CN107276475B - 一种双电机串联缺相容错预测型直接转矩控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种双电机串联缺相容错预测型直接转矩控制方法，由逆变器、T6变换模块、旋转坐标变换模块、两台电机磁链计算模块、预测模型模块、评估函模块等环节构成。根据当前扑第k扑的电流、转子位置角、转速等信息，借助于定子磁链及电磁转矩预测模型，从损耗函数最小角度预测出下一扑第k+1扑逆变器的功率开关组合。本发明所提出的一种双电机串联缺相容错预测型直接转矩控制方法，实现了缺相后的两台电机运行相互解耦，提高了串联驱动***缺相容错运行能力，实现了两台电机电磁转矩及定子磁链的精确控制，两台电机电磁转矩及定子磁链稳态脉动大幅度降低，两台电机稳态运行更加平稳。

Description

一种双电机串联缺相容错预测型直接转矩控制方法

技术领域

本发明涉及一种双电机串联缺相容错预测型直接转矩控制方法。

背景技术

单六相逆变器供电六相串联三相双永磁同步电机驱动***中两台电机之间相互解耦，而这种解耦特性的获得是依赖两台电机绕组之间的连接实现的，即把六相电机电空间对称的两相绕组尾端并联后，再与三相电机中的一相绕组串联，这样三相绕组电流均分到并联的六相电机的两相绕组中。六相电机中产生对称空间旋转磁场的电流分量不流过三相绕组；而三相电机的电流虽然流过六相绕组，但不会在六相电机中产生旋转磁场。从而实现两台电机之间的解耦控制。采用直接转矩控制策略，可以进一步提高两台电机转矩的动态控制性能，同时也可以进一步提高两台电机之间控制的可靠性。

但当六相绕组中一相绕组断路，或六相逆变桥中一个桥臂发生故障时，六相绕组中只有剩余的5相绕组可以工作，与缺相相绕组电空间对称的绕组中直接流过三相绕组相电流。显然，三相绕组电流对六相电机旋转磁场产生不利影响，如何保持两台电机之间的转矩解耦控制是期待解决的难题。

为此，本发明针对双电机串联驱动***在六相电机缺一相情况，提出一种容错预测型直接转矩控制方法。

发明内容

本发明的目的在于提供一种双电机串联缺相容错预测型直接转矩控制方法，以克服现有技术中存在的缺陷。

为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种双电机串联缺相容错预测型直接转矩控制方法，提供一六相永磁同步电机以及一三相永磁同步电机，提供一预测型直接转矩控制***，该***包括：T6变换模块、第一旋转坐标变换模块、第二旋转坐标变换模块、六相电机定子磁链计算模块、三相电机定子磁链计算模块、预测模型模块以及评估函数模块；按照如下步骤实现：

步骤S1：所述T6变换模块获取待采样逆变器中六相功率开关管的六相电流i_sA～i_sF，并经所述T6变换模块变换后，输出αβ坐标平面中i_sα(k)、i_sβ(k)、xy坐标平面中i_sx(k)、i_sy(k)以及O1O2坐标平面中i_o1(k)、i_o2(k)；

步骤S2：将i_sα(k)、i_sβ(k)、所述六相永磁同步电机的转子位置角θ_r1(k)传输至至所述第一旋转坐标变换模块，经坐标变换后输出d1q1坐标平面中i_d1(k)、i_q1(k)；将i_sx(k)、i_sy(k)、所述三相永磁同步电机的转角位置θ_r2(k)传输至所述第二旋转坐标变换模块，经坐标变换后输出d2q2坐标平面中i_d2(k)、i_q2(k)；

步骤S3：将i_d1(k)、i_q1(k)传输至所述六相电机定子磁链计算模块，输出六相电机d1q1坐标平面中定子磁链ψ_d1(k)、ψ_q1(k)；将i_d2(k)、i_q2(k)传输至所述三相电机定子磁链计算模块，输出三相电机d2q2坐标平面中定子磁链ψ_d2(k)、ψ_q2(k)；

步骤S4：把ψ_d1(k)、ψ_q1(k)、ψ_d2(k)、ψ_q2(k)、i_d1(k)、i_q1(k)、i_d2(k)、i_q2(k)、θ_r1(k)、θ_r2(k)、直流母线电压U_DC传输至所述预测模型模块，输出两台电机电磁转矩第k+1扑预测值T_e1(k+1)、T_e2(k+1)以及两台电机定子磁链幅值第k+1扑预测值|ψ_s1(k+1)|、|ψ_s2(k+1)|；

步骤S5：将两台电机的给定电机电磁转矩

两台电机的电机给定定子磁链

两台电机电磁转矩第k+1扑预测值T_e1(k+1)、T_e2(k+1)、两台电机定子磁链幅值第k+1扑预测值|ψ_s1(k+1)|、|ψ_s2(k+1)|传输至所述评估函数模块，计算出对应于S_b～S_f的评估函数值cost；

步骤S6：获取cost值最小时的S_b～S_f取值，并根据S_b～S_f取值控制剩余健康五相功率开关管，从而使两台电机电磁转矩、定子磁链以最小的脉动进行闭环控制。

在本发明一实施例中，在所述步骤S1中，所述T6变换模块按照如下方式进行变换：

在本发明一实施例中，在所述步骤S2中，所述第一旋转坐标变换模块按照

如下方式进行坐标变换：

所述第二旋转坐标变换模块按照如下方式进行坐标变换：

在本发明一实施例中，在所述步骤S3中，所述六相电机d1q1坐标平面中定子磁链ψ_d1(k)ψ_q1(k)通过如下方式获取：

其中，ψ_f1为六相永磁同步电机的转子磁链矢量，L_d1＝L_sσ1+3L_sm1+3L_rs1、L_q1＝L_sσ1+3L_sm1-3L_rs1，L_sm1＝(L_dm1+L_qm1)/2，L_rs1＝(L_dm1-L_qm1)/2，L_dm1、L_qm1为六相电机相绕组主磁通直轴电感、交轴电感，L_sσ1为六相电机相绕组漏电感，L_d1、L_q1分别为六相电机直、交轴电感；

所述三相电机d2q2坐标平面中定子磁链ψ_d2(k)ψ_q2(k)通过如下方式获取：

其中，ψ_f2为三相永磁同步电机的转子磁链矢量，L_d2＝L_sσ1+2L_sσ2+3L_sm2+3L_rs2，L_q2＝L_sσ1+2L_sσ2+3L_sm2-3L_rs2，L_sσ2为三相电机相绕组漏电感，L_sm2＝(L_dm2+L_qm2)/2，L_rs2＝(L_dm2-L_qm2)/2，L_dm2、L_qm2为三相电机相绕组主磁通直轴电感、交轴电感，L_d2、L_q2分别为三相电机直、交轴电感。

在本发明一实施例中，在所述步骤S4中，还包括如下步骤：

步骤S41：将把i_d1(k)、i_q1(k)、i_d2(k)、i_q2(k)、θ_r1(k)、θ_r2(k)、ω_r1(k)、ω_r2(k)、i_02(k)传输至一

计算模块，并按照如下方式计算：

其中，R_s1为绕组电阻，ω_r1(k)为六相电机转子旋转的电角速度，ω_r2(k)为三相电机转子旋转的电角速度；

步骤S42：将一组当前S_b～S_f值、直流母线电压U_DC送给电压矢量计算环节，通过如下方式获取u′_sα、u_sβ、u′_sx、u_sy：

步骤S43：把i_d1(k)、i_q1(k)、i_d2(k)、i_q2(k)、θ_r1(k)、θ_r2(k)、ω_r1(k)、ω_r2(k)、

u′_sα、u_sβ、u′_sx、u_sy、ψ_d1(k)、ψ_q1(k)、ψ_d2(k)、ψ_q2(k)对应传输至两台电机定子磁链预测模块，输出第k+1扑对应S_b～S_f的两台电机定子磁链预测值ψ_d1(k+1)、ψ_q1(k+1)、ψ_d2(k+1)、ψ_q2(k+1)，其计算公式如下：

步骤S44：将ψ_d1(k+1)ψ_q1(k+1)、ψ_d2(k+1)ψ_q2(k+1)传输至一磁链幅值计算模块，按照如下方式输出两台电机磁链幅值|ψ_s1(k+1)|、|ψ_s2(k+1)|：

步骤S44：把ψ_d1(k+1)、ψ_q1(k+1)、ψ_d2(k+1)、ψ_q2(k+1)传输至一电磁转矩预测模块，按照如下方式输出两台电机电磁转矩预测值T_e1(k+1)、T_e2(k+1)：

在本发明一实施例中，在所述步骤S5中，所述评估函数值cost：

其中，k₁、k₂、k₃、k₄为损耗函数系数。

在本发明一实施例中，当两台电机的控制量为电磁转矩时，所述给定电机电磁转矩

由***给定；当两台电机的控制量为转速时，所述给定电机电磁转矩

由两台电机速度控制器分别输出转矩给定；当两台电机的控制量为转子位置角时，所述给定电机电磁转矩

由两台电机位置控制器输出转矩给定。

在本发明一实施例中，在所述步骤S6中，把S_b～S_f值增加1，再从所述步骤S4开始计算；当S_b～S_f的取值完全后，找出对应cost值最小的S_b～S_f。

在本发明一实施例中，S_b～S_f取值为S_b～S_f＝00000～11111。

相较于现有技术，本发明具有以下有益效果：

1)由于利用了考虑缺相相绕组电压的逆变器输出电压矢量对考虑缺相相绕组磁链的两台电机定子磁链及电磁转矩进行解耦控制，实现了缺相后的两台电机运行相互解耦，提高了串联驱动***缺相容错运行能力。

2)借助于电磁转矩和定子磁链的预测控制策略，加在两台电机上的电压矢量总是最优，从而实现了两台电机电磁转矩及定子磁链的精确控制，两台电机电磁转矩及定子磁链稳态脉动大幅度降低，两台电机稳态运行更加平稳。

附图说明

图1为本发明一实施例中双电机串联缺相容错预测型直接转矩控制方法的驱动***硬件结构图。

图2为本发明一实施例中六相逆变器供电六相串联三相双永磁同步电机驱动电路连接示意图。

图3(a)为本发明一实施例中六相电机机电能量转换坐标平面示意图。

图3(b)为本发明一实施例中三相电机机电能量转换坐标平面示意图。

图4为本发明一实施例中串联缺相容错预测型直接转矩控制结构示意图。

图5为本发明一实施例中预测模型模块示意图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的技术方案进行具体说明。

如图1所示，本实施中双电机串联缺相容错预测型直接转矩控制方法的驱动***包括：整流电路、滤波电容、六相逆变器、偏置60度六相对称绕组永磁同步电机、三相永磁同步电机、六相绕组电流采集电路、两台电机转子位置角采集电路、隔离驱动、中央控制器、人机接口等。也可以采用合适的直流电源提供六相逆变器直流母线电压。逆变器中功率管采用IGBT或MOFET，中央控制器采用DSP或单片机。绕组电流采集电路采用霍尔电流传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用绕组串功率电阻后接差分运算放大器相结合方式构成。采用霍尔方案可以有效实现控制回路与主回路的电气隔离，采用绕组串功率电阻方案可以降低驱动***成本。转子位置角采集电路可以采用旋转编码器后接电平转换电路构成，也可以采用旋转变压器后接解码电路构成，其中前者成本较低，但位置角采样精度受编码器线数限制，而后者成本较高，但位置角采样精度较高。绕组电流采集电路和转子位置角采集电路弱电压信号送到中央控制器A/D转换模块。根据取得的信号和本发明的容错预测型直接转矩控制策略计算出应发出的控制信号，经由隔离驱动去控制逆变器中的功率开关管的开关动作。

进一步的，六相逆变器供电六相串联三相双永磁同步电机驱动电路连接示意如图2所示，其中A～F为六相电机的相绕组，U～W为三相电机的相绕组。六相电机电空间对称两相绕组尾端并联后再与三相绕组串联，从而保证六相电机中实现机电能量转换的电流分量不流过三相绕组；任意一相三相电流均分到两个并联六相绕组中，在六相电机中产生的合成磁动势为零。

进一步的，本实施例中，分析中实现机电能量转换坐标平面定义如图3(a)以及图3(b)所示。图中，αβ和xy为静止坐标系，d₁q₁和d₂q₂为六相和三相电机转子同步旋转坐标系。θ_r1为d1轴和α轴之间的夹角即六相电机转子旋转的电角度，ωr1为六相电机转子旋转的电角速度。ψs1、ψf1、u s1、is1分别为六相电机实现机电能量转换的定子磁链矢量、转子磁链矢量、定子电压矢量以及定子电流矢量，这些矢量及驱动***输入电压、电流在d₁轴、q₁轴、α轴、β轴上的投影分别用下标“d₁”、“q₁”、“α”、“β”标示。δ1为六相电机定子磁链和转子磁链之间的夹角。同理定义三相电机中有关变量如图3(b)所示。由于驱动***有6个自由度，除了两台电机机电能量转换平面中电磁转矩和磁链共计4个自由度外，还存在非机电能量转换轴系o 1o 2上的2个自由度，本发明称之为零序轴系。机电能量转换平面中电磁转矩和磁链的脉动直接影响两台电机切向旋转的平稳性，而轴系o 1o 2上变量直接影响六相电机铜损耗、铁损耗等。A～F相逆变桥臂上下功率管互锁开关，且用一个开关变量表示功率管开关情况，即Si＝1表示上桥功率管导通，下桥功率管关闭；Si＝0表示上桥功率管关断，下桥功率管导通(i＝A～F)。

进一步的，在本实施例中，可以根据绕组电压、电流、磁链、电感之间关系建立双电机在自然坐标系A～F内的数学模型。为了揭示双电机之间的耦合关系，利用下式(1)恒功率变换矩阵T₆将自然坐标系A～F内的数学模型变换到αβ-xy-o1o 2静止坐标系。

六相电机αβ平面内的电压、磁链、电磁转矩平衡方程式如下：

T_e1＝p₁(ψ_sαi_β-ψ_sβi_α) (4)

其中，R_s1为绕组电阻，L_sσ1为每相绕组的自漏感，L_sm1＝(L_dm1+L_qm1)/2，L_rs1＝(L_dm1-L_qm1)/2，L_dm1、L_qm1为六相电机相绕组主磁通直轴电感、交轴电感，p₁为磁极对数。

三相电机xy平面内的电压、磁链、电磁转矩平衡方程式如下：

T_e2＝p₂(ψ_sxi_y-ψ_syi_x) (7)

其中，有关变量意义类似于六相电机。

零序轴系中电压平衡方程式如下：

利用θ_r1角，可以把式(2)-(4)变换到坐标系d₁q₁中得：

T_e1＝p₁(ψ_d1i_q1-ψ_q1i_d1) (11)

其中，L_d1＝L_sσ1+3L_sm1+3L_rs1、L_q1＝L_sσ1+3L_sm1-3L_rs1。

利用θ_r2角，可以把式(5)-(7)变换到坐标系d₂q₂中得：

T_e2＝p₂(ψ_d2i_q2-ψ_q2i_d2) (14)

其中，L_d2＝L_sσ1+2L_sσ2+3L_sm2+3L_rs2、L_q2＝L_sσ1+2L_sσ2+3L_sm2-3L_rs2。

当六相电机A相绕组断路或A相逆变桥故障后，六相中的A相不流过电流，只有剩余的B～F五相工作，只有四个可控自由度，无需对零序电流进行控制。为了实现两台电机的解耦控制，假设A相逆变桥始终输出六相A和三相U串联电压u₀，这样六个逆变桥输出电压如下：

尽管六相中A相没有电流流过，但若考虑A相绕组后，双电机串联***输入电压之和为零特性，可以求出U_NO，然后代入式(15)，再利用T6把式(15)变换至αβ-xy-o 1o 2中如下：

令：

则式(16)进一步变化为：

同样可以把双电机串联***输入电流[i_sA i_sB i_sC i_sD i_sE i_sF]借助T6矩阵变换至αβ-xy-o 1o 2中，且i_sA＝0，可以求解出：

这样，零序电压u_o2变形为：

若用同步旋转坐标系中变量表示i_sα、i_sx，则零序电压u_o2变形为：

其中，

其中，

把式(16)旋转变换到同步旋转坐标系中，得：

根据式(9)(10)(12)(13)可得：

连列式(23)(24)可以求解dq轴系磁链的微分表达式，并据此用离散形式表示如下：

由于求解上述4x4矩阵的逆很耗费时间，而实际***中六相电机漏感较小。为此，实际编程中可以忽略六相电机漏感对三相电机磁链的贡献。

这样式(25)进一步简化为：

T_s为数字控制周期。

则第k+1扑两台电机定子磁链幅值为：

根据式(11)(14)可以求出下一周期两台电机电磁转矩的预测值为：

本实施例控制的目的希望两台电机每一个数字控制周期所加电压矢量实现两台电机电磁转矩和定子磁链幅值误差最小，为此，本实施例预测控制中选择如下评估函数：

显然，所选择的开关组合S_b～S_f应该使得式(31)值最小。

本实施例提出一种双电机串联缺相容错预测型直接转矩控制方法，目的有两方面：一是实现双电机串联***在一相逆变桥臂故障或六相电机中一相绕组断路情况下，仍然保持两台电机高性能的转矩解耦控制，从而提高串联驱动***运行的可靠性；二是实现两台电机的电磁转矩和定子磁链的精确控制，进一步改善两台电机运行的平稳性。在构建控制方法过程，为了实现两台电机电磁转矩、定子磁链之间的解耦，考虑了缺相相绕组耦合磁链对定子磁链的贡献，即六相电机定子磁链包括缺相相绕组耦合磁链。同样，为了利用剩余5相逆变桥输出电压矢量精确控制两台电机变量，逆变桥输出电压矢量中考虑了缺相相绕组。

进一步的，尽管六相绕组缺了一相，但在构建两台电机定子磁链过程中，仍然考虑了缺相相绕组磁链；同时构建出含有缺相相绕组电压的逆变器电压矢量。借助于电磁转矩和定子磁链预测控制策略，利用最优电压矢量实现两台电机电磁转矩及定子磁链最低脉动的解耦控制，从而提高了串联驱动***的可靠性。假设当前控制处于第k扑，关键是要根据预测控制方法，找出下一扑k+1逆变器的开关组合Sb～Sf。

所提的预测型直接转矩控制***结构框图如图4所示，由逆变器、T6变换、旋转坐标变换、两台电机磁链计算环节、预测模型、评估函数、两台电机等环节构成。预测模型如图5所示。根据当前扑(第k扑)的电流、转子位置角、转速等信息，借助于定子磁链及电磁转矩预测模型，从损耗函数最小角度预测出下一扑(第k+1扑)逆变器的功率开关组合。

具体步骤如下：

步骤(1)：把采样得到的逆变器输出六相电流i_sA～i_sF送给T6变换模块，输出αβ坐标平面中i_sα(k)i_sβ(k)、xy坐标平面中i_sx(k)i_sy(k)、o1o2坐标平面中i_o1(k)i_o2(k)，其计算数学模型如下：

步骤(2)：把i_sα(k)i_sβ(k)、六相永磁同步电机(该电机简记为PMSM6)转子位置角θ_r1(k)送给旋转坐标变换模块，输出d1q1坐标平面中i_d1(k)i_q1(k)；把i_sx(k)i_sy(k)、三相永磁同步电机(该电机简记为PMSM3)转子位置角θ_r2(k)送给旋转坐标变换模块，输出d2q2坐标平面中i_d2(k)i_q2(k)，其计算公式如下：

步骤(3)：把i_d1(k)i_q1(k)、i_d2(k)i_q2(k)分别送给六相电机和三相电机定子磁链计算模块，分别输出六相电机d1q1坐标平面中定子磁链ψ_d1(k)ψ_q1(k)、三相电机d2q2坐标平面中定子磁链ψ_d2(k)ψ_q2(k)，其计算公式如下：

步骤(4)：把ψ_d1(k)ψq1(k)、ψ_d2(k)ψq2(k)、i_d1(k)i_q1(k)、i_d2(k)i_q2(k)、θ_r1(k)、θ_r2(k)、直流母线电压U_DC送给预测模型环节，输出两台电机电磁转矩第k+1扑预测值T_e1(k+1)T_e2(k+1)、两台电机定子磁链幅值第k+1扑预测值ψ_s1(k+1)ψ_s2(k+1)；

其中，步骤(4)进一步包括如下步骤

步骤(4.1)：把i_d1(k)i_q1(k)、i_d2(k)i_q2(k)、θ_r1(k)、θ_r2(k)、ω_r1(k)、ω_r2(k)、i_02(k)送给

计算环节，其计算公式如下：

步骤(4.2)：把一组S_b～S_f值、直流母线电压U_DC送给电压矢量计算环节，输出u′_sαu_sβu′_sxu_sy，其计算公式如下：

步骤(4.3)：把i_d1(k)i_q1(k)、i_d2(k)i_q2(k)、θ_r1(k)、θ_r2(k)、ω_r1(k)、ω_r2(k)、

u′_sαu_sβu′_sxu_sy、ψ_d1(k)ψq1(k)、ψ_d2(k)ψq2(k)送给两台电机定子磁链预测环节，输出对应S_b～S_f的两台电机定子磁链预测值ψ_d1(k+1)ψ_q1(k+1)、ψ_d2(k+1)ψ_q2(k+1)，其计算公式如下：

步骤(4.4)：把ψ_d1(k+1)ψ_q1(k+1)、ψ_d2(k+1)ψ_q2(k+1)送给磁链幅值计算环节，输出两台电机磁链幅值|ψ_s1(k+1)|、|ψ_s2(k+1)|，其计算公式如下：

步骤(4.5)：把ψ_d1(k+1)ψ_q1(k+1)、ψ_d2(k+1)ψ_q2(k+1)送给电磁转矩预测环节，输出两台电机电磁转矩预测值T_e1(k+1)、T_e2(k+1)，其计算公式如下：

步骤(5)：把两台电机转矩给定

两台电机定子磁链给定

T_e1(k+1)T_e2(k+1)、ψ_s1(k+1)ψ_s2(k+1)送给评估函数模块，计算出对应于Sb～S_f的评估函数值cost，其计算公式如下：

其中，k₁、k₂、k₃、k₄为损耗函数系数。

进一步的，把S_b～S_f值增加1，再从步骤(4)开始计算。当S_b～S_f的取值完全后，找出对应cost值最小的S_b～S_f，并根据该组S_b～S_f取值，通过逆变器输出电压加在串联电机驱动***上，实现k+1扑两台电机电磁转矩、定子磁链以最小的脉动闭环控制。

其中，步骤(5)中电磁转矩给定

和

视具体两台电机控制变量而定。若控制的是电磁转矩，则***直接给定该值；若控制的是转速，则两台电机速度控制器(例如PI控制器)分别输出转矩给定

和

若控制的是转子位置角，则两台电机位置控制器输出即为转矩给定

和

以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种双电机串联缺相容错预测型直接转矩控制方法，提供一六相永磁同步电机以及一三相永磁同步电机，其特征在于，提供一预测型直接转矩控制***，该***包括：T6变换模块、第一旋转坐标变换模块、第二旋转坐标变换模块、六相电机定子磁链计算模块、三相电机定子磁链计算模块、预测模型模块以及评估函数模块；按照如下步骤实现：

步骤S1：所述T6变换模块获取待采样逆变器中六相功率开关管的六相电流i_sA～i_sF，并经所述T6变换模块变换后，输出αβ坐标平面中i_sα(k)、i_sβ(k)、xy坐标平面中i_sx(k)、i_sy(k)以及O1O2坐标平面中i_o1(k)、i_o2(k)；

步骤S2：将i_sα(k)、i_sβ(k)、所述六相永磁同步电机的转子位置角θ_r1(k)传输至所述第一旋转坐标变换模块，经坐标变换后输出d1q1坐标平面中i_d1(k)、i_q1(k)；将i_sx(k)、i_sy(k)、所述三相永磁同步电机的转角位置θ_r2(k)传输至所述第二旋转坐标变换模块，经坐标变换后输出d2q2坐标平面中i_d2(k)、i_q2(k)；

步骤S3：将i_d1(k)、i_q1(k)传输至所述六相电机定子磁链计算模块，输出六相电机d1q1坐标平面中定子磁链ψ_d1(k)、ψ_q1(k)；将i_d2(k)、i_q2(k)传输至所述三相电机定子磁链计算模块，输出三相电机d2q2坐标平面中定子磁链ψ_d2(k)、ψ_q2(k)；

步骤S4：把ψ_d1(k)、ψ_q1(k)、ψ_d2(k)、ψ_q2(k)、i_d1(k)、i_q1(k)、i_d2(k)、i_q2(k)、θ_r1(k)、θ_r2(k)、直流母线电压U_DC传输至所述预测模型模块，输出两台电机电磁转矩第k+1扑预测值T_e1(k+1)、T_e2(k+1)以及两台电机定子磁链幅值第k+1扑预测值|ψ_s1(k+1)|、|ψ_s2(k+1)|；

步骤S5：将两台电机的给定电机电磁转矩

两台电机的电机给定定子磁链

两台电机电磁转矩第k+1扑预测值T_e1(k+1)、T_e2(k+1)、两台电机定子磁链幅值第k+1扑预测值|ψ_s1(k+1)|、|ψ_s2(k+1)|传输至所述评估函数模块，计算出对应于S_b～S_f的评估函数值cost；

步骤S6：获取cost值最小时的S_b～S_f取值，并根据S_b～S_f取值控制剩余健康五相功率开关管，从而使两台电机电磁转矩、定子磁链以最小的脉动进行闭环控制。

2.根据权利要求1所述的一种双电机串联缺相容错预测型直接转矩控制方法，其特征在于，在所述步骤S1中，所述T6变换模块按照如下方式进行变换：

3.根据权利要求1所述的一种双电机串联缺相容错预测型直接转矩控制方法，其特征在于，在所述步骤S2中，所述第一旋转坐标变换模块按照如下方式进行坐标变换：

所述第二旋转坐标变换模块按照如下方式进行坐标变换：

4.根据权利要求1所述的一种双电机串联缺相容错预测型直接转矩控制方法，其特征在于，在所述步骤S3中，所述六相电机d1q1坐标平面中定子磁链ψ_d1(k)、ψ_q1(k)通过如下方式获取：

其中，ψ_f1为六相永磁同步电机的转子磁链矢量，L_d1＝L_sσ1+3L_sm1+3L_rs1、L_q1＝L_sσ1+3L_sm1-3L_rs1，L_sm1＝(L_dm1+L_qm1)/2，L_rs1＝(L_dm1-L_qm1)/2，L_dm1、L_qm1为六相电机相绕组主磁通直轴电感、交轴电感，L_sσ1为六相电机相绕组漏电感，L_d1、L_q1分别为六相电机直、交轴电感；

所述三相电机d2q2坐标平面中定子磁链ψ_d2(k)、ψ_q2(k)通过如下方式获取：

其中，ψ_f2为三相永磁同步电机的转子磁链矢量，L_d2＝L_sσ1+2L_sσ2+3L_sm2+3L_rs2，L_q2＝L_sσ1+2L_sσ2+3L_sm2-3L_rs2，L_sσ2为三相电机相绕组漏电感，L_sm2＝(L_dm2+L_qm2)/2，L_rs2＝(L_dm2-L_qm2)/2，L_dm2、L_qm2为三相电机相绕组主磁通直轴电感、交轴电感，L_d2、L_q2分别为三相电机直、交轴电感。

5.根据权利要求1所述的一种双电机串联缺相容错预测型直接转矩控制方法，其特征在于，在所述步骤S4中，还包括如下步骤：

步骤S41：将把i_d1(k)、i_q1(k)、i_d2(k)、i_q2(k)、θ_r1(k)、θ_r2(k)、ω_r1(k)、ω_r2(k)、i_o2(k)传输至一

计算模块，并按照如下方式计算：

其中，R_s1为绕组电阻，ω_r1(k)为六相电机转子旋转的电角速度，ω_r2(k)为三相电机转子旋转的电角速度；

步骤S42：将一组当前S_b～S_f值、直流母线电压U_DC送给电压矢量计算环节，通过如下方式获取u′_sα、u_sβ、u′_sx、u_sy：

其中u_sα、u_sβ分别表示六相PMSM定子电压在静止坐标系α轴及β轴的分量、u_sx、u_sy分别表示三相PMSM定子电压在静止坐标系x轴及y轴的分量，u_so1、u_so2分别代表串联***在零序电压轴系o1轴及o2轴的电压分量，u_o2代表零序电压；

步骤S43：把i_d1(k)、i_q1(k)、i_d2(k)、i_q2(k)、θ_r1(k)、θ_r2(k)、ω_r1(k)、ω_r2(k)、

u′_sα、u_sβ、u′_sx、u_sy、ψ_d1(k)、ψ_q1(k)、ψ_d2(k)、ψ_q2(k)对应传输至两台电机定子磁链预测模块，输出第k+1扑对应S_b～S_f的两台电机定子磁链预测值ψ_d1(k+1)、ψ_q1(k+1)、ψ_d2(k+1)、ψ_q2(k+1)，其计算公式如下：

其中L_sσ1表示六相PMSM相绕组的自漏感；L_d1、L_q1分别为六相PMSM相绕组主磁通直、交轴电感；R_s2为三相PMSM每相绕组的电阻；T_s表示控制周期时间；

步骤S44：将ψ_d1(k+1)ψ_q1(k+1)、ψ_d2(k+1)ψ_q2(k+1)传输至一磁链幅值计算模块，按照如下方式输出两台电机磁链幅值|ψ_s1(k+1)|、|ψ_s2(k+1)|：

步骤S45：把ψ_d1(k+1)、ψ_q1(k+1)、ψ_d2(k+1)、ψ_q2(k+1)传输至一电磁转矩预测模块，按照如下方式输出两台电机电磁转矩预测值T_e1(k+1)、T_e2(k+1)：

其中p₁、p₂分别代表六相PMSM及三相PMSM的极对数；ψ_f1、ψ_f2分别为六相PMSM及三相PMSM转子磁链矢量；L_d2、L_q2表示三相PMSM相绕组主磁通直交轴电感。

6.根据权利要求5所述的一种双电机串联缺相容错预测型直接转矩控制方法，其特征在于，在所述步骤S5中，所述评估函数值cost：

其中，k₁、k₂、k₃、k₄为损耗函数系数。

7.根据权利要求1或6所述的一种双电机串联缺相容错预测型直接转矩控制方法，其特征在于，当两台电机的控制量为电磁转矩时，所述给定电机电磁转矩

由***给定；当两台电机的控制量为转速时，所述给定电机电磁转矩

由两台电机速度控制器分别输出转矩给定；当两台电机的控制量为转子位置角时，所述给定电机电磁转矩

由两台电机位置控制器输出转矩给定。

8.根据权利要求1所述的一种双电机串联缺相容错预测型直接转矩控制方法，其特征在于，在所述步骤S6中，把S_b～S_f值增加1，再从所述步骤S4开始计算；当S_b～S_f的取值完全后，找出对应cost值最小的S_b～S_f。

9.根据权利要求1、5或8所述的一种双电机串联缺相容错预测型直接转矩控制方法，其特征在于，S_b～S_f取值为S_b～S_f＝00000～11111。

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