JP2003111490A - インバータ制御方法およびその装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 直接トルク制御方式において、マイコンの制
御演算時間の間において電圧ベクトルの切り替えを行う
ことによって、トルクリプル、磁束リプルの極小化、イ
ンバータ最大出力電圧の向上、インバータのスイッチン
グ周波数の高周波数化を達成する。 【解決手段】 直流電圧Ｖ_dc（ｎ）、回転角速度ω
_e（ｎ）、位相角φ（ｎ＋１）、φ０（ｎ＋１）、領域
番号、トルク偏差演算部４５の判定出力、および磁束比
較部４８の判定出力を入力として電圧ベクトル出力時間
を演算し、３相ＰＷＭタイマ部４２にタイマ値としてセ
ットする電圧ベクトル出力時間演算部５１を有してい
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明はインバータ制御方
法およびその装置に関し、さらに詳細にいえば、インバ
ータに接続された交流モータの線電流および端子電圧を
検出し、これらの検出値からトルクおよび固定子磁束を
演算し、これらの演算結果と対応する指令値とにより電
圧ベクトルを選択し、前記インバータの各トランジスタ
をスイッチング制御するインバータ制御方法およびその
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】回転子に永久磁石を装着したブラシレス
ＤＣモータは、誘導モータと比較して高効率であり、省
エネルギー運転が第１に望まれる用途で広く用いられて
いる。

【０００３】そして、ブラシレスＤＣモータはトルクを
制御するために、回転位置に同期した電圧、電流制御が
必要である。

【０００４】しかし、ブラシレスＤＣモータに回転位置
センサを装着し、その位置信号を用いてインバータを制
御するシステムを採用した場合には、回転位置センサの
装着に起因してシステム全体が高価格化するとともに、
大形化する。また、センサ信号線の断線などに起因する
信頼性の低下を招く。さらに、ブラシレスＤＣモータと
コントローラとが離れて設置されるアプリケーションで
は、位置センサ情報をコントローラに正確に伝達できな
くなる可能性がある。

【０００５】したがって、近年は、これらの問題点に対
処するために、回転位置センサを省略した位置センサレ
スブラシレスＤＣモータの研究が進められている。

【０００６】そして、従来から研究が進められているブ
ラシレスＤＣモータのセンサレス制御方法は、逆起電圧
ゼロクロス検出方式、モータモデル利用方式、直接トル
ク制御方式の３つの方法に大別される。 （１）逆起電圧ゼロクロス検出方式は、モータ端子電圧
から回転子磁石磁束が誘起する速度起電力を検出し、位
置信号を得て電圧、電流と回転位置の同期制御を行う方
式である。

【０００７】具体的には、インバータを１２０°通電制
御して、非励磁相の速度起電力のゼロクロスを検出する
方式、速度起電力に含まれる３次調波成分のゼロクロス
を検出する方式等が例示できる。位置検出分解能は何れ
の方式でも電気角で６０°である。 （２）モータモデル利用方式は、モータ端子電圧、電流
を検出し、これらの検出量とモータモデルとから位置推
定器や検出器を構成し、位置信号を得て、電圧、電流と
回転位置との同期制御を行う方式である。

【０００８】具体的には、オブザーバーやモデル規範適
応システムなどの現代制御理論に基づいて位置推定器を
構成する方式、回転子の内部に永久磁石を埋め込んでな
るブラシレスＤＣモータの場合に、回転位置によるイン
ダクタンス変化を線電流の高調波リプル振幅に基づいて
検出する方式等が例示できる。位置検出分解能は何れの
方式でも電気角で数°以下である。 （３）直接トルク制御方式は、モータ端子電圧、電流を
検出し、これらの検出量からモータ固定子磁束とトルク
とを演算し、この演算結果が指令値に追従するように直
接インバータをスイッチング制御する方式である。この
方式は、原理的にトルクを制御するため、位置検出過程
を伴わない。

【０００９】したがって、位置や速度を制御するために
は、別途、これらの検出器、推定器と組み合わせること
が必要である。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】前記逆起電圧ゼロクロ
ス検出方式を採用した場合には、インバータ通電波形や
モータ電磁構造が制約されてしまうという不都合がある
ほか、位置検出分解能が低いのでトルクの高速応答を達
成することができないという不都合がある。

【００１１】前記モータモデル利用方式を採用した場合
には、モータモデルに使うインダクタンス、起電力定数
等のモータ機器定数が温度や磁気飽和等の影響で変化す
ると位置検出誤差が発生し、最悪の場合にはブラシレス
ＤＣモータが不安定になってしまうという不都合がある
ほか、位置推定器の収束時間によりトルクの応答速度が
制約されるという不都合がある。

【００１２】これらに対して、前記直接トルク制御方式
は、トルクを演算し、これが指令値に追従するようにイ
ンバータを直接制御するのであるから、高速トルク応答
を安定に得ることができる。また、演算に必要なモータ
パラメータが巻線抵抗のみであるから、磁気飽和による
制御性能の劣化は生じない。モータ機器定数の変化を反
映し、制御演算精度を高めるためには、巻線抵抗の温度
検出器もしくは推定器のみを追加すればよく、制御性改
善も簡単に実現できる。

【００１３】したがって、直接トルク制御方式は、回転
位置センサを用いることなく、ブラシレスＤＣモータを
高速トルク制御する最良の方式として注目されている。
なお、この方式は、ブラシレスＤＣモータのほかに、誘
導モータやリラクタンスモータの制御に採用することが
できる。

【００１４】この方式のインバータのスイッチング制御
法、すなわちＰＷＭ制御法としては、特開２００１−８
６７９５号公報に示すように、瞬時値比較方式が採用さ
れる。この瞬時値比較方式は、アナログ演算器で制御回
路を構成する場合には全く問題がない。

【００１５】しかし、制御回路の低コスト化、小形化、
調整の簡便化等が強く望まれる家電機器や一般産業機器
用途で採用されるマイコン制御では、演算時間、制御周
期等の制約により、トルクリプルの増大や直流電圧利用
率の低下等の不都合が生じる。

【００１６】さらに説明する。

【００１７】以下に従来の直接トルク制御方式を説明す
る。

【００１８】便宜上、数１により３相（ｕ−ｖ−ｗ）を
２相（α−β）に変換する。

【００１９】

【数１】

【００２０】数１の座標変換を行った場合、３相座標と
２相座標との位相関係と、２相座標上で捉えたモータモ
デルとは図９中に（ａ）（ｂ）で示すとおりとなる。

【００２１】図９中 ｉ_α、ｉ_βは２相に変換された巻
線電流、Ｉ_fは回転子に組み込んだ永久磁石を模擬する
定電流源、θ_mはモータ回転子の位置角（電気角）であ
る。

【００２２】ここで、モータトルクτは固定子反力とし
て検出できるため、固定子磁束λ_α、λ_βと巻線電流ｉ
_α、ｉ_βとの外積演算により求め、数２と記すことがで
きる。なお、ｐはモータ極対数である。

【００２３】

【数２】

【００２４】一方、固定子磁束λ_α、λ_βは巻線抵抗Ｒ
での電圧降下を端子電圧から差し引いた電圧を積分すれ
ば算出することができ、数３となる。

【００２５】

【数３】

【００２６】また、α−β固定子磁束ベクトルの合成磁
束の大きさ｜λ｜は数４となる。なお、α−β固定子磁
束ベクトルは回転磁界と、α−β固定子磁束ベクトルの
合成磁束の大きさは回転磁界の大きさと、それぞれ称す
る。

【００２７】

【数４】

【００２８】次に、端子電圧、巻線電流の検出値から演
算したモータトルクτ、回転磁界の大きさ｜λ｜を指令
値に追従させるためのインバータスイッチング制御方法
について図１０の電圧形インバータ回路を参照して説明
する。

【００２９】この電圧形インバータ回路は、直流電源Ｖ
_dcの正極側にコレクタ端子を接続した３個の上アームト
ランジスタＴ_u ⁺、Ｔ_v ⁺、Ｔ_w ⁺、負極側にエミッタ端子を
接続した３個の下アームトランジスタＴ_u ^-、Ｔ_v ^-、
Ｔ_w ^-、カソード端子とアノード端子とがそれぞれトラン
ジスタのコレクタ端子とエミッタ端子に接続された６個
の還流ダイオードＤ_u ⁺〜Ｄ_w ^-で構成されている。また、
上アームトランジスタのエミッタ端子と下アームトラン
ジスタのコレクタ端子とが接続され、３つの接続点がブ
ラシレスＤＣモータの端子に接続される。

【００３０】電圧形インバータは、回路構成上、直流電
源Ｖ_dcの短絡が発生しないように上下アームトランジス
タを排他的にオンオフするため、とりうるスイッチング
状態は表１に示す８通りになる。表１中、Ｖ０〜Ｖ７は
各相トランジスタのオン状態を示すために定義した電圧
ベクトルである。

【００３１】

【表１】

【００３２】また、２相座標上で捉えた電圧ベクトルを
図１１に示す。

【００３３】これら、２相電圧ｖ_α、ｖ_βが共に０の電
圧ベクトルＶ０、Ｖ７（以下、これらを零ベクトルと称
する）と、電圧が０でない６種の電圧ベクトルＶ１〜Ｖ
６を用い、磁束とトルクとを制御する方法を考える。

【００３４】磁束は電圧の時間積で与えられるので、例
えば、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を所定時間出力した場
合、α−β座標上を磁束は図１２に矢印で示す方向に変
化する。そこで、図１２に示すように、α−β座標上を
６０°毎に領域Ｉ〜ＶＩに分け、それぞれの領域で出力
する零ベクトルでない電圧ベクトルを図１２に示すよう
に制約する。例えば、領域Ｉでは電圧ベクトルＶ４、電
圧ベクトルＶ６のみに制約する。

【００３５】この領域Ｉで電圧ベクトルＶ４、電圧ベク
トルＶ６を交互に選択すれば、回転磁界を時計方向に進
ませ、回転磁界の大きさを電圧ベクトルＶ４出力により
増加させ、電圧ベクトルＶ６出力により減少させること
ができる。

【００３６】したがって、数４により求めた回転磁界の
大きさと指令値とを比較し、その大小により、各領域で
適切な電圧ベクトルに切り替えることによって、回転磁
界の大きさを制御することができる。

【００３７】また、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の大きさ
は、直流電圧Ｖ_dcが一定であるため、これらの電圧ベク
トルを切り替えるだけでは、回転磁界の回転速度を制御
することができない。しかし、磁束変化がない、すなわ
ち、磁束の軌跡を停滞させることができる零ベクトルを
用いることにより、回転磁界の回転速度を制御すること
ができる。すなわち、数２により算出したトルクとトル
ク指令値とを比較し、その大小により電圧ベクトルと零
ベクトルとを切り替えればよい。これにより、回転子の
特定の方向に固定された回転子中心を通る基準ラインと
回転磁界との間の位相差を所望のトルクに対応した値に
保ち、両者の回転速度を等しくすることができる。

【００３８】図１３は、トルクをヒステリシスコンパレ
ータにより比較し、その出力に応答してインバータをス
イッチング制御した時の状態［磁束軌跡｛図１３中
（ａ）参照｝、および領域ＩＩの電圧ベクトル、トルク
変化｛図１３中（ｂ）参照｝］を示している。

【００３９】図１４は、図１３の制御性能を得る直接ト
ルク制御システムのブロック構成｛図１４中（ａ）参
照｝、磁束を瞬時比較するヒステリシスコンパレータの
特性｛図１４中（ｂ）参照｝、およびトルクを瞬時比較
するヒステリシスコンパレータの特性｛図１４中（ｃ）
参照｝を示している。

【００４０】なお、この直接トルク制御システムにおい
て、磁束およびトルクは、ＯＰアンプを使った積分回路
やアナログ乗算器で構成した演算器により瞬時演算を行
っている。

【００４１】表２は磁束とトルクとのコンパレータ出力
に応答して選択するスイッチングパターン（電圧ベクト
ル）が設定されたスイッチングパターンテーブルを示
し、表３は領域Ｉ〜ＶＩを判定するための、αβ磁束と
磁束の大きさとの関係を示している。なお、表２は通常
ＲＯＭに記憶し、コンパレータ出力でルックアップす
る。

【００４２】

【表２】

【００４３】

【表３】

【００４４】ここで、トルクコンパレータとして図１４
中（ｃ）に示す３値方式を採用しているのは、Ｓτ＝−
１で回転磁界が反時計方向に回転する電圧ベクトルを選
択させて逆回転（すなわち、逆トルク）の制御を行うた
めである。したがって、一回転方向で急減速制御が不要
な用途、例えば、圧縮機やポンプなどの用途では、トル
クの瞬時比較を２値コンパレータで行い、表２のＳτ＝
−１の部分を省略し、制御システムを簡素化することが
できる。

【００４５】次いで、図１４中（ａ）に示すシステムを
マイコン制御に置き換えた場合の動作を考える。

【００４６】トルクや磁束はマイコンの演算処理速度で
算出の頻度が制約され、指令値との比較によりスイッチ
ングパターンを決定するまでには、演算完了までの時間
遅れが生じる。そこで、トルクの予測演算により演算遅
れの影響を１サンプルに短縮する方法が「ディジタルシ
グナルプロセッサを用いた誘導電動機の高性能トルク制
御」、宮下一郎ほか、電気学会論文誌Ｄ、１０７巻２
号、昭和６２年に示されている。

【００４７】図１５は、この考え方に基づいた制御シス
テムにより制御演算時間を変化させた場合のトルクの制
御状態を領域ＩＩでシミュレーションした結果を示して
いる。また、図１５には、トルクを増減するために選択
された電圧ベクトルを併記している。なお、図１５中
（ａ）は演算時間が１０μｓの場合を、図１５中（ｂ）
は演算時間が５０μｓの場合を、図１５中（ｃ）は演算
時間が１００μｓの場合を、それぞれ示している。

【００４８】一般に、演算時間は、高価で高速なＤＳＰ
を採用した場合で３０μｓ〜５０μｓ程度、高速なシン
グルチップ制御マイコンや廉価なＤＳＰを採用した場合
で１００μｓ〜２００μｓ程度が必要である。

【００４９】図１５から分かるように、制御演算時間を
１０μｓに設定した場合には、殆ど図１３と遜色のない
特性を得ることができるが、制御演算時間を５０μｓ、
１００μｓに設定した場合には、ヒステリシスレベルと
比較するインターバル、すなわち、スイッチングが行わ
れる頻度が疎になり、場合によっては、逆回転磁界を作
る電圧ベクトルＶ５が選択されてトルクが急速に減衰す
る場合があり、トルクリプル増大の原因になってしま
う。

【００５０】また、インバータの１相あたりのスイッチ
ング周期は、制御演算時間が１０μｓ、５０μｓ、１０
０μｓの場合には、それぞれ約３０μｓ（３３ｋＨ
ｚ）、約１５０μｓ（６．７ｋＨｚ）であるのに対し
て、制御演算時間が１００μｓの場合には約３００μｓ
（３．３ｋＨｚ）に低下してしまい、ＩＧＢＴ等の高速
スイッチングトランジスタの性能を十分には活かすこと
ができなくなってしまう。

【００５１】さらに、制御演算時間の間は電圧ベクトル
の切り替えを行うことができないため、零ベクトル出力
平均時間が制御演算時間に伴って長くなる傾向にあり、
ひいては、インバータ最大出力電圧の低下を招いてしま
う。

【００５２】

【発明の目的】この発明は上記の問題点に鑑みてなされ
たものであり、制御演算時間の間において電圧ベクトル
の切り替えを行うことによって、トルクリプル、磁束リ
プルの極小化、インバータ最大出力電圧の向上、インバ
ータのスイッチング周波数の高周波数化を達成すること
ができるインバータ制御方法およびその装置を提供する
ことを目的としている。

【００５３】

【課題を解決するための手段】請求項１のインバータ制
御方法は、インバータに接続された交流モータの線電流
および端子電圧を検出し、これらの検出値をモータ固定
子の所定の方向に固定された２軸が直交する座標（α−
β座標）に変換すると共に、変換されたα−β電流、α
−β電圧によりモータトルクおよびα−β固定子磁束ベ
クトルを演算し、これらの演算結果と対応する指令値に
より電圧ベクトルを選択し、前記インバータの各トラン
ジスタをスイッチング制御するに当たって、所定のイン
ターバルＴ_c毎に前記処理を行い、α−β固定子磁束ベ
クトルのα−β座標上に設けた基準ラインとの成す角φ
に基づいて２種以上の電圧ベクトルを選択するととも
に、選択した各電圧ベクトルを出力する時間を交流モー
タのトルク演算結果と対応する指令値の偏差並びにα−
β固定子磁束ベクトルの回転角速度もしくは、モータ回
転子の回転角速度に基づいて演算し、電圧ベクトルの選
択結果、および出力時間演算結果に基づき、インバータ
の各トランジスタのオンオフ制御を行うＰＷＭタイマに
パルス幅を記憶し、前記インターバルＴ_c期間中に２回
以上のスイッチング動作を行う方法である。

【００５４】請求項２のインバータ制御方法は、α−β
固定子磁束ベクトルの大きさと対応する指令値の偏差を
演算し、この演算結果が所定の範囲内にあることに応答
して、α−β固定子磁束ベクトルのα−β座標上に設け
た基準ラインとの成す角φに基づいて３種の電圧ベクト
ルを選択し、各電圧ベクトルの出力時間配分を演算する
方法である。

【００５５】請求項３のインバータ制御方法は、α−β
固定子磁束ベクトルの大きさと対応する指令値の偏差を
演算し、この演算結果が所定の範囲外にあることに応答
して、所定のインターバルＴ_c毎にα−β固定子磁束ベ
クトルのα−β座標上に設けた基準ラインとの成す角φ
に基づいて２種の電圧ベクトルを選択し、各電圧ベクト
ルの出力時間配分を演算する方法である。

【００５６】請求項４のインバータ制御方法は、第一の
電圧ベクトルの出力時間ｔ₆、第二の電圧ベクトルの出
力時間ｔ₂、第三の電圧ベクトルの出力時間ｔ₀のそれぞ
れを、α−β固定子磁束ベクトルのα−β座標上に設け
た基準ラインとの成す角φから算出される０°から６０
°以内を変化する位相角φ₀および、トルク演算結果と
対応する指令値の偏差並びにα−β固定子磁束ベクトル
の回転角速度もしくは、モータ回転子の回転角速度に基
づいて定まる数Ｋ_sを用いて、 ｔ₆／Ｔ_c＝Ｋ_s・ｓｉｎ（π／３−φ₀） ｔ₂／Ｔ_c＝Ｋ_s・ｓｉｎ φ₀ ｔ₀／Ｔ_c＝１−ｔ₆／Ｔ_c−ｔ₂／Ｔ_c により演算する方法である。

【００５７】請求項５のインバータ制御方法は、α−β
固定子磁束ベクトルの大きさが対応する指令値に比べ小
さいことに応答して、第一の電圧ベクトルの出力時間ｔ
₆、第三の電圧ベクトルの出力時間ｔ₀のそれぞれを、α
−β固定子磁束ベクトルのα−β座標上に設けた基準ラ
インとの成す角φから算出される０°から６０°以内を
変化する位相角φ₀および、トルク演算結果と対応する
指令値の偏差並びにα−β固定子磁束ベクトルの回転角
速度もしくは、モータ回転子の回転角速度に基づいて定
まる数Ｋ_sを用いて、 ｔ₆／Ｔ_c＝３^1/2／２・Ｋ_s／ｃｏｓφ₀ ｔ₀／Ｔ_c＝１−ｔ₆／Ｔ_c により演算し、α−β固定子磁束ベクトルの大きさが対
応する指令値に比べ大きいことに応答して、第二の電圧
ベクトルの出力時間ｔ₂、第三の電圧ベクトルの出力時
間ｔ₀のそれぞれを、 ｔ₂／Ｔ_c＝３^1/2／２・Ｋ_s／ｃｏｓ（π／３−φ₀） ｔ₀／Ｔ_c＝１−ｔ₂／Ｔ_c により演算する方法である。

【００５８】請求項６のインバータ制御方法は、所定イ
ンターバルＴ_c毎に演算されたα−β固定子磁束ベクト
ルのα−β座標上に設けた基準ラインとの成す角φを基
に、前記インターバルＴ_c以上の所定の期間のα−β固
定子磁束ベクトルの平均回転角速度ωを算出すると共
に、α−β固定子磁束ベクトルの大きさ｜λ｜、トルク
演算結果と対応する指令値の偏差△τ、インバータの直
流電圧Ｖ_dcにより前記数Ｋ_sを、 Ｋ_s＝（２^1/2・｜λ｜・ω＋Ｇ・△τ）／Ｖ_dc により演算する方法である。

【００５９】請求項７のインバータ制御方法は、所定イ
ンターバルＴ_c毎に演算されたα−β固定子磁束ベクト
ル並びにα−β電流に基づき算出される回転子位置角を
基に、前記インターバルＴ_c以上の所定の期間の回転子
位置角の平均回転角速度ω_eを算出すると共に、α−β
固定子磁束ベクトルの大きさ｜λ｜、トルク演算結果と
対応する指令値の偏差△τ、インバータの直流電圧
Ｖ_dc、比例ゲインＧにより前記数Ｋ_sを、 Ｋ_s＝（２^1/2・｜λ｜・ω_e＋Ｇ・△τ）／Ｖ_dc により演算する方法である。

【００６０】請求項８のインバータ制御装置は、インバ
ータに接続された交流モータの線電流および端子電圧を
検出し、これらの検出値をモータ固定子の所定の方向に
固定された２軸が直交する座標（α−β座標）に変換す
ると共に、変換されたα−β電流、α−β電圧によりモ
ータトルクおよびα−β固定子磁束ベクトルを演算し、
これらの演算結果と対応する指令値により電圧ベクトル
を選択し、前記インバータの各トランジスタをスイッチ
ング制御するものにおいて、所定のインターバルＴ_c毎
に前記処理を行い、α−β固定子磁束ベクトルのα−β
座標上に設けた基準ラインとの成す角φに基づいて２種
以上の電圧ベクトルを選択するとともに、選択した各電
圧ベクトルを出力する時間を交流モータのトルク演算結
果と対応する指令値の偏差並びにα−β固定子磁束ベク
トルの回転角速度もしくは、モータ回転子の回転角速度
に基づいて演算する電圧ベクトル演算手段と、電圧ベク
トルの選択結果、および出力時間演算結果に基づき、イ
ンバータの各トランジスタのオンオフ制御を行うＰＷＭ
タイマにパルス幅を記憶し、前記インターバルＴ_c期間
中に２回以上のスイッチング動作を行わせるスイッチン
グ制御手段とを含むものである。

【００６１】請求項９のインバータ制御装置は、前記電
圧ベクトル演算手段として、α−β固定子磁束ベクトル
の大きさと対応する指令値の偏差を演算し、この演算結
果が所定の範囲内にあることに応答して、α−β固定子
磁束ベクトルのα−β座標上に設けた基準ラインとの成
す角φに基づいて３種の電圧ベクトルを選択し、各電圧
ベクトルの出力時間配分を演算するものを採用するもの
である。

【００６２】請求項１０のインバータ制御装置は、前記
電圧ベクトル演算手段として、α−β固定子磁束ベクト
ルの大きさと対応する指令値の偏差を演算し、この演算
結果が所定の範囲外にあることに応答して、所定のイン
ターバルＴ_c毎にα−β固定子磁束ベクトルのα−β座
標上に設けた基準ラインとの成す角φに基づいて２種の
電圧ベクトルを選択し、各電圧ベクトルの出力時間配分
を演算するものを採用するものである。

【００６３】請求項１１のインバータ制御装置は、前記
電圧ベクトル演算手段として、第一の電圧ベクトルの出
力時間ｔ₆、第二の電圧ベクトルの出力時間ｔ₂、第三の
電圧ベクトルの出力時間ｔ₀のそれぞれを、α−β固定
子磁束ベクトルのα−β座標上に設けた基準ラインとの
成す角φから算出される０°から６０°以内を変化する
位相角φ₀および、トルク演算結果と対応する指令値の
偏差並びにα−β固定子磁束ベクトルの回転角速度もし
くは、モータ回転子の回転角速度に基づいて定まる数Ｋ
_sを用いて、 ｔ₆／Ｔ_c＝Ｋ_s・ｓｉｎ（π／３−φ₀） ｔ₂／Ｔ_c＝Ｋ_s・ｓｉｎ φ₀ ｔ₀／Ｔ_c＝１−ｔ₆／Ｔ_c−ｔ₂／Ｔ_c により演算するものを採用するものである。

【００６４】請求項１２のインバータ制御装置は、前記
電圧ベクトル演算手段として、α−β固定子磁束ベクト
ルの大きさが対応する指令値に比べ小さいことに応答し
て、第一の電圧ベクトルの出力時間ｔ₆、第三の電圧ベ
クトルの出力時間ｔ₀のそれぞれを、α−β固定子磁束
ベクトルのα−β座標上に設けた基準ラインとの成す角
φから算出される０°から６０°以内を変化する位相角
φ₀および、トルク演算結果と対応する指令値の偏差並
びにα−β固定子磁束ベクトルの回転角速度もしくは、
モータ回転子の回転角速度に基づいて定まる数Ｋ_sを用
いて、 ｔ₆／Ｔ_c＝３^1/2／２・Ｋ_s／ｃｏｓφ₀ ｔ₀／Ｔ_c＝１−ｔ₆／Ｔ_c により演算し、α−β固定子磁束ベクトルの大きさが対
応する指令値に比べ大きいことに応答して、第二の電圧
ベクトルの出力時間ｔ₂、第三の電圧ベクトルの出力時
間ｔ₀のそれぞれを、 ｔ₂／Ｔ_c＝３^1/2／２・Ｋ_s／ｃｏｓ（π／３−φ₀） ｔ₀／Ｔ_c＝１−ｔ₂／Ｔ_c により演算するものを採用するものである。

【００６５】請求項１３のインバータ制御装置は、前記
電圧ベクトル演算手段として、所定インターバルＴ_c毎
に演算されたα−β固定子磁束ベクトルのα−β座標上
に設けた基準ラインとの成す角φを基に、前記インター
バルＴ_c以上の所定の期間のα−β固定子磁束ベクトル
の平均回転角速度ωを算出すると共に、α−β固定子磁
束ベクトルの大きさ｜λ｜、トルク演算結果と対応する
指令値の偏差△τ、インバータの直流電圧Ｖ_dcにより前
記数Ｋ_sを、 Ｋ_s＝（２^1/2・｜λ｜・ω＋Ｇ・△τ）／Ｖ_dc により演算するものを採用するものである。

【００６６】請求項１４のインバータ制御装置は、前記
電圧ベクトル演算手段として、所定インターバルＴ_c毎
に演算されたα−β固定子磁束ベクトル並びにα−β電
流に基づき算出される回転子位置角を基に、前記インタ
ーバルＴ_c以上の所定の期間の回転子位置角の平均回転
角速度ω_eを算出すると共に、α−β固定子磁束ベクト
ルの大きさ｜λ｜、トルク演算結果と対応する指令値の
偏差△τ、インバータの直流電圧Ｖ_dc、比例ゲインＧに
より前記数Ｋ_sを、 Ｋ_s＝（２^1/2・｜λ｜・ω_e＋Ｇ・△τ）／Ｖ_dc により演算するものを採用するものである。

【００６７】

【作用】請求項１のインバータ制御方法であれば、イン
バータに接続された交流モータの線電流および端子電圧
を検出し、これらの検出値をモータ固定子の所定の方向
に固定された２軸が直交する座標（α−β座標）に変換
すると共に、変換されたα−β電流、α−β電圧により
モータトルクおよびα−β固定子磁束ベクトルを演算
し、これらの演算結果と対応する指令値により電圧ベク
トルを選択し、前記インバータの各トランジスタをスイ
ッチング制御するに当たって、所定のインターバルＴ_c
毎に前記処理を行い、α−β固定子磁束ベクトルのα−
β座標上に設けた基準ラインとの成す角φに基づいて２
種以上の電圧ベクトルを選択するとともに、選択した各
電圧ベクトルを出力する時間を交流モータのトルク演算
結果と対応する指令値の偏差並びにα−β固定子磁束ベ
クトルの回転角速度もしくは、モータ回転子の回転角速
度に基づいて演算し、電圧ベクトルの選択結果、および
出力時間演算結果に基づき、インバータの各トランジス
タのオンオフ制御を行うＰＷＭタイマにパルス幅を記憶
し、前記インターバルＴ_c期間中に２回以上のスイッチ
ング動作を行うのであるから、制御演算時間の間におい
ても電圧ベクトルの切り替えを行うことができ、零ベク
トル出力平均時間を短縮することができ、ひいては、イ
ンバータ最大出力電圧の低下を防止することができる。
また、トルクリプルを抑制することができるとともに、
スイッチング周期を短縮して、高速スイッチングトラン
ジスタの性能を十分に活かすことができる。

【００６８】請求項２のインバータ制御方法であれば、
α−β固定子磁束ベクトルの大きさと対応する指令値の
偏差を演算し、この演算結果が所定の範囲内にあること
に応答して、α−β固定子磁束ベクトルのα−β座標上
に設けた基準ラインとの成す角φに基づいて３種の電圧
ベクトルを選択し、各電圧ベクトルの出力時間配分を演
算するのであるから、α−β固定子磁束ベクトルの大き
さが指令値にある程度追従している場合に、請求項１と
同様の作用を達成することができる。

【００６９】請求項３のインバータ制御方法であれば、
α−β固定子磁束ベクトルの大きさと対応する指令値の
偏差を演算し、この演算結果が所定の範囲外にあること
に応答して、所定のインターバルＴ_c毎にα−β固定子
磁束ベクトルのα−β座標上に設けた基準ラインとの成
す角φに基づいて２種の電圧ベクトルを選択し、各電圧
ベクトルの出力時間配分を演算するのであるから、α−
β固定子磁束ベクトルの大きさが指令値にあまり追従し
ていない場合であっても、請求項１と同様の作用を達成
することができる。

【００７０】請求項４のインバータ制御方法であれば、
第一の電圧ベクトルの出力時間ｔ₆、第二の電圧ベクト
ルの出力時間ｔ₂、第三の電圧ベクトルの出力時間ｔ₀の
それぞれを、α−β固定子磁束ベクトルのα−β座標上
に設けた基準ラインとの成す角φから算出される０°か
ら６０°以内を変化する位相角φ₀および、トルク演算
結果と対応する指令値の偏差並びにα−β固定子磁束ベ
クトルの回転角速度もしくは、モータ回転子の回転角速
度に基づいて定まる数Ｋ_sを用いて、 ｔ₆／Ｔ_c＝Ｋ_s・ｓｉｎ（π／３−φ₀） ｔ₂／Ｔ_c＝Ｋ_s・ｓｉｎ φ₀ ｔ₀／Ｔ_c＝１−ｔ₆／Ｔ_c−ｔ₂／Ｔ_c により演算するのであるから、請求項２と同様の作用を
達成することができる。

【００７１】請求項５のインバータ制御方法であれば、
α−β固定子磁束ベクトルの大きさが対応する指令値に
比べ小さいことに応答して、第一の電圧ベクトルの出力
時間ｔ₆、第三の電圧ベクトルの出力時間ｔ₀のそれぞれ
を、α−β固定子磁束ベクトルのα−β座標上に設けた
基準ラインとの成す角φから算出される０°から６０°
以内を変化する位相角φ₀および、トルク演算結果と対
応する指令値の偏差並びにα−β固定子磁束ベクトルの
回転角速度もしくは、モータ回転子の回転角速度に基づ
いて定まる数Ｋ_sを用いて、 ｔ₆／Ｔ_c＝３^1/2／２・Ｋ_s／ｃｏｓφ₀ ｔ₀／Ｔ_c＝１−ｔ₆／Ｔ_c により演算し、α−β固定子磁束ベクトルの大きさが対
応する指令値に比べ大きいことに応答して、第二の電圧
ベクトルの出力時間ｔ₂、第三の電圧ベクトルの出力時
間ｔ₀のそれぞれを、 ｔ₂／Ｔ_c＝３^1/2／２・Ｋ_s／ｃｏｓ（π／３−φ₀） ｔ₀／Ｔ_c＝１−ｔ₂／Ｔ_c により演算するのであるから、請求項３と同様の作用を
達成することができる。

【００７２】請求項６のインバータ制御方法であれば、
所定インターバルＴ_c毎に演算されたα−β固定子磁束
ベクトルのα−β座標上に設けた基準ラインとの成す角
φを基に、前記インターバルＴ_c以上の所定の期間のα
−β固定子磁束ベクトルの平均回転角速度ωを算出する
と共に、α−β固定子磁束ベクトルの大きさ｜λ｜、ト
ルク演算結果と対応する指令値の偏差△τ、インバータ
の直流電圧Ｖ_dcにより前記数Ｋ_sを、 Ｋ_s＝（２^1/2・｜λ｜・ω＋Ｇ・△τ）／Ｖ_dc により演算するのであるから、請求項４または請求項５
と同様の作用を達成することができる。

【００７３】請求項７のインバータ制御方法であれば、
所定インターバルＴ_c毎に演算されたα−β固定子磁束
ベクトル並びにα−β電流に基づき算出される回転子位
置角を基に、前記インターバルＴ_c以上の所定の期間の
回転子位置角の平均回転角速度ω_eを算出すると共に、
α−β固定子磁束ベクトルの大きさ｜λ｜、トルク演算
結果と対応する指令値の偏差△τ、インバータの直流電
圧Ｖ_dc、比例ゲインＧにより前記数Ｋ_sを、 Ｋ_s＝（２^1/2・｜λ｜・ω_e＋Ｇ・△τ）／Ｖ_dc により演算するのであるから、請求項４または請求項５
と同様の作用を達成することができる。

【００７４】請求項８のインバータ制御装置であれば、
インバータに接続された交流モータの線電流および端子
電圧を検出し、これらの検出値をモータ固定子の所定の
方向に固定された２軸が直交する座標（α−β座標）に
変換すると共に、変換されたα−β電流、α−β電圧に
よりモータトルクおよびα−β固定子磁束ベクトルを演
算し、これらの演算結果と対応する指令値により電圧ベ
クトルを選択し、前記インバータの各トランジスタをス
イッチング制御するに当たって、電圧ベクトル演算手段
によって、所定のインターバルＴ_c毎に前記処理を行
い、α−β固定子磁束ベクトルのα−β座標上に設けた
基準ラインとの成す角φに基づいて２種以上の電圧ベク
トルを選択するとともに、選択した各電圧ベクトルを出
力する時間を交流モータのトルク演算結果と対応する指
令値の偏差並びにα−β固定子磁束ベクトルの回転角速
度もしくは、モータ回転子の回転角速度に基づいて演算
し、スイッチング制御手段によって、電圧ベクトルの選
択結果、および出力時間演算結果に基づき、インバータ
の各トランジスタのオンオフ制御を行うＰＷＭタイマに
パルス幅を記憶し、前記インターバルＴ_c期間中に２回
以上のスイッチング動作を行わせることができる。

【００７５】したがって、制御演算時間の間においても
電圧ベクトルの切り替えを行うことができ、零ベクトル
出力平均時間を短縮することができ、ひいては、インバ
ータ最大出力電圧の低下を防止することができる。ま
た、トルクリプルを抑制することができるとともに、ス
イッチング周期を短縮して、高速スイッチングトランジ
スタの性能を十分に活かすことができる。

【００７６】請求項９のインバータ制御装置であれば、
前記電圧ベクトル演算手段として、α−β固定子磁束ベ
クトルの大きさと対応する指令値の偏差を演算し、この
演算結果が所定の範囲内にあることに応答して、α−β
固定子磁束ベクトルのα−β座標上に設けた基準ライン
との成す角φに基づいて３種の電圧ベクトルを選択し、
各電圧ベクトルの出力時間配分を演算するものを採用す
るのであるから、α−β固定子磁束ベクトルの大きさが
指令値にある程度追従している場合に、請求項８と同様
の作用を達成することができる。

【００７７】請求項１０のインバータ制御装置であれ
ば、前記電圧ベクトル演算手段として、α−β固定子磁
束ベクトルの大きさと対応する指令値の偏差を演算し、
この演算結果が所定の範囲外にあることに応答して、所
定のインターバルＴ_c毎にα−β固定子磁束ベクトルの
α−β座標上に設けた基準ラインとの成す角φに基づい
て２種の電圧ベクトルを選択し、各電圧ベクトルの出力
時間配分を演算するものを採用するのであるから、α−
β固定子磁束ベクトルの大きさが指令値にあまり追従し
ていない場合であっても、請求項８と同様の作用を達成
することができる。

【００７８】請求項１１のインバータ制御装置であれ
ば、前記電圧ベクトル演算手段として、第一の電圧ベク
トルの出力時間ｔ₆、第二の電圧ベクトルの出力時間
ｔ₂、第三の電圧ベクトル の出力時間ｔ₀のそれぞれ
を、α−β固定子磁束ベクトルのα−β座標上に設けた
基準ラインとの成す角φから算出される０°から６０°
以内を変化する位相角φ₀および、トルク演算結果と対
応する指令値の偏差並びにα−β固定子磁束ベクトルの
回転角速度もしくは、モータ回転子の回転角速度に基づ
いて定まる数Ｋ_sを用いて、 ｔ₆／Ｔ_c＝Ｋ_s・ｓｉｎ（π／３−φ₀） ｔ₂／Ｔ_c＝Ｋ_s・ｓｉｎ φ₀ ｔ₀／Ｔ_c＝１−ｔ₆／Ｔ_c−ｔ₂／Ｔ_c により演算するものを採用するのであるから、請求項９
と同様の作用を達成することができる。

【００７９】請求項１２のインバータ制御装置であれ
ば、前記電圧ベクトル演算手段として、α−β固定子磁
束ベクトルの大きさが対応する指令値に比べ小さいこと
に応答して、第一の電圧ベクトルの出力時間ｔ₆、第三
の電圧ベクトルの出力時間ｔ₀のそれぞれを、α−β固
定子磁束ベクトルのα−β座標上に設けた基準ラインと
の成す角φから算出される０°から６０°以内を変化す
る位相角φ₀および、トルク演算結果と対応する指令値
の偏差並びにα−β固定子磁束ベクトルの回転角速度も
しくは、モータ回転子の回転角速度に基づいて定まる数
Ｋ_sを用いて、 ｔ₆／Ｔ_c＝３^1/2／２・Ｋ_s／ｃｏｓφ₀ ｔ₀／Ｔ_c＝１−ｔ₆／Ｔ_c により演算し、α−β固定子磁束ベクトルの大きさが対
応する指令値に比べ大きいことに応答して、第二の電圧
ベクトルの出力時間ｔ₂、第三の電圧ベクトルの出力時
間ｔ₀のそれぞれを、 ｔ₂／Ｔ_c＝３^1/2／２・Ｋ_s／ｃｏｓ（π／３−φ₀） ｔ₀／Ｔ_c＝１−ｔ₂／Ｔ_c により演算するものを採用するのであるから、請求項１
０と同様の作用を達成することができる。

【００８０】請求項１３のインバータ制御装置であれ
ば、前記電圧ベクトル演算手段として、所定インターバ
ルＴ_c毎に演算されたα−β固定子磁束ベクトル並びに
α−β電流に基づき算出される回転子位置角を基に、前
記インターバルＴ_c以上の所定の期間の回転子位置角の
平均回転角速度ω_eを算出すると共に、α−β固定子磁
束ベクトルの大きさ｜λ｜、トルク演算結果と対応する
指令値の偏差△τ、インバータの直流電圧Ｖ_dc、比例ゲ
インＧにより前記数Ｋ_sを、 Ｋ_s＝（２^1/2・｜λ｜・ω_e＋Ｇ・△τ）／Ｖ_dc により演算するものを採用するのであるから、請求項１
１または請求項１２と同様の作用を達成することができ
る。

【００８１】請求項１４のインバータ制御装置であれ
ば、前記電圧ベクトル演算手段として、所定インターバ
ルＴ_c毎に演算されたα−β固定子磁束ベクトルのα−
β座標上に設けた基準ラインとの成す角φを基に、前記
インターバルＴ_c以上の所定の期間のα−β固定子磁束
ベクトルの平均回転角速度ωを算出すると共に、α−β
固定子磁束ベクトルの大きさ｜λ｜、トルク演算結果と
対応する指令値の偏差△τ、インバータの直流電圧Ｖ_dc
により前記数Ｋ_sを、 Ｋ_s＝（２^1/2・｜λ｜・ω＋Ｇ・△τ）／Ｖ_dc により演算するものを採用するのであるから、請求項１
１または請求項１２と同様の作用を達成することができ
る。

【００８２】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、この
発明のインバータ制御方法およびその装置の実施の態様
を詳細に説明する。

【００８３】図１はこの発明のインバータ制御方法また
はインバータ制御装置により制御されるインバータを用
いて交流モータを駆動する交流モータ駆動システムの構
成を示す概略図である。

【００８４】この交流モータ駆動システムは、直流電源
１を３相インバータ２に供給することにより３相交流電
力に変換し、この３相交流電力を３相交流モータ３に供
給することにより３相交流モータ３を駆動するようにし
ている。そして、３相インバータ２を制御するためのマ
イコン４を設けている。ここで、３相交流モータ３とし
ては、ブラシレスＤＣモータ、誘導モータ、リラクタン
スモータなどが例示できる。

【００８５】図２は前記マイコン４の内部処理構成を示
すブロック図である。

【００８６】前記マイコン４は、ＣＰＵコア４ａと内蔵
周辺回路４ｂとから構成されている。

【００８７】前記内蔵周辺回路４ｂは、２相分のモータ
電流ｉ_u、ｉ_w（３相電流の和が０となることを用いれ
ば、残る電流ｉ_v は算出できる）および直流電圧Ｖ_dcを
入力として、制御処理のインターバルＴ_cに同期してデ
ジタル値に変換するＡＤ変換部４１と、３相インバータ
３の各スイッチングトランジスタに供給すべきインバー
タ各相トランジスタスイッチング信号を出力する３相Ｐ
ＷＭタイマ部４２とを有している。

【００８８】前記ＣＰＵコア４ａは、デジタル値に変換
された２相分のモータ電流ｉ_u（ｎ）、ｉ_w（ｎ）を入力
として３相２相座標変換処理を行ってαβ軸電流ｉ
_α（ｎ）、ｉ_β（ｎ）を出力する３相２相座標変換部４
３と、αβ軸電流ｉ_α（ｎ）、ｉ_β（ｎ）およびαβ軸
磁束λ_α（ｎ＋１）、λ_β（ｎ＋１）を入力としてトル
クτ（ｎ）を演算するトルク演算部４４と、このトルク
τ（ｎ）と外部から与えられるトルク指令τ＊との偏差
Δτ（＝τ＊−τ（ｎ））を演算するトルク偏差演算部
４５と、αβ軸電流ｉ_α（ｎ）、ｉ_β（ｎ）、デジタル
値に変換された直流電圧Ｖ_dc（ｎ）、および各電圧ベク
トル出力時間を入力としてαβ軸磁束λ_α（ｎ＋１）、
λ_β（ｎ＋１）を出力するαβ磁束演算部４６と、αβ
軸磁束λ_α（ｎ＋１）、λ_β（ｎ＋１）を入力として固
定子磁束の大きさ｜λ｜（ｎ＋１）を演算する固定子磁
束演算部４７と、固定子磁束の大きさ｜λ｜（ｎ＋１）
と外部から与えられる磁束指令｜λ｜＊との偏差が所定
範囲内であるか否かを判定する磁束比較部４８と、αβ
軸磁束λ_α（ｎ＋１）、λ_β（ｎ＋１）を入力として位
相角φ（ｎ＋１）、φ₀（ｎ＋１）、および領域番号を
出力する位相演算部４９と、αβ軸磁束λ_α（ｎ）、λ
_β（ｎ）およびαβ軸電流ｉ_α（ｎ）、ｉ_β（ｎ）を入
力として回転角速度ω_e（ｎ）を出力する速度演算部５
０と、直流電圧Ｖ_dc（ｎ）、回転角速度ω_e（ｎ）、位
相角φ（ｎ＋１）、φ₀（ｎ＋１）、領域番号、トルク
偏差演算部４５の出力Δτ、および磁束比較部４８の判
定出力を入力として電圧ベクトルを選択すると共にその
出力時間を演算し、３相ＰＷＭタイマ部４２にタイマ値
としてセットする電圧ベクトル出力時間演算部５１とを
有している。

【００８９】上記の構成のマイコンの作用を図３、図４
のフローチャートをも参照して説明する。なお、図３の
フローチャートの処理は、インターバルＴ_c毎に割り込
みタイマからのトリガ信号で開始される。

【００９０】先ず、制御則を説明する。 （１）３種の電圧ベクトル出力時間配分法：この方法で
は、回転磁界の接線方向の磁束軌跡を得るための電圧ベ
クトルの出力時間配分を算出する。これを方式１と称す
る。

【００９１】図５は領域ＩＩについて零ベクトルを含め
て３種の電圧ベクトルにより得られる磁束軌跡（電圧ベ
クトル時間積）を微小区間で拡大して示す図である。

【００９２】図５では、電圧ベクトルＶ６、Ｖ２、Ｖ７
を適宜配置している。そして、図５中のＰ₀からＰ₁に至
る時間をＴ_cとし、適当な変数Ｖ₁を採用すれば、Ｐ₀Ｐ₁
＝Ｖ ₁・Ｔ_cの近似式が成り立つ。また、電圧ベクトルで
構成した三角形△Ｐ₀ｑＰ₁に着目し、正弦波定理を適用
すると、数５の関係を得る。

【００９３】

【数５】

【００９４】そして、Ｔ_c＝ｔ₀＋ｔ₆＋ｔ₂に留意すれ
ば、数５から数６の関係を得ることができ、Ｋ_sの大き
さにより各電圧ベクトルの出力時間が定まる。

【００９５】

【数６】

【００９６】ここで、数７の関係がある。

【００９７】

【数７】

【００９８】したがって、数６により３種の電圧ベクト
ルの時間配分を決定すれば、回転磁界の接線方向の電圧
ベクトルを出力したのと等価な磁束軌跡を描くことがで
きる。

【００９９】また、図５に示す電圧ベクトル出力のパタ
ーン｛図６中（ａ）参照｝のほかに、電圧ベクトルの出
力順序を入れ替えたパターン｛図６中（ｂ）（ｃ）
（ｄ）参照｝を採用することもできる。

【０１００】他の領域では、図１２に基づき電圧ベクト
ルを選択し、それぞれの電圧ベクトル出力時間配分を数
６から算出すればよい。数６の出力時間に対応する各領
域の電圧ベクトルを表４に示す。ここで、各電圧ベクト
ルの出力順序は図６中（ａ）のパターンとした。

【０１０１】

【表４】

【０１０２】また、表４に従って電圧ベクトルを選択し
た時、α−β座標で捉えたインバータ出力電圧は、ｔ₆
時間出力する電圧ベクトルに対応するものをｖ_α#mai
n、ｖ_{β #}main、ｔ₂時間出力する電圧ベクトルに対応す
るものをｖ_α#sub、ｖ_β#subとすれば、表５に示すとお
りになる。

【０１０３】

【表５】

【０１０４】位相角φ₀は固定子磁束λ_α、λ_βにより
表６の通り算出できる。なお、α−β固定子磁束ベクト
ルの位相φを定めるための基準ラインとしてβ軸を採用
し、β軸の方向をφ＝０°としている。

【０１０５】

【表６】

【０１０６】以上の方法は、３種の電圧ベクトルの合成
により得られる磁束ベクトルの方向を回転磁界の接線方
向としたため、法線方向、換言すれば、回転磁界の大き
さは３種の電圧ベクトルの開始点と終了点で殆ど変化し
ない。したがって、実際の磁束の大きさと指令磁束の大
きさとの偏差が所定の範囲内にあり、回転磁界の大きさ
を変化させる必要がない場合に適用する。 （２）２種の電圧ベクトル時間配分法：この方法は、図
７（領域ＩＩについて例示している）に示すように、電
圧ベクトルの合成により得られる磁束ベクトルが接線方
向に移動し、かつ、法線方向、換言すれば、磁束の大き
さを電圧ベクトルの開始点と終了点で増加、減少させる
２種の電圧ベクトルを選択する。そして、接線方向の移
動量が所定値になるように、零ベクトルを含む２種の電
圧ベクトルの時間配分を算出する。これを方式２と称す
る。

【０１０７】ここで、適当な変数Ｖ₁を用いて、接線方
向のベクトルの長さをＶ₁・Ｔ_cと置き、零ベクトルでは
磁束が停滞することに留意すれば、図７（ａ）より、電
圧ベクトルＶ６の出力時間ｔ₆は数８の関係があり、図
７（ｂ）より、電圧ベクトルＶ２の出力時間ｔ₂は数９
の関係がある。

【０１０８】

【数８】

【０１０９】

【数９】

【０１１０】そして、電圧ベクトルＶ６により磁束は法
線方向をα−β座標の原点から遠ざかる方向に移動、換
言すれば、回転磁界の大きさを増加させ、電圧ベクトル
Ｖ２により磁束は法線方向をα−β座標の原点に近づく
方向に移動、換言すれば、回転磁界の大きさを減少させ
る。また、数７、数８、数９に基づいて、各電圧ベクト
ルの出力時間を求めることができる。

【０１１１】前記実施態様で演算される回転磁界の大き
さの実際値と指令値の偏差とパルス幅との関係を整理す
ると表７に示すとおりになる。なお、実際の磁束の大き
さと指令磁束の大きさとの偏差の許容値Δλを０として
表７の２列目の演算を省略し、２種の電圧ベクトルのみ
で制御を行ってもよい。これにより、演算を簡素化でき
る。

【０１１２】

【表７】

【０１１３】ただし、ｔ₂＞Ｔ_cの時は、ｔ₂＝Ｔ_c、ｔ₆
＞Ｔ_cの時は、ｔ₆＝Ｔ_cとする。 （３）Ｋ_s（すなわち、電圧ベクトル出力時間）を算出
する方法：モータ実トルクと指令値との偏差の大きさが
０の場合は、モータ回転角速度ω _e（電気角）とインバ
ータ出力電圧角速度、すなわち、回転磁界の角速度とを
等しく保つような制御を行い、電圧波形と回転子との同
期状態を保持する。

【０１１４】回転磁界の大きさ｜λ｜とモータ回転角速
度ω_e（電気角）とによりインバータ出力電圧Ｖ₁は数１
０と書き表すことができる。そして、数７と数１０によ
り数１１の関係を得る。

【０１１５】

【数１０】

【０１１６】

【数１１】

【０１１７】したがって、モータ回転速度を検出し、Ｋ
_sを数１１により演算し、そして、表７に従って各電圧
ベクトルの出力時間を定めることができる。

【０１１８】一方、モータ実トルクと指令値に偏差があ
る場合には、Ｋ_sを増減させ、すなわち、回転磁界の角
速度を加減速し、モータ回転角速度に追従させる必要が
ある。

【０１１９】そのために、数１１にモータ実トルクτと
指令値τ＊との偏差Δτに比例した電圧を加算する（数
１２参照）。

【０１２０】

【数１２】

【０１２１】ここで、Ｇは適当な比例ゲインである。 （４）回転角速度検出の方法：定常状態のモータ回転角
速度ω_eは回転磁界の位相角φを時間微分することで求
めることができる。しかし、この方法には、トルクを急
変させた場合などの過渡時に回転磁界の回転角速度と回
転子の回転角速度は等しくならないという問題がある。

【０１２２】この問題を解決するには、「突極型ブラシ
レスＤＣモータのセンサレス位置推定法と安定性の検
討」、陳志謙ほか、平成１０年電気学会産業応用部門全
国大会、ｐｐ１７９−１８２に示すように従来公知の回
転子位置角推定法により回転子位置角θ_eを演算し、こ
れを時間微分することで、過渡状態を含め回転角速度を
算出することができる。

【０１２３】α−β固定子磁束は、ｄ−ｑ軸インダクタ
ンスＬ_d、Ｌ_q、永久磁石の磁束Λにより、数１３と書き
表すことができる。

【０１２４】

【数１３】

【０１２５】数１３から数１４の関係を得る。

【０１２６】

【数１４】

【０１２７】したがって、表により回転子位置角θ_eを
演算することができる。

【０１２８】

【表８】

【０１２９】そして、得られた回転子位置角θ_eの時間
微分により回転子の回転角速度を得ることができる。

【０１３０】図２の構成のマイコンを採用することによ
り、上記の処理を行うことができる。

【０１３１】さらに説明する。

【０１３２】前記ＡＤ変換部４１は、マルチプレクサ
（図示せず）により３相モータ電流のうち、２相のモー
タ電流ｉ_u、ｉ_wと直流電圧Ｖ_dcとを制御処理のインター
バルＴ _cに同期してデジタル値に変換してＣＰＵコア４
ａに供給する。

【０１３３】前記３相２相座標変換部４３においては、
数１、およびｉ_u＋ｉ_v＋ｉ_w＝０の関係を用いて数１５
の演算を行うことによりαβ軸電流ｉ_α（ｎ）、ｉ
_β（ｎ）を得ることができる。

【０１３４】

【数１５】

【０１３５】前記αβ磁束演算部４６においては、数３
の固定子磁束演算がサンプル点ｎで行われた演算結果が
次サンプル点ｎ＋１で電圧に反映されることを勘案し
て、数１６の演算を行ってｎ＋１点でのαβ軸磁束λ_α
（ｎ＋１）、λ_β（ｎ＋１）を得る。なお、電圧ベクト
ルは表５に従って２相電圧に変換する。

【０１３６】

【数１６】

【０１３７】これにより、演算無駄時間が制御に与える
影響を無くすことができる。なお、モータの端子電圧が
上昇する高回転数域では数１６中の巻線抵抗Ｒでの電圧
降下の項（Ｒ・ｉ_α、Ｒ・ｉ_β）の磁束演算結果への寄
与度が小さく、これを零と扱っても構わない。

【０１３８】前記固定子磁束演算部４７においては、数
１７の演算を行って固定子磁束の大きさ｜λ｜（ｎ＋
１）を得る。

【０１３９】

【数１７】

【０１４０】前記トルク演算部４４においては、数１８
の演算を行ってトルクτ（ｎ）を得る。

【０１４１】

【数１８】

【０１４２】数１８の演算においては、簡便に予測演算
が可能な磁束量についてのみサンプル点ｎ＋１での値を
用い、演算遅れの影響を低減している。

【０１４３】前記位相演算部４９においては、表６に基
づいて位相角φ（ｎ＋１）、φ₀（ｎ＋１）、および領
域番号を得て出力する。

【０１４４】前記速度演算部５０においては、回転子位
置角の演算に必要な諸量を数１９により算出し、算出し
た諸量から表８に基づいて回転位置角θ_e（ｎ）を演算
し、回転位置角θ_e（ｎ）のサンプル点間の差分により
回転子の回転角速度ω_e（ｎ）を算出する（数２０参
照）。

【０１４５】

【数１９】

【０１４６】

【数２０】

【０１４７】前記電圧ベクトル出力時間演算部５１にお
いては、トルク偏差演算部４５の出力、および磁束比較
部４８の判定結果に応答して、表８に従ってＫ_sを演算
するとともに、表７に基づいて各電圧ベクトルのパルス
幅を演算する。

【０１４８】演算された電圧ベクトル出力時間ｔ₆、
ｔ₂、ｔ₀に基づいて、各相トランジスタのオンオフ時間
を、表４に基づいて、３相ＰＷＭタイマ部４２に設定す
る。この設定値に基づいて次サンプルｎ＋１点からｎ＋
２点の期間にトランジスタのオンオフ制御が行われる。

【０１４９】ＣＰＵコア４ａにおけるこれらの処理は、
割り込みタイマから設定した時間毎に出力される信号を
トリガとして、所定のインターバルＴ_cで実行される。
すなわち、サンプル点ｎからサンプル点ｎ＋１までの経
過時間はＴ_cとなる。

【０１５０】なお、機械系の時定数は電気系に比べ十分
に長いので、回転速度として数２０のようにサンプル点
ｎの情報を採用しても演算無駄時間の影響は無視でき
る。また、得られた速度情報を適当な数にわたって移動
平均処理などの処理をした値を回転速度情報に用いるこ
ともできるし、速度の演算周期をインターバルＴ_c以上
に設定することもできる。

【０１５１】また、磁気飽和により回転位置角演算値θ
_e（ｎ）に誤差が発生しても、サンプル点近傍で誤差ε
（ｎ）がほぼ同じであると仮定すれば、数２１となる。

【０１５２】

【数２１】

【０１５３】したがって、上記の実施態様では、回転子
の回転角速度ω_eを演算する過程に、磁気飽和により数
２０のｑ軸インダクタンスが変化し、回転位置角θ
_e（ｎ）の演算誤差が発生する従来公知の技術を取り入
れたにも拘わらず、本質的に磁気飽和の影響を受け難
い。

【０１５４】次いで、図３、図４のフローチャートの処
理を説明する。

【０１５５】先ず、図３のフローチャートの処理を説明
する。

【０１５６】ステップＳＰ１において、磁束指令｜λ｜
＊とトルク指令τ＊とを入力し、ステップＳＰ２におい
て、直流電圧Ｖ_dc（ｎ）を入力し、ステップＳＰ３にお
いて、２相分のモータ電流ｉ_u（ｎ）、ｉ_w（ｎ）を入力
する。

【０１５７】そして、ステップＳＰ４において、数１５
により２相電流（αβ軸電流）に変換し、ステップＳＰ
５において、表５により電圧ベクトルを２相電圧（αβ
軸電圧）に変換し、ステップＳＰ６において、数１６に
より固定子磁束を演算し、ステップ７において、数１７
により固定子磁束の大きさを演算する。

【０１５８】次いで、ステップＳＰ８において、表６に
より位相角φ（ｎ＋１）、φ₀（ｎ＋１）、および領域
番号を演算し、ステップＳＰ９において、数１８により
トルクを演算し、ステップＳＰ１０において、回転角速
度ω_e（ｎ）を演算処理するサブルーチンを実行する。

【０１５９】その後、ステップＳＰ１１において、数１
２によりＫ_sを演算し、ステップＳＰ１２において、表
７によりパルス幅を演算し、ステップＳＰ１３におい
て、表４に基づいて各相のパルス幅をＰＷＭタイマへス
ケジューリングし、そのまま元の処理に戻る。

【０１６０】次いで、図４のフローチャートを説明す
る。

【０１６１】ステップＳＰ１において、数１９の演算を
行って回転子位置角の演算に必要な諸量を算出し、ステ
ップＳＰ２において、表８により回転子位置角θ
_e（ｎ）を算出し、ステップ３において、数２０により
回転角速度ω_e（ｎ）を演算し、そのまま元の処理に戻
る。

【０１６２】ただし、回転角速度算出部として、従来公
知の他の回転位置角算出方法もしくは角速度演算方法を
実行するものを採用することが可能である。また、急加
減速を繰り返さない用途、例えば、圧縮機やポンプなど
の用途では、固定子磁束ベクトルの位相φのサンプル点
間の差分の演算を行って角速度を求め、この演算結果を
ローパスフィルタ処理し、回転角速度ω_e（ｎ）として
採用することも可能である。

【０１６３】図２のマイコン、および図３、図４のフロ
ーチャートの処理を採用することにより得られるトルク
応答のシミュレーション結果を図８に示す。

【０１６４】時刻ｔ_Rまでは指令値近傍で定常運転が行
われている。このとき、数１２で演算されたＫ_sの値
は、トルクの実際値と指令値との偏差が十分小さいた
め、数１１により演算した値とほぼ一致する。数１２で
算出したＫ_sと、実際の磁束の大きさと指令磁束との偏
差とに応答して。表７により電圧ベクトル出力時間が決
定され、位相φにより定まる領域を基に表４から各相Ｐ
ＷＭタイマに設定するパルス数を決定し、各ＰＷＭタイ
マにパルス幅を記憶している。その結果、演算中に２回
以上のスイッチングが行われ、トルクリプルを小さく制
御することができる。

【０１６５】時刻ｔ_Rで所定の偏差を越えるステップ状
のトルク指令を入力すると、Ｓ点で開始した演算がＲ点
までに完了し、ＰＷＭタイマのプリレジスタにその結果
が記憶される。そして、その記憶された結果はＲ点でプ
リレジスタからＰＷＭタイマに転送され、インバータの
各トランジスタのスイッチング制御に反映される。

【０１６６】指令と実トルクとの偏差が増加したので、
Ｒ点以降、数１２に基づきＫ_sが増加、実トルクは急速
に立ち上がる。

【０１６７】やがて、Ｑ点で指令と実トルクとの偏差が
小さくなると、数１２で算出したＫｓは数１１に基づき
演算された値とほぼ等しくなり、１サンプル遅れのＰ点
以降、定常運転に移る。

【０１６８】なお、以上には、交流モータ４を正転させ
る場合について説明したが、回転磁界を逆回転させる電
圧ベクトルを追加することによって、正逆回転に対応さ
せることもできる。

【０１６９】

【発明の効果】請求項１の発明は、制御演算時間の間に
おいても電圧ベクトルの切り替えを行うことができ、零
ベクトル出力平均時間を短縮することができ、ひいて
は、インバータ最大出力電圧の低下を防止することがで
き、しかも、トルクリプルを抑制することができるとと
もに、スイッチング周期を短縮して、高速スイッチング
トランジスタの性能を十分に活かすことができるという
特有の効果を奏する。

【０１７０】請求項２の発明は、α−β固定子磁束ベク
トルの大きさが指令値にある程度追従している場合に、
請求項１と同様の効果を奏する。

【０１７１】請求項３の発明は、α−β固定子磁束ベク
トルの大きさが指令値にあまり追従していない場合であ
っても、請求項１と同様の効果を奏する。

【０１７２】請求項４の発明は、請求項２と同様の効果
を奏する。

【０１７３】請求項５の発明は、請求項３と同様の効果
を奏する。

【０１７４】請求項６の発明は、請求項４または請求項
５と同様の効果を奏する。

【０１７５】請求項７の発明は、請求項４または請求項
５と同様の効果を奏する。

【０１７６】請求項８の発明は、制御演算時間の間にお
いても電圧ベクトルの切り替えを行うことができ、零ベ
クトル出力平均時間を短縮することができ、ひいては、
インバータ最大出力電圧の低下を防止することができ、
しかも、トルクリプルを抑制することができるととも
に、スイッチング周期を短縮して、高速スイッチングト
ランジスタの性能を十分に活かすことができるという特
有の効果を奏する。

【０１７７】請求項９の発明は、α−β固定子磁束ベク
トルの大きさが指令値にある程度追従している場合に、
請求項８と同様の効果を奏する。

【０１７８】請求項１０の発明は、α−β固定子磁束ベ
クトルの大きさが指令値にあまり追従していない場合で
あっても、請求項８と同様の効果を奏する。

【０１７９】請求項１１の発明は、請求項９と同様の効
果を奏する。

【０１８０】請求項１２の発明は、請求項１０と同様の
効果を奏する。

【０１８１】請求項１３の発明は、請求項１１または請
求項１２と同様の効果を奏する。

【０１８２】請求項１４の発明は、請求項１１または請
求項１２と同様の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明のインバータ制御方法またはインバー
タ制御装置により制御されるインバータを用いて交流モ
ータを駆動する交流モータ駆動システムの構成を示す概
略図である。

【図２】マイコンの内部処理構成を示すブロック図であ
る。

【図３】マイコンの処理を説明するフローチャートであ
る。

【図４】図３のフローチャートのステップＳＰ１０の処
理を詳細に説明するフローチャートである。

【図５】領域ＩＩについて３種の電圧ベクトルにより得
られる磁束軌跡（電圧ベクトル時間積）を微小区間で拡
大して示す図である。

【図６】電圧ベクトル出力のパターンを示す図である。

【図７】領域ＩＩについて２種の電圧ベクトルにより得
られる磁束軌跡（電圧ベクトル時間積）を微小区間で拡
大して示す図である。

【図８】図２のマイコン、および図３、図４のフローチ
ャートの処理を採用することにより得られるトルク応答
のシミュレーション結果を示す図である。

【図９】３相座標と２相座標との位相関係、および２相
座標上で捉えたモータモデルを示す図である。

【図１０】電圧形インバータの構成を示す電気回路図で
ある。

【図１１】２相座標上の電圧ベクトルを示す図である。

【図１２】各電圧ベクトルによる磁束変化方向を示す図
である。

【図１３】α−β固定子磁束ベクトルの大きさ並びに、
トルクをヒステリシスコンパレータにより比較し、その
出力に応答してインバータをスイッチング制御した時の
磁束軌跡、および領域ＩＩの電圧ベクトル、トルク変化
を示す図である。

【図１４】従来の直接トルク制御システムのブロック構
成、磁束ヒステリシスコンパレータの特性、およびトル
クヒステリシスコンパレータの特性を示す図である。

【図１５】制御演算時間の変化に伴うトルクリプルの変
化を説明する図である。

【符号の説明】

２ ３相インバータ ３ 交流モータ ４５ トルク偏差演算部 ４８ 磁束比較部 ５１ 電圧ベクトル出力時間演算部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H576 BB02 BB04 BB06 BB09 CC01 DD02 DD04 DD07 DD09 EE01 EE14 EE15 EE16 GG04 HB02 JJ03 JJ06 JJ14 JJ17 JJ18 JJ22 LL13 LL22 LL24 LL34 LL39

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 インバータ（２）に接続された交流モー
   タ（３）の線電流および端子電圧を検出し、これらの検
   出値をモータ固定子の所定の方向に固定された２軸が直
   交する座標（α−β座標）に変換すると共に、変換され
   たα−β電流、α−β電圧によりモータトルクおよびα
   −β固定子磁束ベクトルを演算し、これらの演算結果と
   対応する指令値により電圧ベクトルを選択し、前記イン
   バータ（２）の各トランジスタをスイッチング制御する
   インバータ制御方法において、 所定のインターバルＴ_c毎に前記処理を行い、α−β固
   定子磁束ベクトルのα−β座標上に設けた基準ラインと
   の成す角φに基づいて２種以上の電圧ベクトルを選択す
   るとともに、選択した各電圧ベクトルを出力する時間を
   交流モータのトルク演算結果と対応する指令値の偏差並
   びにα−β固定子磁束ベクトルの回転角速度もしくは、
   モータ回転子の回転角速度に基づいて演算し、電圧ベク
   トルの選択結果、および出力時間演算結果に基づき、イ
   ンバータ（２）の各トランジスタのオンオフ制御を行う
   ＰＷＭタイマにパルス幅を記憶し、前記インターバルＴ
   _c期間中に２回以上のスイッチング動作を行うことを特
   徴とするインバータ制御方法。
2. 【請求項２】 α−β固定子磁束ベクトルの大きさと対
   応する指令値の偏差を演算し、この演算結果が所定の範
   囲内にあることに応答して、α−β固定子磁束ベクトル
   のα−β座標上に設けた基準ラインとの成す角φに基づ
   いて３種の電圧ベクトルを選択し、各電圧ベクトルの出
   力時間配分を演算する請求項１に記載のインバータ制御
   方法。
3. 【請求項３】 α−β固定子磁束ベクトルの大きさと対
   応する指令値の偏差を演算し、この演算結果が所定の範
   囲外にあることに応答して、所定のインターバルＴ_c毎
   にα−β固定子磁束ベクトルのα−β座標上に設けた基
   準ラインとの成す角φに基づいて２種の電圧ベクトルを
   選択し、各電圧ベクトルの出力時間配分を演算する請求
   項１に記載のインバータ制御方法。
4. 【請求項４】 第一の電圧ベクトルの出力時間ｔ₆、第
   二の電圧ベクトルの出力時間ｔ₂、第三の電圧ベクトル
   の出力時間ｔ₀のそれぞれを、α−β固定子磁束ベクト
   ルのα−β座標上に設けた基準ラインとの成す角φから
   算出される０°から６０°以内を変化する位相角φ₀お
   よび、トルク演算結果と対応する指令値の偏差並びにα
   −β固定子磁束ベクトルの回転角速度もしくは、モータ
   回転子の回転角速度に基づいて定まる数Ｋ_sを用いて、 ｔ₆／Ｔ_c＝Ｋ_s・ｓｉｎ（π／３−φ₀） ｔ₂／Ｔ_c＝Ｋ_s・ｓｉｎ φ₀ ｔ₀／Ｔ_c＝１−ｔ₆／Ｔ_c−ｔ₂／Ｔ_c により演算する請求項２に記載のインバータ制御方法。
5. 【請求項５】 α−β固定子磁束ベクトルの大きさが対
   応する指令値に比べ小さいことに応答して、第一の電圧
   ベクトルの出力時間ｔ₆、第三の電圧ベクトルの出力時
   間ｔ₀のそれぞれを、α−β固定子磁束ベクトルのα−
   β座標上に設けた基準ラインとの成す角φから算出され
   る０°から６０°以内を変化する位相角φ ₀および、ト
   ルク演算結果と対応する指令値の偏差並びにα−β固定
   子磁束ベクトルの回転角速度もしくは、モータ回転子の
   回転角速度に基づいて定まる数Ｋ_sを用いて、 ｔ₆／Ｔ_c＝３^1/2／２・Ｋ_s／ｃｏｓφ₀ ｔ₀／Ｔ_c＝１−ｔ₆／Ｔ_c により演算し、α−β固定子磁束ベクトルの大きさが対
   応する指令値に比べ大きいことに応答して、第二の電圧
   ベクトルの出力時間ｔ₂、第三の電圧ベクトルの出力時
   間ｔ₀のそれぞれを、 ｔ₂／Ｔ_c＝３^1/2／２・Ｋ_s／ｃｏｓ（π／３−φ₀） ｔ₀／Ｔ_c＝１−ｔ₂／Ｔ_c により演算する請求項３に記載のインバータ制御方法。
6. 【請求項６】 所定インターバルＴ_c毎に演算されたα
   −β固定子磁束ベクトルのα−β座標上に設けた基準ラ
   インとの成す角φを基に、前記インターバルＴ_c以上の
   所定の期間のα−β固定子磁束ベクトルの平均回転角速
   度ωを算出すると共に、α−β固定子磁束ベクトルの大
   きさ｜λ｜、トルク演算結果と対応する指令値の偏差△
   τ、インバータの直流電圧Ｖ_dcにより前記数Ｋ_sを、 Ｋ_s＝（２^1/2・｜λ｜・ω＋Ｇ・△τ）／Ｖ_dc により演算する請求項４または請求項５に記載のインバ
   ータ制御方法。
7. 【請求項７】 所定インターバルＴ_c毎に演算されたα
   −β固定子磁束ベクトル並びにα−β電流に基づき算出
   される回転子位置角を基に、前記インターバルＴ _c以上
   の所定の期間の回転子位置角の平均回転角速度ω_eを算
   出すると共に、α−β固定子磁束ベクトルの大きさ｜λ
   ｜、トルク演算結果と対応する指令値の偏差△τ、イン
   バータの直流電圧Ｖ_dc、比例ゲインＧにより前記数Ｋ_s
   を、 Ｋ_s＝（２^1/2・｜λ｜・ω_e＋Ｇ・△τ）／Ｖ_dc により演算する請求項４または請求項５に記載のインバ
   ータ制御方法。
8. 【請求項８】 インバータ（２）に接続された交流モー
   タ（３）の線電流および端子電圧を検出し、これらの検
   出値をモータ固定子の所定の方向に固定された２軸が直
   交する座標（α−β座標）に変換すると共に、変換され
   たα−β電流、α−β電圧によりモータトルクおよびα
   −β固定子磁束ベクトルを演算し、これらの演算結果と
   対応する指令値により電圧ベクトルを選択し、前記イン
   バータ（２）の各トランジスタをスイッチング制御する
   インバータ制御装置において、 所定のインターバルＴ_c毎に前記処理を行い、α−β固
   定子磁束ベクトルのα−β座標上に設けた基準ラインと
   の成す角φに基づいて２種以上の電圧ベクトルを選択す
   るとともに、選択した各電圧ベクトルを出力する時間を
   交流モータのトルク演算結果と対応する指令値の偏差並
   びにα−β固定子磁束ベクトルの回転角速度もしくは、
   モータ回転子の回転角速度に基づいて演算する電圧ベク
   トル演算手段と、電圧ベクトルの選択結果、および出力
   時間演算結果に基づき、インバータ（２）の各トランジ
   スタのオンオフ制御を行うＰＷＭタイマにパルス幅を記
   憶し、前記インターバルＴ_c期間中に２回以上のスイッ
   チング動作を行わせるスイッチング制御手段とを含むこ
   とを特徴とするインバータ制御装置。
9. 【請求項９】 前記電圧ベクトル演算手段は、α−β固
   定子磁束ベクトルの大きさと対応する指令値の偏差を演
   算し、この演算結果が所定の範囲内にあることに応答し
   て、α−β固定子磁束ベクトルのα−β座標上に設けた
   基準ラインとの成す角φに基づいて３種の電圧ベクトル
   を選択し、各電圧ベクトルの出力時間配分を演算するも
   のである請求項８に記載のインバータ制御装置。
10. 【請求項１０】 前記電圧ベクトル演算手段は、α−β
    固定子磁束ベクトルの大きさと対応する指令値の偏差を
    演算し、この演算結果が所定の範囲外にあることに応答
    して、所定のインターバルＴ_c毎にα−β固定子磁束ベ
    クトルのα−β座標上に設けた基準ラインとの成す角φ
    に基づいて２種の電圧ベクトルを選択し、各電圧ベクト
    ルの出力時間配分を演算するものである請求項８に記載
    のインバータ制御装置。
11. 【請求項１１】 前記電圧ベクトル演算手段は、第一の
    電圧ベクトルの出力時間ｔ₆、第二の電圧ベクトルの出
    力時間ｔ₂、第三の電圧ベクトルの出力時間ｔ₀のそれぞ
    れを、α−β固定子磁束ベクトルのα−β座標上に設け
    た基準ラインとの成す角φから算出される０°から６０
    °以内を変化する位相角φ₀および、トルク演算結果と
    対応する指令値の偏差並びにα−β固定子磁束ベクトル
    の回転角速度もしくは、モータ回転子の回転角速度に基
    づいて定まる数Ｋ_sを用いて、 ｔ₆／Ｔ_c＝Ｋ_s・ｓｉｎ（π／３−φ₀） ｔ₂／Ｔ_c＝Ｋ_s・ｓｉｎ φ₀ ｔ₀／Ｔ_c＝１−ｔ₆／Ｔ_c−ｔ₂／Ｔ_c により演算するものである請求項９に記載のインバータ
    制御装置。
12. 【請求項１２】 前記電圧ベクトル演算手段は、α−β
    固定子磁束ベクトルの大きさが対応する指令値に比べ小
    さいことに応答して、第一の電圧ベクトルの出力時間ｔ
    ₆、第三の電圧ベクトルの出力時間ｔ₀のそれぞれを、α
    −β固定子磁束ベクトルのα−β座標上に設けた基準ラ
    インとの成す角φから算出される０°から６０°以内を
    変化する位相角φ₀および、トルク演算結果と対応する
    指令値の偏差並びにα−β固定子磁束ベクトルの回転角
    速度もしくは、モータ回転子の回転角速度に基づいて定
    まる数Ｋ_sを用いて、 ｔ₆／Ｔ_c＝３^1/2／２・Ｋ_s／ｃｏｓφ₀ ｔ₀／Ｔ_c＝１−ｔ₆／Ｔ_c により演算し、α−β固定子磁束ベクトルの大きさが対
    応する指令値に比べ大きいことに応答して、第二の電圧
    ベクトルの出力時間ｔ₂、第三の電圧ベクトルの出力時
    間ｔ₀のそれぞれを、 ｔ₂／Ｔ_c＝３^1/2／２・Ｋ_s／ｃｏｓ（π／３−φ₀） ｔ₀／Ｔ_c＝１−ｔ₂／Ｔ_c により演算するものである請求項１０に記載のインバー
    タ制御装置。
13. 【請求項１３】 前記電圧ベクトル演算手段は、所定イ
    ンターバルＴ_c毎に演算されたα−β固定子磁束ベクト
    ルのα−β座標上に設けた基準ラインとの成す角φを基
    に、前記インターバルＴ_c以上の所定の期間のα−β固
    定子磁束ベクトルの平均回転角速度ωを算出すると共
    に、α−β固定子磁束ベクトルの大きさ｜λ｜、トルク
    演算結果と対応する指令値の偏差△τ、インバータの直
    流電圧Ｖ_dcにより前記数Ｋ_sを、 Ｋ_s＝（２^1/2・｜λ｜・ω＋Ｇ・△τ）／Ｖ_dc により演算するものである請求項１１または請求項１２
    に記載のインバータ制御装置。
14. 【請求項１４】 前記電圧ベクトル演算手段は、所定イ
    ンターバルＴ_c毎に演算されたα−β固定子磁束ベクト
    ル並びにα−β電流に基づき算出される回転子位置角を
    基に、前記インターバルＴ_c以上の所定の期間の回転子
    位置角の平均回転角速度ω_eを算出すると共に、α−β
    固定子磁束ベクトルの大きさ｜λ｜、トルク演算結果と
    対応する指令値の偏差△τ、インバータの直流電圧
    Ｖ_dc、比例ゲインＧにより前記数Ｋ_sを、 Ｋ_s＝（２^1/2・｜λ｜・ω_e＋Ｇ・△τ）／Ｖ_dc により演算するものである請求項１１または請求項１２
    に記載のインバータ制御装置。