【図５】実施の形態１における高速用角度推定部の構成
を示すブロック図

【図６】実施の形態１における座標系の説明図

【図７】実施の形態１における磁束の説明図

【図８】実施の形態１における各種値の波形図

【図９】実施の形態１における推定速度に対する電圧指
令値に作用させるローパスフィルタの係数の関係図

【図１０】実施の形態１における推定速度に対する合成
比の関係図

【符号の説明】

１０ シンクロナスリラクタンスモータ １１ｕ，１１ｖ，１１ｗ ステータ巻線 １２ ロータ ２１ｕ，２１ｖ 電流センサ ２２ マイコン ３０ 駆動部 ４０ 速度制御部 ５０ 電流制御部 ６０ 角度推定部 ７０ 高速用角度推定部 ７１ α軸ＬＰＦ部 ７２ β軸ＬＰＦ部 ７３ α軸積分器 ７４ β軸積分器 ７５ αβ軸磁束角度作成部 ７６ ｄｑ軸磁束位相作成部 ７７ 推定角度作成部 ８０ 低速用角度推定部 ９１ 角度合成部 ９２ 速度作成部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 楢崎 和成 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 本田 幸夫 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 竹原 明秀 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5H550 AA16 AA18 DD09 FF07 GG03 GG05 HA09 HB16 JJ03 JJ04 JJ16 JJ17 JJ22 JJ26 5H576 AA15 AA17 BB09 BB10 CC01 DD02 DD05 DD09 EE01 EE11 GG02 GG04 HA04 HB02 JJ03 JJ04 JJ09 JJ16 JJ17 JJ18 JJ22 JJ24 JJ26 JJ28 KK06 LL14 LL15 LL22 LL24 LL34 LL35 LL41

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 シンクロナスリラクタンスモータのステ
   ータ巻線に流れる電流を示す相電流値を作成する相電流
   値作成手段と、 前記ステータ巻線に印加される電圧を示す相電圧値を作
   成する相電圧値作成手段と、 前記相電流値と前記相電圧値とに基づき磁束を演算する
   磁束演算手段と、 前記磁束に基づき静止座標に対する磁束の角度を示すα
   β軸磁束角度を作成するαβ軸磁束角度作成手段と、 回転座標に対する前記磁束の位相を示し前記シンクロナ
   スリラクタンスモータの動作状態により変化するｄｑ軸
   磁束位相を作成するｄｑ軸磁束位相作成手段と、 前記αβ軸磁束角度と前記ｄｑ軸磁束位相とに基づき前
   記シンクロナスモータのロータの角度の推定値を示す推
   定角度を作成する推定角度作成手段と、 前記推定角度に基づき前記ステータ巻線に電圧を印加す
   る駆動手段とから構成されたことを特徴とするシンクロ
   ナスリラクタンスモータの制御装置。
2. 【請求項２】 前記ｄｑ軸磁束位相作成手段は、前記ロ
   ータの速度と前記相電流値とのうちの少なくとも１つに
   基づき前記ｄｑ軸磁束位相を作成することを特徴とする
   請求項１に記載のシンクロナスリラクタンスモータの制
   御装置。
3. 【請求項３】 シンクロナスリラクタンスモータのステ
   ータ巻線に流れる電流を示す相電流値を作成する相電流
   値作成手段と、 前記ステータ巻線に印加される電圧を示す相電圧値を作
   成する相電圧値作成手段と、 前記相電圧値にローパスフィルタを作用させフィルタ後
   相電圧値を作成するローパスフィルタ手段と、 前記相電流値と前記フィルタ後相電圧値とに基づき磁束
   を演算する磁束演算手段と、 前記磁束に基づき静止座標に対する磁束の角度を示すα
   β軸磁束角度を作成するαβ軸磁束角度作成手段と、 回転座標に対する前記磁束の位相を示すｄｑ軸磁束位相
   を作成するｄｑ軸磁束位相作成手段と、 前記αβ軸磁束角度と前記ｄｑ軸磁束位相とに基づき前
   記シンクロナスモータのロータの角度の推定値を示す推
   定角度を作成する推定角度作成手段と、 前記推定角度に基づき前記ステータ巻線に電圧を印加す
   る駆動手段とから構成されたことを特徴とするシンクロ
   ナスリラクタンスモータの制御装置。
4. 【請求項４】 前記ローパスフィルタ手段は、前記ロー
   タの速度に基づき前記ローパスフィルタの作用の大きさ
   を変化させることを特徴とする請求項３に記載のシンク
   ロナスリラクタンスモータの制御装置。
5. 【請求項５】 前記ローパスフィルタ手段は、前記速度
   が大きくなると前記ローパスフィルタの作用を小さくす
   ることを特徴とする請求項４に記載のシンクロナスリラ
   クタンスモータの制御装置。