JPH0446582A - Controller for ac servomotor - Google Patents
Controller for ac servomotorInfo
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- JPH0446582A JPH0446582A JP2152470A JP15247090A JPH0446582A JP H0446582 A JPH0446582 A JP H0446582A JP 2152470 A JP2152470 A JP 2152470A JP 15247090 A JP15247090 A JP 15247090A JP H0446582 A JPH0446582 A JP H0446582A
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Links
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims abstract description 92
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims abstract description 48
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 44
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 29
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 28
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims description 14
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 11
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 9
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 7
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 6
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 5
- 230000004044 response Effects 0.000 abstract description 13
- 238000000034 method Methods 0.000 description 10
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 7
- 238000013461 design Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 102100035701 Serine/arginine-rich splicing factor 10 Human genes 0.000 description 3
- 101710117510 Serine/arginine-rich splicing factor 10 Proteins 0.000 description 3
- 101100321720 Arabidopsis thaliana PP2AA1 gene Proteins 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 2
- 241001442234 Cosa Species 0.000 description 1
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、交流サーボモータの制′御装置に係り、また
簡単な切り換えにより、誘導電動機(以下、IMと称す
る)又は同期電動機(以下、SMと称する)の双方の制
御に適用できる制御装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial Application Field] The present invention relates to a control device for an AC servo motor, and can control an induction motor (hereinafter referred to as IM) or a synchronous motor (hereinafter referred to as IM) by simple switching. The present invention relates to a control device that can be applied to control both types of SM (referred to as SM).
(従来の技術〕
従来、交流サーボモータの制御装置としては、適用され
るIM又はSMに合わせて最適なシステムを構成するの
が一般的であった。(Prior Art) Conventionally, as a control device for an AC servo motor, it has been common to configure an optimal system according to the applied IM or SM.
ところが、その制御装置を構成する多くの要素は、IM
とSMのいずれのモータにも適用できることから、簡単
な切換えによりIM又はSMの双方に適用できるように
、共用化した制御装置が提案されている(特願昭63−
181839号)。However, many of the elements that make up the control device are
Since it can be applied to both IM and SM motors, a common control device has been proposed so that it can be applied to both IM and SM motors by simple switching (Japanese Patent Application No. 1983-
No. 181839).
これによれば、制御装置の設計及び製作が共通化できる
ため、設計の工数を低減できるとともに、製作の効率を
向上させて、コストの低減を図ることができるという利
点がある。According to this, since the design and manufacture of the control device can be standardized, there is an advantage that the number of design steps can be reduced, and the manufacturing efficiency can be improved and costs can be reduced.
しかし、上記従来の制御装置の共用化は、磁束位置検出
(制御)手段の共用化について十分な配慮がなされてい
ないという問題があった。特に磁束位置検出に係るIM
やSMの回転検出器(回転エンコーダ)の1回転当りの
出力パルスが異なる場合には、それに合わせて設計、m
作段階から対応しなければならないという問題があった
。However, the above-mentioned common use of the conventional control device has a problem in that sufficient consideration is not given to the common use of the magnetic flux position detection (control) means. Especially IM related to magnetic flux position detection
If the output pulse per revolution of the rotation detector (rotation encoder) of the SM or SM is different, design and m
There was a problem that had to be addressed from the production stage.
また、IM又は8M専用の制御装置をマイコン等により
実現するに当り、制御の精度及び応答速度の向上につい
て十分な配慮がなされていないという問題があった。Further, when implementing a control device exclusively for IM or 8M using a microcomputer or the like, there is a problem in that sufficient consideration is not given to improving control accuracy and response speed.
本発明の第1の目的は、簡単な切換えのみで、IMとS
Mに共用できる交流サーボモータの制御装置を提供する
ことにある。The first object of the present invention is to connect IM and S by simple switching.
An object of the present invention is to provide a control device for an AC servo motor that can be shared by M.
また、本発明の第2の目的は、IM又はSMの制御装置
をマイクロコンピュータにより実現するに当り、−層制
御の応答速度を向上させて制御精度の良い交流サーボモ
ータの制御装置を提供することにある。A second object of the present invention is to provide an AC servo motor control device that improves the response speed of layer control and has good control accuracy when realizing an IM or SM control device using a microcomputer. It is in.
本発明は、上記第1の目的を達成するため、制御対象の
交流モータに取り付けられた回転検出器から入力される
パルスに基づいて交流モータの速度を検出する速度検出
手段と、前記パルスをアシプダウンカウンタにより計数
して前記交流モータの磁束位置を検出する磁束位置検出
手段と、前記検出速度と与えられる速度指令との偏差を
入力とし、この偏差に応じたq軸電流指令を出力する速
度制御手段と、このq軸電流指令を入力としq軸電圧指
令を生成して出力するq軸電流制御手段と。In order to achieve the above-mentioned first object, the present invention includes speed detection means for detecting the speed of an AC motor based on pulses input from a rotation detector attached to an AC motor to be controlled; magnetic flux position detection means that detects the magnetic flux position of the AC motor by counting with a pull-down counter; and speed control that receives as input a deviation between the detected speed and a given speed command and outputs a q-axis current command according to this deviation. and a q-axis current control means that receives the q-axis current command as input and generates and outputs a q-axis voltage command.
前記検出速度を入力としこれに応じたd軸電流指令と磁
束の大きさとを出力するd軸電流指令発生手段と、この
d軸電流指令とd軸電流零指令の一方を選択する切り換
え手段と、この切り換え手段を介して前記d軸電流指令
又はd軸電流零指令を入力とし、この入力指令に応じた
d軸電圧指令を生成して出力するd軸電流制御手段と、
前記q軸電圧指令と前記d軸電圧指令と前記検出磁束位
置を入力とし前記交流モータに印加すべき電圧ベクトル
の組合せを選択し、この選択に基づいて前記交流モータ
を駒動するインバータのゲート信号を生成して出力する
PWM制御手段と、前記交流モータの検出電流と前記検
出磁束位置とを入力としこの検出電流をq軸とd軸の検
出電流に変換して前記q軸と前記d軸の各電流制御手段
に負帰還する検出電流相変換手段と、前記磁束の大きさ
と前記q軸電流指令とを入力としてすべり速度を求め、
このすへり速度に相当する磁束位置の回転角を求めるす
べり回転角演算手段と、このすべり回転角を前記検出磁
束位置に選択的に加算する切り換え手段とを備えてなる
交流サーボモータの制御装置としたのである。d-axis current command generation means that inputs the detected speed and outputs a d-axis current command and a magnitude of magnetic flux according to the detected speed; and switching means that selects either the d-axis current command or the d-axis current zero command; d-axis current control means that receives the d-axis current command or d-axis current zero command as input through the switching means and generates and outputs a d-axis voltage command according to the input command;
A gate signal for an inverter that receives the q-axis voltage command, the d-axis voltage command, and the detected magnetic flux position as input, selects a combination of voltage vectors to be applied to the AC motor, and operates the AC motor based on this selection. a PWM control means that generates and outputs a PWM control means that inputs the detected current of the AC motor and the detected magnetic flux position, converts this detected current into a detected current of the q-axis and the d-axis, and generates and outputs the current of the q-axis and the d-axis. detecting current phase conversion means that provides negative feedback to each current control means, and calculating a sliding speed using the magnitude of the magnetic flux and the q-axis current command as input;
A control device for an AC servo motor, comprising: a slip rotation angle calculation means for calculating a rotation angle of a magnetic flux position corresponding to the slip velocity; and a switching means for selectively adding this slip rotation angle to the detected magnetic flux position. That's what I did.
また、本発明は、上記第2の目的を達成するため、制御
対象の交流モータの検出速度を与えられる速度指令に一
致させるべく、前記交流モータのq軸電流指令とd軸電
流指令を求め、これらの電流指令に基づいてPWM制御
によりインバータが発生すべき電圧ベクトルの組合せと
時間幅からなるPWMデータを求め、このPWMデータ
を前記インバータのゲート信号を生成するPWM信号発
生手段に出力する速度制御手段と、前記交流モータの検
出電流をq軸成分とd軸成分とに変換して前記(1軸電
流指令とd軸電流指令とをそれぞれ補正する電流制御手
段とを含んでなる交流サーボモータの制御装置を、汎用
マイクロプロセッサを用いてなるホストマイクロコンピ
ュータと、デジタルシグナルプロセッサを用いてなるス
レーブマイクロコンピュータとを含んで構成し、前記ス
レーブマイクロコンピュータは前記速度制御手段と前記
電流制御手段にかかる制御演算を行うものとし、前記ホ
ストマイクロコンピュータは該制御演算に必要な検出速
度と速度指令等の測定データのサンプリングと、前記1
) W Mデータを前記PWM信号発生手段に出力する
ことを行うものとしたことを特徴とする。Furthermore, in order to achieve the second object, the present invention obtains a q-axis current command and a d-axis current command of the AC motor in order to match the detected speed of the AC motor to be controlled with the given speed command, Speed control in which PWM data consisting of a combination of voltage vectors to be generated by the inverter and a time width is determined by PWM control based on these current commands, and this PWM data is output to a PWM signal generation means that generates a gate signal for the inverter. and current control means for converting the detected current of the AC motor into a q-axis component and a d-axis component to respectively correct the 1-axis current command and the d-axis current command. The control device includes a host microcomputer using a general-purpose microprocessor and a slave microcomputer using a digital signal processor, and the slave microcomputer controls the speed control means and the current control means. The host microcomputer performs sampling of measurement data such as detected speed and speed command necessary for the control calculation, and the above-mentioned 1.
) WM data is output to the PWM signal generating means.
このように構成されることがら、本発明によれば次の作
用により、前記目的が達成される。With this configuration, according to the present invention, the above object is achieved through the following actions.
まず、速度検出手段と磁極位置検出手段はIMとSMと
もに必要なものであり、共用できる。First, the speed detection means and the magnetic pole position detection means are necessary for both the IM and the SM, and can be used in common.
また、速度偏差にもとづいてq軸電流を制御して速度を
制御する点についてもIM、SM共に同しであり、q軸
電流指令を生成する速度制御手段は共用できる。Furthermore, both IM and SM are the same in that the speed is controlled by controlling the q-axis current based on the speed deviation, and the speed control means for generating the q-axis current command can be shared.
これに対し、d軸電流は磁束成分であることがら、IM
の場合は一定の磁束電流成分として常に与えなければな
らないが、SMの場合は磁束は回転子の永久磁石等によ
って与えられるから必ずしも与えなくてよい。そこで、
d軸電流指令発生手段はIM専用とし、切換手段により
SMの場合は指令値を零にすることで共用できる。On the other hand, since the d-axis current is a magnetic flux component, IM
In the case of , the magnetic flux must always be provided as a constant magnetic flux current component, but in the case of the SM, the magnetic flux is provided by a permanent magnet of the rotor, so it does not necessarily have to be provided. Therefore,
The d-axis current command generating means is dedicated to IM, and can be shared by setting the command value to zero in the case of SM using the switching means.
このようにして設定されたd+ q軸電流指令に基づい
て、インバータの出力電圧を制御するPWM制御手段は
、IM、SM共に同じであるから、全く共用できる。The PWM control means for controlling the output voltage of the inverter based on the d+q-axis current command set in this way is the same for both IM and SM, so they can be used in common.
また、モータ電流をフィードバックして前記d。In addition, the motor current is fed back as described in d.
q軸電流指令を補正制御する電流制御系は、IM。The current control system that corrects and controls the q-axis current command is IM.
SM共に同じであるから全く共用できる。但し、モータ
検出電流をd+ q軸電流成分に変換する場合、モータ
の磁束位置が必要となり、特にIMの場合は回転子のす
べりを考慮して検出磁束位置を補正してやらなければな
らない。そこで、すベリ回転角演算手段により求められ
たすベリ回転角を、検出磁束位置に加算する。この加算
は切換手段により選択できるので、SMの場合は加算し
ないようにすればよい。Both SM and SM are the same, so they can be used in common. However, when converting the motor detection current into d+q-axis current components, the magnetic flux position of the motor is required, and especially in the case of IM, the detected magnetic flux position must be corrected in consideration of rotor slippage. Therefore, the full rotation angle calculated by the full rotation angle calculating means is added to the detected magnetic flux position. This addition can be selected by the switching means, so in the case of SM, it is sufficient to avoid addition.
なお、前記交流モータが同期電動機の場合に、この同期
電動機に取り付けられた磁極位置検出器から入力される
特定の磁極位置を表す信号に基づいて前記アップダウン
カウンタの計数値を修正する磁極位置検出回路を設け、
この磁極位置検出回路が切り換え手段により選択的に前
記アップダウンカウンタに接続可能にすることが望まし
い。これによれば、検出磁束位置の精度を向上させて、
適切なSMの制御が可能になる。In addition, when the AC motor is a synchronous motor, magnetic pole position detection corrects the count value of the up/down counter based on a signal representing a specific magnetic pole position input from a magnetic pole position detector attached to the synchronous motor. Set up a circuit,
It is desirable that this magnetic pole position detection circuit can be selectively connected to the up/down counter by a switching means. According to this, the accuracy of the detected magnetic flux position is improved,
Appropriate SM control becomes possible.
また、前記磁束位置検出手段に、前記アップダウンカウ
ンタの計数値に前記回転検出器から1回転当りに出力さ
れるパルス数を360°に対応させる変換係数を乗する
回転角変換手段を設けることが望ましい。これによれば
、回転検出器の種類が異なって、1回転当りのパルス数
が異なったとしても、係数を変えるだけで簡単に適応で
きる。Further, the magnetic flux position detection means may be provided with rotation angle conversion means for multiplying the count value of the up-down counter by a conversion coefficient that makes the number of pulses output per rotation from the rotation detector correspond to 360°. desirable. According to this, even if the types of rotation detectors are different and the number of pulses per rotation is different, adaptation can be easily made by simply changing the coefficients.
一方、本発明の他の発明によれば、制御演算をデジタル
シグナルプロセッサからなるスレーブマイクロコンピュ
ータにより行うように役割を分担させたことから、汎用
のマイクロプロセッサ単独で構成するよりも演算速度が
速くなり、応答速度及び制御精度が向上する。On the other hand, according to another invention of the present invention, the role of control calculations is shared by a slave microcomputer consisting of a digital signal processor, so that the calculation speed is faster than when configured with a general-purpose microprocessor alone. , response speed and control accuracy are improved.
その場合において、前記制御演算のサンプリング周期は
、前記電流制御手段にかかるACRサンプリング周期を
基準にして、前記PWM制御にかかるキャリア周期と前
記速度制御手段にかかるASRサンプリング周期をそれ
ぞれ松数倍に設定することが望ましい。すなわち、AS
R制御のサンプリング周期が長くなるが、モータの速度
変動は電流変動に比べて緩慢であることから、ASRに
係る演算処理を軽減し、かつそれに必要なデータの取り
込み、転送時間が短縮可能なので、ACRの制御演算周
期(サンプリング周期)がより高速化できるので、−層
応答速度及び精度を向上できる。In that case, the sampling period of the control calculation is set to a number of times the carrier period of the PWM control and the ASR sampling period of the speed control means, respectively, based on the ACR sampling period of the current control means. It is desirable to do so. That is, A.S.
Although the sampling period of R control becomes longer, since motor speed fluctuations are slower than current fluctuations, it is possible to reduce the calculation processing related to ASR and shorten the data acquisition and transfer time required for it. Since the control calculation cycle (sampling cycle) of ACR can be made faster, -layer response speed and accuracy can be improved.
その場合、前記ホストマイクロコンピュータと前記スレ
ーブマイクロコンピュータ相互間のデータ伝送は、前記
速度制御手段にかかる測定データを除いて前記ACRサ
ンプリング周期ごとに行うものとし、前記速度制御手段
にかかる制御演算は前記整数分の1に分割して前記AC
Rサンプリング周期ごとに実行し、該分割された制御演
算の内容に必要な測定データを前記ホストマイクロコン
ピュータから前記ACRサンプリング周期ごとに前記整
数分の1に分割して伝送することが望ましい。In that case, data transmission between the host microcomputer and the slave microcomputer, except for measurement data related to the speed control means, shall be performed at each ACR sampling period, and control calculations related to the speed control means shall be performed as described above. The AC is divided into integer parts.
It is preferable that the measurement data is executed every R sampling period, and the measurement data necessary for the contents of the divided control calculations is divided into parts of the integer and transmitted from the host microcomputer every ACR sampling period.
また、前記PWM信号発生手段は、前記ACRサンプリ
ング周期の2倍のキャリア周期ごとにリセットされるタ
イマと一対のレジスタと一対の比較器とを各相ごとに有
してなり、前記PWMデータは前記インバータ各相のス
イッチング素子をオンさせる時間幅を前記キャリア周期
の起点から規定してなる各相一対の時間データからなり
、該各一対のデータは前記タイマのリセットごとに前記
レジスタに転送される構成とすることができる。Further, the PWM signal generating means includes a timer that is reset every carrier period twice the ACR sampling period, a pair of registers, and a pair of comparators for each phase, and the PWM data is It consists of a pair of time data for each phase that defines the time width for turning on the switching elements of each phase of the inverter from the starting point of the carrier cycle, and each pair of data is transferred to the register each time the timer is reset. It can be done.
なお、時間データの転送を、各一対のデータのうち小さ
い時間データは前記タイマのリセット・ごとに前記レジ
スタに転送するものとされ、また前記各一対の時間デー
タのうち大きい時間データは前記ACRサンプリング周
期ごとに当該時間データが転送時の前記タイマの値より
も大きいときに実行することも可能であり、これによれ
ば、制御精度及び応答速度が一層向上する。Note that the smaller time data of each pair of data is transferred to the register each time the timer is reset, and the larger time data of each pair of time data is transferred to the ACR sampling. It is also possible to execute the process every cycle when the time data is larger than the value of the timer at the time of transfer, thereby further improving control accuracy and response speed.
また、本地の発明を前記IM/SM共用の制御装置に適
用することができ、これによればIM/SM共用制御装
置の応答速度及び制御精度を向上させることができる。Further, the present invention can be applied to the IM/SM common control device, and thereby the response speed and control accuracy of the IM/SM common control device can be improved.
以下、本発明を実施例に基づいて説明する。 Hereinafter, the present invention will be explained based on examples.
第1図に本発明に係る一実施例の交流サーボモータの制
御装置を含んでなる交流サーボモータ駆動制御システム
全体の機能構成図を示す。図において、交流サーボモー
タ1はインバータ2から供給される可変周波数、可変電
圧の交流によって、所望の速度で駆動されるようになっ
ている。インバータ2は制御ボード101から与えられ
るPWMゲートパルスに従ってスイッチング駆動され、
入力直流電力3を所定周波数、所定電圧の交流に変換し
て出力するものである。ここで、制御ボード101が本
発明に係る制御装置に対応し、交流サーボモータ1には
IM又はSMが適用可能である。なお、第1図はIMに
適用する場合の切換状態を示しているが、後述するよう
に簡単な切換えで、SMにもそのまま適用できる。FIG. 1 shows a functional configuration diagram of an entire AC servo motor drive control system including an AC servo motor control device according to an embodiment of the present invention. In the figure, an AC servo motor 1 is driven at a desired speed by variable frequency, variable voltage AC supplied from an inverter 2. The inverter 2 is driven by switching according to the PWM gate pulse given from the control board 101.
It converts the input DC power 3 into AC of a predetermined frequency and voltage and outputs it. Here, the control board 101 corresponds to the control device according to the present invention, and the AC servo motor 1 can be applied to an IM or an SM. Although FIG. 1 shows the switching state when applied to IM, it can also be applied to SM as is with simple switching as described later.
本実施例における交流サーボモータ1(以下。AC servo motor 1 (hereinafter referred to as "AC servo motor") in this embodiment.
単にモータと称する)の制御は、基本的にモータ1の速
度を所望値に可変制御するもので、そのためにモータ1
の実際の速度を検出し、これと速度指令値との偏差を零
にすべくモータ電流を制御する。このモータ電流を制御
するにあたり、モータ電流をd軸成分とq軸成分に分け
、それらに応じて電圧ベクトルを選択してインバータ2
を駆動するもので、そのために、モータ1の磁束位置を
検出し、これに合わせてdr q軸の電流成分を制御す
るようにしている。以下、詳細に説明する。The control of the motor (simply referred to as a motor) basically involves variable control of the speed of the motor 1 to a desired value.
The actual speed of the motor is detected, and the motor current is controlled to make the deviation between this and the speed command value zero. To control this motor current, the motor current is divided into a d-axis component and a q-axis component, a voltage vector is selected according to these components, and the inverter 2
For this purpose, the magnetic flux position of the motor 1 is detected and the current components of the dr and q axes are controlled accordingly. This will be explained in detail below.
モータ1の軸に取付けられた回転エンコーダ4は、モー
タ1の回転位置変化に応じてパルスを発生するもので、
モータ1の1回転当り一定数Prのパルスを出力するよ
うになっている。この、ペルスはアップダウン(U/D
)カウンタ7と速度検出手段13に入力されており、速
度検出手段13はパルスの数と時間幅からモータ1の速
度ωrを検出している。A rotary encoder 4 attached to the shaft of the motor 1 generates pulses in response to changes in the rotational position of the motor 1.
A constant number of pulses Pr are output per rotation of the motor 1. This Pels is up and down (U/D
) is input to the counter 7 and the speed detection means 13, and the speed detection means 13 detects the speed ωr of the motor 1 from the number of pulses and the time width.
モータ1の速度指令01本は上位の制御装置等の速度指
令手段14から制御ボードに与えられる。A speed command 01 for the motor 1 is given to the control board from a speed command means 14 such as a host control device.
この速度指令ωr*は加算器に入力され、ここにおいて
、前記検出された速度検出値ωrとの偏差が求められる
。この速度偏差は速度制御手段15に入力され、ここに
おいてその偏差を零にするための回転磁束φと直交する
q軸電流成分のq軸電流指令■Q*が生成される。This speed command ωr* is input to an adder, where the deviation from the detected speed value ωr is determined. This speed deviation is input to the speed control means 15, which generates a q-axis current command ■Q* of the q-axis current component orthogonal to the rotating magnetic flux φ to make the deviation zero.
一方、IMの場合は磁束φを生成するためのd軸電流成
分が必要であり、このd軸電流指令IIiはd軸電流指
令発生手段16により生成され、切換スイッチ17を介
して出力される。この切換スイッチ17はIMとSMに
応じて切換えるためのものであり、SMの場合の磁束φ
は回転子の永久磁石により与えられるので、d軸電流指
令ID率は零でよいことから、SMに適用する場合は切
換スイッチ17を接地側に切換えて用いる。On the other hand, in the case of IM, a d-axis current component is required to generate the magnetic flux φ, and this d-axis current command IIi is generated by the d-axis current command generation means 16 and outputted via the changeover switch 17. This changeover switch 17 is for switching according to IM and SM, and the magnetic flux φ in the case of SM is
Since is given by the permanent magnet of the rotor, the d-axis current command ID rate may be zero, so when applied to SM, the changeover switch 17 is switched to the ground side.
ここで、第2図にd軸電流指令発生手段16の詳細構成
図を示す。図示のように、同手段16は磁束指令発生手
段16aと、磁束制御手段16bと、磁束演算手段16
cを含んでなる。磁束指令発生手段16aは速度検出手
段13により検出された検出速度ωrを人力とし、予め
設定された関数に基づいて対応する磁束指令φ車を出力
するようになっている。その磁束指令は磁束制御手段1
.6 bに入力され、ここにおいてd軸電流指令ID率
が生成され、前記切換スイッチ17しこ出力される。Here, FIG. 2 shows a detailed configuration diagram of the d-axis current command generating means 16. As shown in the figure, the means 16 includes a magnetic flux command generating means 16a, a magnetic flux controlling means 16b, and a magnetic flux calculating means 16.
Contains c. The magnetic flux command generating means 16a uses the detected speed ωr detected by the speed detecting means 13 as a human power, and outputs a corresponding magnetic flux command φ wheel based on a preset function. The magnetic flux command is the magnetic flux control means 1
.. 6b, where a d-axis current command ID rate is generated and outputted to the changeover switch 17.
一方、磁束演算手段16cは次式(1)に基づいで、磁
束φを求め、前記磁束制御手段+6bの入力倶1にネガ
ティブフィードバックするとともに、す八り演算手段2
2に出力する。なお、(1)式で、■、はTMの励磁イ
ンダクタンス、′I゛2はIMの2次時定数、Sはラプ
ラス演算子である。On the other hand, the magnetic flux calculation means 16c calculates the magnetic flux φ based on the following equation (1), provides negative feedback to the input 1 of the magnetic flux control means +6b, and also outputs the negative feedback to the input 1 of the magnetic flux control means +6b.
Output to 2. In equation (1), ■ is the excitation inductance of the TM, 'I'2 is the second-order time constant of the IM, and S is the Laplace operator.
なお、上記例で、d軸電流指令ID率を速度ωrに応じ
て変えるようにしたが、トルクに応して変えるようにし
てもよく、また、両方を併用することもできる。さらに
、ID本を一定値にしてもよい。In the above example, the d-axis current command ID rate is changed according to the speed ωr, but it may be changed according to the torque, or both can be used together. Furthermore, the ID book may be set to a constant value.
このようにして設定されたq軸電流指令IQ本とd軸電
流指令ID本は、それぞれ加算器18゜19を介してq
軸電流制御手段28とd軸電流制御手段29に入力され
る。加算器18と19にはそれぞれモータ1に流れる電
流を検出し、これをd+ q軸成分に変換した検出電流
IQとIDが負帰還されている。したがって、各軸の電
流制御手段28.29は、指令と検出値の偏差に応じて
動作し、それぞれq軸電圧指令vQ本とd軸電圧指令V
D本とを生成して、PWM制御手段30に出力する。The q-axis current command IQ set in this way and the d-axis current command ID
It is input to the axis current control means 28 and the d-axis current control means 29. Detection currents IQ and ID obtained by detecting the current flowing through the motor 1 and converting it into d+q-axis components are negatively fed back to the adders 18 and 19, respectively. Therefore, the current control means 28 and 29 for each axis operate according to the deviation between the command and the detected value, and control the q-axis voltage command vQ and the d-axis voltage command V, respectively.
D copies are generated and output to the PWM control means 30.
ここで、電流指令IQ*、ID*をモータ1の磁束位I
Qに合わせるとともに、フィードバックする検出電流I
u”wについても、磁束位置0に応じてIQ、IDに直
流変換しなければならない。Here, current commands IQ*, ID* are defined as magnetic flux potential I of motor 1.
Detection current I that is adjusted to Q and fed back
u''w must also be converted into DC into IQ and ID according to the magnetic flux position 0.
そこで、次に磁束位置検出と検出電流の変換について詳
細に説明する。Therefore, magnetic flux position detection and detection current conversion will be described in detail next.
まず、モータ1の各相の検出電流Iu、 Iv。First, the detected currents Iu and Iv of each phase of the motor 1.
Iwからq軸とd軸の検出電流IQとIDへ変換する手
順を説明する。3相電流Iu〜IwをホールCT等の電
流検出手段24と25によりアナログ量として検出し、
これを制御ボード101に設けたA/D変換器26でデ
ジタル量に変換する。次に、3/2相変換手段27にお
いて、次式(2) 、 (3)に基づいて2相電流工^
、IQに変換し、さらに式(4)に基づいて、IQとI
Dに変換する。A procedure for converting Iw into q-axis and d-axis detection currents IQ and ID will be explained. The three-phase currents Iu to Iw are detected as analog quantities by current detection means 24 and 25 such as Hall CT,
This is converted into a digital quantity by the A/D converter 26 provided on the control board 101. Next, in the 3/2 phase conversion means 27, the 2-phase current converter is converted based on the following equations (2) and (3).
, IQ, and further based on equation (4), IQ and I
Convert to D.
Iu+Iv+Iw=0
・・・・・・(3)
なお、式(3)を用いることにより、第1図に示したよ
うに、1相分(Iv)の電流検出を省略できる。Iu+Iv+Iw=0 (3) By using equation (3), as shown in FIG. 1, the current detection for one phase (Iv) can be omitted.
上記の式(4)の演算で用いるsinθ、QOBθのθ
はモータ1の磁束位置であり、次に述べる手順で検出す
る。また5inOとcosθの演算に要する時間を短縮
するため、θをアドレスとしてsinθとCO5θの値
を格納したsinθ/cosOテーブル9を設けている
。そして、3/2相変換手段27は検出された磁束位置
θに対応させてs i n O/ c o sθテーブ
ル9から読出すsinθとcosθの値を用いて、上記
式(4)の演算を行うようになっている。sin θ, θ of QOBθ used in the calculation of equation (4) above
is the magnetic flux position of the motor 1, which is detected by the following procedure. Furthermore, in order to reduce the time required to calculate 5inO and cosθ, a sinθ/cosO table 9 is provided in which the values of sinθ and CO5θ are stored using θ as an address. Then, the 3/2 phase conversion means 27 calculates the above equation (4) using the values of sin θ and cos θ read from the sin O/cos θ table 9 in correspondence with the detected magnetic flux position θ. It is supposed to be done.
まず、U/Dカウンタ7は入力パルスを計数して、回転
子の回転位置変化を検出し、これにより磁束位置を検出
する。U/Dカウンタ7はモータ1の正転、逆転に応じ
てアップ、ダウン動作し。First, the U/D counter 7 counts input pulses to detect changes in the rotational position of the rotor, thereby detecting the magnetic flux position. The U/D counter 7 operates up and down according to the forward and reverse rotation of the motor 1.
また基準位M(通常は1回転)ごとにリセットされるよ
うになっている。したがって、U/Dカウンタ7の計数
値Pcはモータ1の1回転(360°)の回転位置に相
当する値となる。しかし、回転エンコーダ4には、1回
転当りの出力パルス数Prの異なるものが用いられるこ
とがあるから、U/Dカウンタ7の計数値を常に回転角
度M(例えば360’)に対応させた磁束位置θとして
、検出しなければならない。この対応づけは、回転角度
変換手段A8により計数値PCに変換係数K、を乗する
ことにより行われる。この係数に1は次式(5)を満足
するように設定されろとともに、変更可能にされている
。Further, it is reset every reference position M (usually one rotation). Therefore, the count value Pc of the U/D counter 7 becomes a value corresponding to the rotational position of the motor 1 through one rotation (360°). However, since the rotary encoder 4 may have a different number of output pulses Pr per rotation, the magnetic flux that always makes the count value of the U/D counter 7 correspond to the rotation angle M (for example, 360') is used. It must be detected as the position θ. This correspondence is performed by multiplying the count value PC by a conversion coefficient K by the rotation angle conversion means A8. This coefficient is set to 1 so as to satisfy the following equation (5), and is changeable.
ところで、上記のようにしてU/Dカウンタ7により検
出される磁束位置θは、IMの場合は初期値零″でよい
が、SMの場合は永久磁石等からなる回転子磁極の位置
に合わせなければならない。これについては後で説明す
る。Incidentally, the magnetic flux position θ detected by the U/D counter 7 as described above may be set to an initial value of 0'' in the case of IM, but in the case of SM, it must be adjusted to the position of the rotor magnetic poles made of permanent magnets, etc. This will be explained later.
一方、5inO又はcosθのテーブルに必要なエリア
数Nは、N=2n(但し、nは整数)であり、nが大き
いほど(Oのピッチが小さいほど)計算精度が向上する
。また、0=a〜360°まで全範囲にわたるテーブル
としてもよいが、テーブルが膨大となるので好ましくな
い。そこで、Sinθ又はcos Oの対称性を利用し
、θ=0〜360°を172又は1/4に分割した1つ
の範囲をテーブルとし、他の範囲は読出しアドレスを変
換することにより、実質的に全範囲のテーブルを持った
のと同一にできる。本実施例では、第3図に示すように
、θ=O〜360@の範囲を90ごとに区切って4つの
モードMDI〜MD4を設定した。そして、s i n
O/ c o sθテーブル9は第4図に示すように
、それぞれエリア数Nをθ=O〜90°に割り付けてs
inθとcosOのテーブルを形成するとともに、モー
ド分はアドレス変換手段10により、入力される磁束位
置Oの値がどのモードMDI〜MD4に属するか識別し
、属するモードに応じてアドレス順を反転したり、si
nθ又はcosOの符号を反転させて読み出させるよう
になっている。On the other hand, the number of areas N required for a 5 in O or cos θ table is N=2n (where n is an integer), and the larger n (the smaller the pitch of O), the better the calculation accuracy. Further, a table covering the entire range from 0=a to 360 degrees may be used, but this is not preferable because the table becomes enormous. Therefore, by using the symmetry of sin θ or cos O, one range obtained by dividing θ = 0 to 360° into 172 or 1/4 is set as a table, and the other ranges are essentially divided by converting the read address. It can be the same as having a full range table. In this embodiment, as shown in FIG. 3, the range of θ=O to 360@ is divided into 90 units, and four modes MDI to MD4 are set. And s i n
As shown in Fig. 4, the O/cos θ table 9 is created by assigning the number of areas N to θ=O~90°.
In addition to forming a table of inθ and cosO, for the mode, the address conversion means 10 identifies which mode MDI to MD4 the value of the input magnetic flux position O belongs to, and inverts the address order according to the mode to which it belongs. ,si
The sign of nθ or cosO is inverted and read out.
このように読出されたsinθとcosaを用い、前記
3/2相変換手段27は、次式に示す演算により、それ
ぞれ検出電流をIQとIDに変換する。Using sin θ and cosa read in this way, the 3/2 phase converting means 27 converts the detected current into IQ and ID, respectively, by calculations shown in the following equations.
ところで、IMの場合の磁束位置制御には、すベリを考
慮しなければならない。そこで、第1図に示したように
、すべり演算手段22はd軸電流指令発生手段16から
出力される磁束φと、速度制御手段15から出力される
q軸電流指令IQ*とから、次式(6)によりすべり速
度指令05本を求める。By the way, in magnetic flux position control in the case of IM, slippage must be taken into consideration. Therefore, as shown in FIG. 1, the slip calculation means 22 calculates the following equation from the magnetic flux φ output from the d-axis current command generation means 16 and the q-axis current command IQ* output from the speed control means 15. Obtain the sliding speed command 05 by (6).
このようにして求めたすベリ速度指令ωS本を回転角変
換手段B23において回転する角度O8に変換し、切換
スイッチ20を介して、加算器21により前記検出され
た磁束位置θにθSを加算する。これにより、すべりω
Sを考慮した磁束位置による制御がなされる。なお、上
記ωS*の単位は回転数とし、回転角変換B23の変換
係数に2は、次式(7)を満たすように設定される。The Veri speed command ωS obtained in this way is converted into a rotating angle O8 by the rotation angle conversion means B23, and θS is added to the detected magnetic flux position θ by an adder 21 via a changeover switch 20. . As a result, the slip ω
Control is performed based on the magnetic flux position in consideration of S. Note that the unit of ωS* is the number of rotations, and the conversion coefficient of the rotation angle conversion B23 is set to 2 so as to satisfy the following equation (7).
なお、Mは前記式(5)と同じ次元とする。Note that M has the same dimension as in equation (5) above.
上述のようにしてすべりを考慮して求めた磁束位置Oを
基準にして、3/2相変換手段27において検出電流I
v〜Wはq、d軸電流IQ、IDに変換され、これがq
、d*tll電流指令I Q*。Based on the magnetic flux position O obtained in consideration of slip as described above, the detected current I in the 3/2 phase conversion means 27 is
v~W is converted into q, d-axis current IQ, ID, which is q
, d*tll current command I Q*.
ID本のフィードバック量として加算器18゜19に与
えられる。前記qrd軸電流制御手段28.29は加算
器18.19から出力される電流の偏差に応じて作動さ
れ、その偏差を零にするに必要なq+d軸電圧指令VQ
*、VD*を生成して、I) W M制御手段30に出
力する。このPWM制御手段30は、周知のパルス幅変
調(PWM)方式により、電圧指令IQ*、ID*に応
じた電圧ベクトルを選択するとともに、その電圧ベクト
ルの出力時間幅を決定し、これらに基づいてインバータ
2の各スイッチング素子のゲート信号を生成して出力す
るようになっている。その詳細機能について次に説明す
る。It is given to adders 18 and 19 as the feedback amount of the ID book. The qrd-axis current control means 28.29 is operated according to the deviation of the current output from the adder 18.19, and generates the q+d-axis voltage command VQ necessary to make the deviation zero.
*, VD* are generated and output to the I) WM control means 30. This PWM control means 30 uses a well-known pulse width modulation (PWM) method to select a voltage vector according to the voltage commands IQ* and ID*, determines the output time width of the voltage vector, and based on these, A gate signal for each switching element of the inverter 2 is generated and output. Its detailed functions will be explained next.
第5図に、PWM制御手段3oの詳細梢戊図を示す。同
図はU相電圧分のみ記載しているが、他の■、W相につ
いても同様である。図示のように、印加電圧発生手段3
0a、ベクトル時間変換手段30b、レジスタ変換手段
30c、PWM信号発生手段30d、ゲート回路30e
を有して形成されている。印加電圧発生手段30aは入
力される■Q*と■D車に基づき、次式(8)により、
モータ1のU相に加えるべき電圧VTυとその位相δを
求めて出力する。FIG. 5 shows a detailed top view of the PWM control means 3o. Although only the U-phase voltage is shown in the figure, the same applies to the other (2) and W-phases. As shown, applied voltage generating means 3
0a, vector time conversion means 30b, register conversion means 30c, PWM signal generation means 30d, gate circuit 30e
It is formed with The applied voltage generating means 30a calculates the following equation (8) based on the input Q* and D cars.
The voltage VTυ to be applied to the U phase of the motor 1 and its phase δ are determined and output.
Vtυ= l V D* l sinδ+ IVQ
”1cosδこの(8)式に係るベクトル図を第6図(
b)に示す。また、同図(a)は、モータ1の各相の誘
起電圧eou、 eov、 eowとモータ電流工、と
端子電圧VTUのベクトル関係を示したものである。Vtυ= l V D* l sinδ+ IVQ
"1 cos δ The vector diagram related to this equation (8) is shown in Figure 6 (
Shown in b). Further, FIG. 3A shows the vector relationship between the induced voltages eou, eov, and eow of each phase of the motor 1, the motor current, and the terminal voltage VTU.
同図(b)に示したように、トルク指令に係るq軸電圧
指令■Q*に対し、90°遅れた位置に磁束φ1があり
、この位置が前記θに一致する。また、インバータ2に
加えるべき磁束φ2の位相αはα=(θ+δ)の位置に
なる。したがって、磁束φ2に対し906進んだ位相で
電圧Vtuがモータ1のU相に印加されるように、イン
バータ2のスイッチング素子の通流幅を制御する。この
制御は、ベクトル時間変換手段30bにより実行される
。As shown in FIG. 4B, the magnetic flux φ1 is located at a position delayed by 90° with respect to the q-axis voltage command ■Q* related to the torque command, and this position coincides with the above-mentioned θ. Further, the phase α of the magnetic flux φ2 to be applied to the inverter 2 is at the position α=(θ+δ). Therefore, the conduction width of the switching element of the inverter 2 is controlled so that the voltage Vtu is applied to the U phase of the motor 1 at a phase 906 ahead of the magnetic flux φ2. This control is executed by the vector time conversion means 30b.
ここで、3相ブリツジ構成のインバータ2が発生し得る
電圧ベクトルと、その電圧ベクトルを組み合せて所望の
電圧ベクトルVTUを発生させる方式については周知の
技術であるが、第7図と第8図を用いて説明する。第7
図(a)に示すように、インバータ2は上下各3個の対
アームにスイッチング素子U、V、W、X、Y、Zを有
してなる。Here, the voltage vector that can be generated by the inverter 2 having a three-phase bridge configuration and the method of generating a desired voltage vector VTU by combining the voltage vectors are well-known techniques. I will explain using 7th
As shown in Figure (a), the inverter 2 has switching elements U, V, W, X, Y, and Z in three paired arms each, upper and lower.
いま、スイッチング素子Uがオンで、スイッチング素子
v、Wがオフとすると、対アームの各スイッチング素子
X、Y、Zはそれぞれ相補的にオフ、オン、オンに動作
される。このとき、モータ1に流れる電流はU端子から
流入して■とW端子から流出するものとなり、これによ
りモータ1に発生する電圧ベクトルを■1とし、Vl
(100)と表記する。なお()内の“l”、“′0”
はスイッチング素子U、V、Wの“オン”オフ″に対応
する。同様にして、スイッチング素子U、V。Now, when the switching element U is on and the switching elements v and W are off, the switching elements X, Y, and Z of the paired arms are turned off, on, and on in a complementary manner, respectively. At this time, the current flowing in the motor 1 flows from the U terminal and flows out from the W terminal.As a result, the voltage vector generated in the motor 1 is set to 1, and Vl
It is written as (100). Note that “l” and “’0” in parentheses
corresponds to "on" and "off" of the switching elements U, V, and W. Similarly, the switching elements U, V correspond to "on" and "off" of the switching elements U, V, and W.
W、X、Y、Zのオン、オフ組合せを変化させると、第
7図(b)に示すように、60°づつの位相差をもつ6
個の電圧ベクトルv1〜■6及び2つの零ベクトルVo
、V、が得られる。そして。By changing the on/off combination of W, X, Y, and Z, as shown in Figure 7(b), 6
voltage vectors v1 to ■6 and two zero vectors Vo
,V, is obtained. and.
前記電圧ベクトルvTυを発生させるには、第7図(c
)に示したように、Vl (100)と■2(110)
を組合せればよいのである。また、どの電圧ベクトルを
組合せれば所望の位相を有する電圧ベクトルを合成でき
るかは、第7図(b)に示すモード1〜6のように、α
によって定まってくる。例えば、α=O〜60°の区間
では■1と■2を組み合わせればよい。この具体例をさ
らに第8図で説明する。第8図は磁束φ2が位相αのと
きに、電圧ベクトルV1とv2をどのように選択して出
力するかを示したもので、vlの出力時間幅ベクトルを
Viとし、■2の出力時間幅ベクトルをVjとして表わ
している。すなわち、vlとVjの時間幅を調整するこ
とによって電圧ベクトルViと■2の大きさを変える概
念を示している。このViとVjは次式(9)により求
めることができる。このとき、5in(60〜α)の値
はsia/cosOテーブル9から求める。なお、VZ
は零ベクトルVo、V7であり、TcはPMWのキャリ
ア周期である。In order to generate the voltage vector vTυ, FIG.
), Vl (100) and ■2 (110)
All you have to do is combine them. In addition, which voltage vectors should be combined to synthesize a voltage vector having a desired phase is determined by α
It is determined by For example, in the interval α=O to 60°, ■1 and ■2 may be combined. This specific example will be further explained with reference to FIG. Figure 8 shows how to select and output the voltage vectors V1 and v2 when the magnetic flux φ2 is in phase α.The output time width vector of vl is set to Vi, and the output time width of The vector is expressed as Vj. That is, it shows the concept of changing the magnitudes of voltage vectors Vi and 2 by adjusting the time widths of vl and Vj. These Vi and Vj can be determined by the following equation (9). At this time, the value of 5 inches (60 to α) is obtained from the sia/cosO table 9. In addition, VZ
are zero vectors Vo, V7, and Tc is the carrier period of PMW.
Vi=VTuXKvXsiri (60−a)、Vj
=vruXKvX S 1 n αVz =Tc−2(
Vi−Vj) ・−(9)また、定数Kvは、α=
0のときにモータ1が要求する最大電圧VTUであった
とき、キャリア周期Tcの172にViが等しくなるよ
うに設定する。Vi=VTuXKvXsiri (60-a), Vj
=vruXKvX S 1 n αVz =Tc-2(
Vi−Vj) ・−(9) Also, the constant Kv is α=
When the maximum voltage VTU required by the motor 1 is 0, Vi is set to be equal to 172 of the carrier period Tc.
このようにして求められたVi、Vjはレジスタ変換手
段30cに入力され、PWM信号を発生するためのPW
M信号発生手段30dの各レジスタに格納する時間デー
タに変換する。ここで説明のため、PWM信号発生手段
30dを第5図及び第9図に示したタイムチャートに沿
って先に説明する。第5図に示すように、PWM信号発
生手段30dはU相、■相、W相の各−空間ベクトル部
301.302,303に分けられている。それらの各
空間ベクトル部はそれぞれ同様の構成になっていること
から、U相空間ベクトル部30]を基準にして説明する
。U相空間ベクトル部301はタイマUと、レジスタU
REGAと、レジスタUREGBと、比較器A、Bを含
んでなる。各空間ベクトル部3.01〜303のタイマ
U、V、Wはそれぞれ同期してセット、リセットされ、
そのタイミングは前記キャリア周期Tcに同期されてい
る。比較器A、BはそれぞれレジスタUREGAとUR
EGBの時間データとタイマUの内容が一致したときに
I]″l 、 111. I+高出力反転するように動
作するコンベアマツチ型のものであり、それぞれの出力
が比較信号U1..U2 (Vl、V2゜Wl、W、2
)としてゲート回路30eに出力する。Vi and Vj obtained in this way are input to the register conversion means 30c, and the PW signal for generating the PWM signal is
It is converted into time data to be stored in each register of the M signal generating means 30d. For the sake of explanation, the PWM signal generating means 30d will first be explained along the time charts shown in FIGS. 5 and 9. As shown in FIG. 5, the PWM signal generating means 30d is divided into U-phase, ■-phase, and W-phase space vector units 301, 302, and 303. Since each of these space vector units has a similar configuration, the description will be made based on the U-phase space vector unit 30]. The U-phase space vector unit 301 has a timer U and a register U.
It includes a register REGA, a register UREGB, and comparators A and B. Timers U, V, and W of each space vector section 3.01 to 303 are set and reset in synchronization, respectively.
The timing is synchronized with the carrier cycle Tc. Comparators A and B are registers UREGA and UR, respectively.
It is a conveyor match type that operates to invert I]''l, 111.I+high output when the time data of EGB and the contents of timer U match, and each output is a comparison signal U1...U2 (Vl ,V2゜Wl,W,2
) to the gate circuit 30e.
ゲート回路30eは例えば比較信号tJ1.U2のEN
OR論理処理によりPWM信号Uを生成して出力する。The gate circuit 30e receives, for example, the comparison signal tJ1. U2's EN
A PWM signal U is generated and output by OR logic processing.
同様にPWM信号V、Wが生成出力されどともに、それ
らの反転信号x、y、zがインバータ2の各スイッチン
グ素子に出力される。つまり、レジスタUREGA、B
とVREGA、Bと、WREGA、Bに格納される時間
データによってゲートパルス幅が決定される。そこで、
前記レジスタ変換手段30cは時間ベクトル■i。Similarly, PWM signals V and W are generated and output, and their inverted signals x, y, and z are output to each switching element of the inverter 2. That is, registers UREGA, B
The gate pulse width is determined by the time data stored in , VREGA,B, and WREGA,B. Therefore,
The register conversion means 30c converts the time vector ■i.
vjに基づき、次式(10)に従って各レジスタに格納
する時間データを求め、それらに対応するレジスタに順
次格納する。Based on vj, time data to be stored in each register is determined according to the following equation (10), and is sequentially stored in the corresponding register.
UREGB=R○。UREGB=R○.
VREGB=RO+Vi。VREGB=RO+Vi.
WREGB=RO+Vi+Vj。WREGB=RO+Vi+Vj.
WREGA=R○+Vi+Vj+RO。WREGA=R○+Vi+Vj+RO.
VREGA=RO+Vi+Vj+RO+Vl。VREGA=RO+Vi+Vj+RO+Vl.
UREGA=RO+Vi+Vj+RO+Vi+Di・・
・(10)
ここで、ROはオフセット値であり、演算結果がT c
/ 2以上ならない値に調整して決定される。UREGA=RO+Vi+Vj+RO+Vi+Di...
・(10) Here, RO is an offset value, and the calculation result is T c
/ It is determined by adjusting the value to a value not greater than 2.
また、B側のレジスタ群の演算結果がA側のレジスタ群
より短くなるように選択される。さらに、B側しジスタ
群の計算は、始めにオフセットROを加えた後に、Vi
又はvjを加算する。A側しジスタの計算では、それぞ
れB側しジスタの値にオフセットROを加えてから、V
i又はvjを加算する。このようにすることにより、結
果的に(9)式のVzを求める必要がなくなる。なお、
各レジスタUREGA、B等の書き換えは、それぞれの
タイマU、V、W、がクリヤされたタイミングで行うよ
うにする。第8図に示した例の場合についていうと、Δ
印がオフセットROの期間は、Vo (000)とV7
(111)を選ンテおり、ViがVl (100)ベク
トルを、vjが■2(110)ベクトルを選択され、残
りがVo (000)ベクトルを選んだ結果を表わす。Further, the calculation result of the register group on the B side is selected so as to be shorter than that of the register group on the A side. Furthermore, in the calculation of the B side jister group, after adding the offset RO at the beginning, Vi
Or add vj. In calculating the A-side jister, add the offset RO to the B-side jister value, and then calculate V
Add i or vj. By doing this, it becomes unnecessary to find Vz in equation (9). In addition,
Rewriting of each register UREGA, B, etc. is performed at the timing when each timer U, V, W is cleared. In the case of the example shown in Figure 8, Δ
The period where the mark is offset RO is Vo (000) and V7
(111) is selected, Vi selects the Vl (100) vector, vj selects the 2(110) vector, and the rest selects the Vo (000) vector.
第9図はこの状態のタイムチャートであり、第9図で使
用計算式(9)式と記しである行のRO,Vi。FIG. 9 is a time chart of this state, and RO and Vi in the row marked as the calculation formula (9) used in FIG.
V J、 RO、V j+ V i+ V zは、それ
らノヘクトルを選択している時間を表わしている。PW
MU、PWMV、PWMW信号を縦に沿ッテ見ルト。V J, RO, V j+ V i+ V z represent the time during which these nodes are selected. P.W.
View the MU, PWMV, and PWMW signals vertically.
上記ベクトルと一致しており、それぞれ(000)(1
00)、(110)、(111)、(110)、(10
0)、(000)となる。They match the above vectors, respectively (000) (1
00), (110), (111), (110), (10
0), (000).
このようにして形成されたI)WM信号U、V。I) WM signals U, V thus formed.
W、X、Y、Zは増幅処理されて、インバータ2の各ス
イッチング素子のゲートに印加され、IMであるモータ
1を速度指令ωr木に一致させて陣動するに必要な可変
周波数、可変電圧の交流かモータ1に出力される。W, X, Y, and Z are amplified and applied to the gates of each switching element of the inverter 2, and are variable frequencies and variable voltages necessary to move the motor 1, which is IM, in accordance with the speed command ωr tree. AC is output to motor 1.
一方、モータ1がSMの場合には、以下に述へるように
切換スイッチ12.17.20をSM側に切換えること
により、簡単に対応できる。SMとIMの速度制御にお
いて、速度指令ωr*と検出速度ωrの偏差を零にする
あたり、モータ電流をd、q軸の各成分に分けて制御す
る点、そのd。On the other hand, if the motor 1 is an SM, this can be easily handled by switching the changeover switches 12, 17, 20 to the SM side as described below. In SM and IM speed control, in order to make the deviation between the speed command ωr* and the detected speed ωr zero, the motor current is controlled separately into each component of the d and q axes.
q軸電流に応じてPWM制御により電圧ベクトルを選択
する点、またモータ電流をフィードバックしてd、q!
1lll電流に変換する際と前記電圧ベクl−ルを選択
する際に、モータの磁束位置に対応させる必要がある点
等、共通の制御処理がある。反面IMとSMの基本的な
構成の違いから、SMの場合は(1)回転子の磁極位置
から磁束位置θが機械的に定まるから、制御に用いる磁
束位置Oは回転子の磁極位置に合わせなければならない
こと、(2)回転磁束と回転子の回転は同期しており、
すべりがないから、磁束位置Oに関してIMのようにす
べりを考慮する必要がないこと、(3)d軸電流成分は
IMの場合、モータの磁束を作るものであるが、SMの
磁束は回転子の永久磁石等により与えられるので、d!
1illl電流指令は零でよいこと等が、IMの場合と
異なる。そこで、上記(2)と(3)については、第1
図の切換スイッチ2゜と17を接地側に切換えることに
より、dIIIIffl流指令ID木を零にするととも
に、すべり速度ωS木による補正を零にするようにして
いる。また、上記(1)については、第1図の切換スイ
ッチに12を磁極位置検出回路6側に切換え1次に述べ
るように、磁極位置を検出してU/Dカウンタ7の内容
を補正するようにしている。The voltage vector is selected by PWM control according to the q-axis current, and the motor current is fed back to control d, q!
There are common control processes such as the need to correspond to the magnetic flux position of the motor when converting to 111 current and when selecting the voltage vector. On the other hand, due to the basic configuration differences between IM and SM, in the case of SM (1) the magnetic flux position θ is determined mechanically from the rotor's magnetic pole position, so the magnetic flux position O used for control is adjusted to the rotor's magnetic pole position. (2) The rotating magnetic flux and the rotation of the rotor must be synchronized.
Since there is no slip, there is no need to consider slip as in IM regarding the magnetic flux position O. (3) In IM, the d-axis current component creates the magnetic flux of the motor, but in SM, the magnetic flux is generated by the rotor. Since it is given by a permanent magnet etc., d!
This differs from the IM case in that the 1ill current command may be zero. Therefore, regarding (2) and (3) above, the first
By switching the changeover switches 2° and 17 shown in the figure to the ground side, the dIIIffl flow command ID tree is made zero, and the correction by the slip speed ωS tree is made zero. Regarding (1) above, switch 12 to the magnetic pole position detection circuit 6 side in the changeover switch shown in FIG. I have to.
磁極位置検出回路6は、第10図に示す構成とされ、磁
極位置検出器5からの出力信号φU、φV。The magnetic pole position detection circuit 6 has the configuration shown in FIG. 10, and receives output signals φU and φV from the magnetic pole position detector 5.
φ豐に応じて動作するようになっている。It operates according to φ.
磁極位置検出器5は磁極位置がモータlの位置に一致さ
れた回転子を有し、この回転子の回転を電磁的に検出し
て、第11図に示す矩形波の出力信号φυ、φV、φW
を出力するようになっている、それらの信号は180゜
ごとに反転するもので。The magnetic pole position detector 5 has a rotor whose magnetic pole position matches the position of the motor 1, and electromagnetically detects the rotation of this rotor to output rectangular wave output signals φυ, φV, as shown in FIG. φW
These signals are inverted every 180 degrees.
また120°ずつ位置がずれた関係になっている。Also, the positions are shifted by 120 degrees.
そこで、φU〜φ豐の“H”レベルと“L”レベルを“
1”と110”に対応づけ、それらによる3ビツトのア
ドレスを考えると、60°ごとの6個のアドレスが得ら
れる。いま、U相を基準とし、ROM6aの上記アドレ
スの各エリアに磁束位置θに相当する計数値Pco=P
c、を予め書き込んでおく。そして、読出し/書込み(
R/W)制御手段6bにより、φU〜φWに基づいて6
0°ごとにR/W信号をROM6aとU/Dカウンタ7
に出力させる。これにより、U/Dカウンタ7の計数値
Pcは常にSMの磁極位置Oに一致した内容に補正され
る。Therefore, the “H” level and “L” level of φU to φ
If we associate 1" and 110" and consider 3-bit addresses based on them, we can obtain 6 addresses for each 60°. Now, with the U phase as a reference, a count value Pco=P corresponding to the magnetic flux position θ is placed in each area of the above address of the ROM6a.
c, is written in advance. And read/write (
R/W) The control means 6b controls 6 based on φU to φW.
The R/W signal is sent to ROM6a and U/D counter 7 every 0°.
Output to . Thereby, the count value Pc of the U/D counter 7 is always corrected to match the magnetic pole position O of the SM.
上述したように、本実施例によれば、磁束位置検出に係
る手段及び電流フィードバック制御に係る各手段を最大
限共用化し、相違する手段のみ簡単な切換スイッチで選
択可能にしたことから、IMとSMの制御装置の設計、
製作が大幅に共通化でき、設計工数の低減、製作効率の
向上、コストの低減等の実用的効果が得られる。As described above, according to this embodiment, the means relating to magnetic flux position detection and the means relating to current feedback control are shared to the maximum extent possible, and only the different means can be selected with a simple changeover switch. Design of SM control device,
Manufacturing can be largely standardized, resulting in practical effects such as reduction in design man-hours, improvement in manufacturing efficiency, and cost reduction.
また、磁束位置θを検出するにあたり、回転角変換手段
Aを設けたことから、回転エンコーダの種類によって1
回転当りの出力パルス数Prが変っても、係数に工を変
更するだけで容易に合わせることが可能になり、制御装
置として、汎用性をも満すことができる。In addition, since the rotation angle converting means A is provided to detect the magnetic flux position θ, it is possible to
Even if the number of output pulses per rotation Pr changes, it can be easily adjusted by simply changing the coefficient, and the control device can also satisfy versatility.
なお、第1図実施例では、各手段等をハードウェアのイ
メージで示したが、マイクロコンピュータを適用してソ
フトウェアにより実現することが可能なことは勿論であ
る。In the embodiment of FIG. 1, each means is shown as a hardware image, but it goes without saying that it can be realized by software using a microcomputer.
ここで、マイクロコンピュータを用いて実現してなる好
適な実施例を第12図に示す。本実施例は、第1図実施
例の交流サーボモータの速度制御ASRと電流制御AC
Rに係る演算及び制御を、D S P (Digita
l Signal Processor)を用いてなる
スレーブマイコン40と、汎用のマイクロコンピュータ
を用いてなるホストマイコン41に役割を分担させるこ
とにより、より高速演算処理を可能にして、制御の応答
速度を高めるとともに、制御精度の向上を図ったもので
ある。すなわち、DSPは周知のように、加算と乗算を
同時に高速処理可能であるという利点を有する反面、一
般のデータ入出力処理や伝送処理には不向きであること
に鑑みたものである。Here, a preferred embodiment realized using a microcomputer is shown in FIG. This embodiment uses the speed control ASR and current control AC of the AC servo motor of the embodiment shown in FIG.
Calculation and control related to R are performed by DSP (Digital
By dividing the roles between a slave microcomputer 40 using a signal processor (Signal Processor) and a host microcomputer 41 using a general-purpose microcomputer, it is possible to perform faster arithmetic processing, increase control response speed, and improve control speed. This is intended to improve accuracy. That is, as is well known, DSP has the advantage of being able to simultaneously process addition and multiplication at high speed, but it is not suitable for general data input/output processing or transmission processing.
ホストマイコン41は演算と制御を行うCI) U42
を中心に、測定データエリア43、速度指令エリア44
、伝送フラグエリア45、PWM信号発生手段30dが
データバス46を介して接続されている・。測定手段4
7は第1図の磁極位置検出手段6、U/Dカウンタ7、
切換スイッチ12及び速度検出手段13を一括して表わ
したもので、回転エンコーダ4と磁極位置検出器5の出
力信号が入力され、これに基づいて検出した速度検出値
ωrとU/Dカウンタ7の計数値Pcがホストマイコン
41の測定データエリア43に格納されるようになって
いる。また、速度指令手段14から速度指令ωr本が速
度指令エリア44に格納されるようになっている。The host microcomputer 41 is a CI that performs calculations and control) U42
Centered around the measurement data area 43 and speed command area 44.
, the transmission flag area 45, and the PWM signal generating means 30d are connected via a data bus 46. Measuring means 4
7 is the magnetic pole position detection means 6, U/D counter 7, shown in FIG.
The changeover switch 12 and the speed detection means 13 are collectively represented, and the output signals of the rotary encoder 4 and the magnetic pole position detector 5 are inputted, and the detected speed value ωr and the U/D counter 7 are calculated based on the input signals. The count value Pc is stored in the measurement data area 43 of the host microcomputer 41. Further, speed commands ωr from the speed command means 14 are stored in the speed command area 44.
スレーブマイコン40は、トリガボー(・49、受信デ
ータエリア51、受信フラグエリア52、電流ボート5
8、演算手段54、データテーブル55、レジスタデー
タエリア53がデータバス50に接続されてなり、デー
タバス50はホストマイコン41のデータバス46に連
結されている。The slave microcomputer 40 has a trigger board (49, reception data area 51, reception flag area 52, current board 5).
8. A calculation means 54, a data table 55, and a register data area 53 are connected to a data bus 50, and the data bus 50 is connected to a data bus 46 of a host microcomputer 41.
演算手段54は受信データエリア51、レジスタデータ
エリア53.データテーブル55に内部バスで接続され
、さらにデータ振分はエリア56とソフトカウンタ57
に内部バスで接続されている。The calculation means 54 has a reception data area 51, a register data area 53 . It is connected to the data table 55 by an internal bus, and data is further distributed by an area 56 and a soft counter 57.
connected by an internal bus.
スレーブマイコン40とホストマイコン41の演算タイ
ミングは、ホストマイコン41に設けられたサンプリン
グタイマ48から出力されるトリガ信号TMOにより同
期がとられるようになっており、このトリガ1゛MOは
スレーブマイコン40のトリガボート49に入力される
。また、スレーブマイコン40の電流ボート58には、
モータ電流Iυ、IwをA/D変換器26でデジタル変
換された値が入力される。なお、第12図において一点
鎖線で囲った部分が、第1図の制御ボード101に対応
する。The calculation timings of the slave microcomputer 40 and the host microcomputer 41 are synchronized by a trigger signal TMO output from a sampling timer 48 provided in the host microcomputer 41. The signal is input to the trigger boat 49. In addition, the current boat 58 of the slave microcomputer 40 has
The values obtained by digitally converting the motor currents Iυ and Iw by the A/D converter 26 are input. Note that the portion surrounded by a dashed line in FIG. 12 corresponds to the control board 101 in FIG. 1.
このように構成される実施例の詳細な機能構成を、第1
3図に示したタイムチャートを参照しながら、動作とと
もに説明する。ホストマイコン41のCPU42は所定
のサンプリング周期T ACRごとに、測定手段47か
らU/Dカウンタの計数i[Pcを、サンプリング周期
TASRごとに検出速度ωrを取り込み、測定データエ
リア43に格納する。また、速度指令手段14からサン
プリング周期T ASRごとに速度指令02本を取り込
み、速度指令エリア44に格納する。スレーブマイコン
40はトリガボート49にトリガ信号TMOが入力され
たタイミングで、ホストマイコン41の測定データエリ
ア43と速度指令エリア44の各ブタを、データバス4
6と50を介して取り込み、受信データエリア51に格
納する。また、それに合わせて、伝送フラグエリア45
のデータを取り込み受信フラグエリア52に格納する。The detailed functional configuration of the embodiment configured as described above will be explained in the first section.
The operation will be explained with reference to the time chart shown in FIG. The CPU 42 of the host microcomputer 41 takes in the count i[Pc of the U/D counter from the measuring means 47 at every predetermined sampling period TACR, and the detected speed ωr at every sampling period TASR, and stores them in the measurement data area 43. Further, 02 speed commands are fetched from the speed command means 14 for each sampling period TASR and stored in the speed command area 44. At the timing when the trigger signal TMO is input to the trigger boat 49, the slave microcomputer 40 transfers each of the measurement data area 43 and speed command area 44 of the host microcomputer 41 to the data bus 4.
6 and 50 and stored in the received data area 51. In addition, in accordance with this, the transmission flag area 45
The data is taken in and stored in the reception flag area 52.
また、A/D変換器26からサンプリング周期T AC
Rごとにモータ電流Iu、Iwを電流ボート58を介し
て取り込む、そして、演算手段54は受信データエリア
51、電流データIu、 Iw、データテーブル55の
各データを用い、第1図実施例で説明した制御処理を行
う。すなわち、第1に検出速度ωrと速度指令02本の
偏差を零にすべく、q軸電流指令IQ本とd軸電流指令
ID*を調整し、これに基づいてインバータ2をPWM
制御するループからなる速度制御(ASR)を行う。第
2にモータ電流を検出して上記工Q*とDQ木をフィー
ドバック補正するループからなる電流制御(ACR)を
行なう。この電流制御には、U/Dカウンタ7を含む磁
束位置検出、すベリによる磁束位置の補正、及びs i
n (j / c o sθテーブルからの読出しが
含まれる。Further, the sampling period T AC is output from the A/D converter 26.
The motor currents Iu and Iw are taken in for each R via the current port 58, and the calculation means 54 uses the reception data area 51, the current data Iu and Iw, and the data in the data table 55, as described in the embodiment in FIG. Performs control processing. That is, first, in order to make the deviation between the detected speed ωr and the speed command 02 zero, the q-axis current command IQ and the d-axis current command ID* are adjusted, and based on this, the inverter 2 is set to PWM.
Speed control (ASR) consisting of a control loop is performed. Second, current control (ACR) is performed, which consists of a loop that detects the motor current and performs feedback correction on the above-mentioned Q* and DQ trees. This current control includes magnetic flux position detection including the U/D counter 7, correction of the magnetic flux position by sliding, and s i
n (j/cos θ table).
ところで、上述のような制御ループにおいて、モータの
速度変動は電流変動に対して緩慢であることから、”A
SR系のサンプリング周期TAsnはACR系のサンプ
リング周期TACRより長くしてよく、TAsu= n
A X TACR(但し、nAは整数)に設定する。By the way, in the above-mentioned control loop, since the speed fluctuation of the motor is slower than the current fluctuation, "A"
The sampling period TAsn of the SR system may be longer than the sampling period TACR of the ACR system, and TAsu=n
Set to A X TACR (where nA is an integer).
これにより、ASR系の演算処理とブタ転送にかかるス
レーブマイコン40の負荷を軽減して、高速処理を一層
向上させることが可能になる。また、PWM制御にかか
るキャリア周期Tcについては、T c = nuX
TACR(但し、nBは整数)に設定する。第1:3図
は、n^=3、jl 11=2に設定した例を示してい
る。これに合わせ、ホストマイコン41からスレーブマ
イコン40に送るASRに係るデータの転送は、A C
Rのサンプリング周期ごとに全部のデータを転送する必
要がなく、n6回に分割して転送すればよい。このため
、伝送データの数量と順序を定め、その順序を伝送フラ
グエリア45に記憶させておき、これに合わせて転送制
御するようにしている。分割して送られてきたASRデ
ータは、受信フラグエリア52のデータ内容を解読し、
これに合わせてブタ振分はエリア56に順序どうりに格
納される。This makes it possible to reduce the load on the slave microcomputer 40 related to ASR-related arithmetic processing and pig transfer, and further improve high-speed processing. Furthermore, regarding the carrier period Tc related to PWM control, T c = nuX
Set to TACR (where nB is an integer). FIG. 1:3 shows an example where n^=3 and jl 11=2. In line with this, the transfer of ASR-related data sent from the host microcomputer 41 to the slave microcomputer 40 is
It is not necessary to transfer all the data every sampling period of R, and it is sufficient to divide it into n6 times and transfer it. For this reason, the quantity and order of transmission data are determined, the order is stored in the transmission flag area 45, and the transfer is controlled accordingly. The ASR data that has been sent in pieces is decoded by the data content in the reception flag area 52.
In accordance with this, the pig allocations are stored in the area 56 in order.
そして、ソフトカウンタ57によりT ACRに基づい
てTASRをカウントし、そのタイムアツプに合わせて
A S Rの演算処理を実行する。又、’rAcrtご
とに実行されるACRの演算処理により得られたPWM
信号生成に係るレジスタUREGA、B等のデータは、
−旦送(9データエリア53に格納された後、データバ
ス50と46を介して、PWM信号発生手段30dの各
レジスタに転送される。Then, the software counter 57 counts the TASR based on the TACR, and executes the ASR arithmetic processing in accordance with the time-up. In addition, the PWM obtained by the ACR calculation process executed every 'rAcrt
The data of registers UREGA, B, etc. related to signal generation are as follows:
- Single transfer (9 After being stored in the data area 53, it is transferred to each register of the PWM signal generating means 30d via the data buses 50 and 46.
そして、ゲート回路30eはPWM信号発生手段30d
から出力される。I)WM信号ut、u2゜Vl、V2
.Wl、W2に基づいてグー1−信号U。The gate circuit 30e is a PWM signal generating means 30d.
is output from. I) WM signal ut, u2°Vl, V2
.. Goo 1-signal U based on Wl, W2.
v、w、x、y、zを生成して、インバータ2に出力す
る。なお、第13図ではU相分のみについて示している
が、他の相についても同様である。v, w, x, y, z are generated and output to the inverter 2. Although FIG. 13 shows only the U phase, the same applies to the other phases.
上述したように、第12図実施例によれば、制御に係る
測定データの入力処理(43)及びPWM信号発生手段
(30d)を汎用のマイクロコンピュータにより実行さ
せ、ASRとACRに係る主たる制御演算をDSPによ
り実行させるようにしたことから、第1図実施例の効果
に加え、演算速度を向上させて、制御の高速応答性を高
めることができ、精度の高いサーボモータ制御を実現で
きる。As described above, according to the embodiment in FIG. 12, the measurement data input processing (43) and the PWM signal generation means (30d) related to control are executed by a general-purpose microcomputer, and the main control calculations related to ASR and ACR are performed. Since this is executed by the DSP, in addition to the effects of the embodiment shown in FIG. 1, the calculation speed can be improved, the high-speed responsiveness of the control can be enhanced, and highly accurate servo motor control can be realized.
また、第13図に示したように、ASRとACRの制御
特性に鑑み、ASR制御の周期をACRの整数倍で行わ
せるようにしたことがら、スレーブマイコン40に係る
演算負荷が低減するとともに、データ転送を分割して行
うようにしていることから、データ転送時間を短縮でき
、−層応答速度の向上を図ることができる。Further, as shown in FIG. 13, in consideration of the control characteristics of ASR and ACR, the ASR control period is set to be an integral multiple of ACR, so that the calculation load on the slave microcomputer 40 is reduced, and Since the data transfer is performed in parts, the data transfer time can be shortened and the negative layer response speed can be improved.
なお、第12図実施例は、第1図実施例に係るIMとS
Mの共用化制御装置を実現するものとして説明したが、
本実施例の技術思想は共用化したものに限らず、IM又
は8M専用の制御装置に適用して、上記と同一の効果を
奏する。Note that the embodiment in FIG. 12 is based on the IM and S according to the embodiment in FIG.
Although it was explained as realizing a shared control device for M,
The technical concept of this embodiment is not limited to a shared device, but can be applied to a control device dedicated to IM or 8M to achieve the same effect as described above.
次に、第12図及び第13図で示した実施例の変形例に
ついて説明する。Next, a modification of the embodiment shown in FIGS. 12 and 13 will be described.
PWM制御手段により基準とする磁束位置は、第6図(
b)で説明したように、VQlkとID*により定まる
位相角δで補正した磁束φ2を用いた。ところが、第1
2図実施例のように、回転エンコーダ4で回転位置を検
出してから、測定手段47とホストマイコン41を介し
てスレーブマイコン40に転送し、ここで磁極位置θの
計算やPWM制御の計算を行い、その結果をホストマイ
コン41に転送して、インバータ2にゲートが出力され
るまでに、TDなる時間が費やされる。その間であって
・も、モータ1は回転しているので磁束位置αは誤差を
もつことになる。そこでこの誤差をDTHDを次式(1
1)で求め、式(12)によりαを補正する。The magnetic flux position used as a reference by the PWM control means is shown in Fig. 6 (
As explained in b), the magnetic flux φ2 corrected by the phase angle δ determined by VQlk and ID* was used. However, the first
As in the embodiment shown in FIG. 2, the rotational position is detected by the rotary encoder 4 and then transferred to the slave microcomputer 40 via the measuring means 47 and the host microcomputer 41, where the calculation of the magnetic pole position θ and the calculation of PWM control are performed. The time TD is spent until the result is transferred to the host microcomputer 41 and the gate is output to the inverter 2. Even during this period, since the motor 1 is rotating, the magnetic flux position α will have an error. Therefore, this error can be expressed as DTHD by the following formula (1
1), and correct α using equation (12).
DTHD:KDXTDX(,1r ・= (11
)α=θ+δ十DTHD ・・・(12)な
お、Koは回転速度を角度に変換する係数である。式(
12)により補正された磁束φ3の位置を第6図(c)
に示す。同図から判るように、モータ1のU相に加える
べき電圧ベクトルはV TU3となる。このような補正
をすることにより、モータの制御精度が一層向上する。DTHD:KDXTDX(,1r ・= (11
) α = θ + δ + DTHD (12) Note that Ko is a coefficient for converting the rotational speed into an angle. formula(
Figure 6(c) shows the position of magnetic flux φ3 corrected by 12).
Shown below. As can be seen from the figure, the voltage vector to be applied to the U phase of motor 1 is VTU3. By performing such correction, the control accuracy of the motor is further improved.
次に、PWM信号発生に係るUREGA、B等の′書き
換えタイミングについての変形例を第14図を用いて説
明する。UREGA、B等のデータは、第5図のPWM
信号発生手段のタイマU(又は、V、W)がクリヤされ
るTc周期ごとに書き換えるとして説明してきた。これ
に対し、第14図に示すように、UREGA、B等のデ
ータはT ACR周期で演算されることから、Tc周期
よりも短いTACR周期で書き換える方が、制御の応答
性が向上する。しかし、第5図の比較器A、Bはいわゆ
るコンベアマツチ型であるから、−Mしたときのみ出力
を反転する方式のものである。したがって、第14図(
、)に示した例のように、UREGAの内容がタイミン
グ■の時点の計算結果に書き換えられたとすると、最新
のデータが適切に反映されたPWM信号U2が出力され
る。しかし、書き換えられる内容がタイマUの値より小
さく、第14図(b)に示す関係の場合には、タイミン
グ■の時点で交叉するため、いわゆるコンベアマツチす
ることがない。そのため、PWM信号U2は時点■で反
転せず、これによりゲート信号Uも実線で示すものとな
り、エラーが発生してしまうことになる。この結果、第
14図(b)に示した期間TEでは、本来零ベクトルが
選択されるべきなのに、Vl (100)ベクトルが選
択されてしまい、モータ1に過電流が流れ、回転が不安
定になる。なお、上記のような問題は、A側のレジスタ
との関係においてのみ、問題となる。Next, a modified example of the rewriting timing of UREGA, B, etc. related to PWM signal generation will be described with reference to FIG. The data for UREGA, B, etc. is the PWM in Figure 5.
It has been explained that the timer U (or V, W) of the signal generating means is rewritten every Tc cycle when it is cleared. On the other hand, as shown in FIG. 14, since data such as UREGA and B are calculated in the TACR cycle, rewriting in the TACR cycle shorter than the Tc cycle improves control responsiveness. However, since the comparators A and B in FIG. 5 are of the so-called conveyor match type, they are of a type in which the output is inverted only when -M occurs. Therefore, Fig. 14 (
, ), if the contents of UREGA are rewritten to the calculation result at timing (3), the PWM signal U2 that appropriately reflects the latest data is output. However, if the content to be rewritten is smaller than the value of timer U and the relationship is as shown in FIG. 14(b), there will be no so-called conveyor match because they will cross at timing (3). Therefore, the PWM signal U2 is not inverted at time point (3), and as a result, the gate signal U also becomes as shown by the solid line, and an error occurs. As a result, in the period TE shown in FIG. 14(b), the Vl (100) vector is selected even though the zero vector should have been selected, causing an overcurrent to flow in the motor 1 and causing unstable rotation. Become. Note that the above-mentioned problem becomes a problem only in relation to the A-side register.
そこで、第15図に示すように、書換え時点におけるU
REGA; VREGA、WREGA(7)書き換えデ
ータが、その時点におけるタイマU、V。Therefore, as shown in FIG.
REGA; VREGA, WREGA (7) The rewritten data is the timer U, V at that time.
Wの値よりも大きいか小さいか判定し、大きいときのみ
書き換え髪実行するようにすれば、上記問題は解消され
る。すなわち、書き換えデータの値が小さいときは書き
換えを実行しない。これにより同一のキャリア周期Tc
内の第15図のタイミング■でPWM信号U2が゛反転
されることになる。The above problem can be solved by determining whether the value is larger or smaller than the value of W and rewriting only when it is larger. That is, when the value of the rewritten data is small, rewriting is not performed. As a result, the same carrier period Tc
The PWM signal U2 is inverted at timing 2 in FIG. 15.
以上説明したように、本発明によれば、簡単な切換えに
よりIMとSMに共用可能な交流サーボモータの制御装
置を提供することができる。この結果、装置の設計及び
製作の工数、が低減できるとともに、製作の効率を向上
してコストの低減を図ることができる、
また、前記交流モータが同期電動機の場合に、この同期
電動機に取付けられた磁極位置検出器から入力される特
定の磁極位置を表す信号に基づいて前記アップダウンカ
ウンタの計数値を修正する磁極位置検出回路を設け、こ
の磁極位置検出回路が切り換え手段により選択的に前記
アップダウンカウンタに接続可能にしたものによれば、
検出磁束位置の精度を向上させて、適切なSMの制御が
可能になる。As described above, according to the present invention, it is possible to provide an AC servo motor control device that can be used commonly by IM and SM by simple switching. As a result, it is possible to reduce the man-hours for designing and manufacturing the device, and also to improve manufacturing efficiency and reduce costs.Furthermore, when the AC motor is a synchronous motor, it is possible to A magnetic pole position detection circuit is provided for correcting the counted value of the up/down counter based on a signal representing a specific magnetic pole position inputted from a magnetic pole position detector, and this magnetic pole position detection circuit selectively adjusts the up/down counter by a switching means. According to what was made possible to connect to the down counter,
By improving the accuracy of the detected magnetic flux position, appropriate control of the SM becomes possible.
また、前記磁束位置検出手段に、前記アップダウンカウ
ンタの計数値に前記回転検出器から1回転当りに出力さ
れるパルス数を360°に対応させる変換係数を乗する
回転角変換手段を設けたものによれば、回転検出器の種
類が異なって、1回転当りのパルス数が異なったとして
も、係数を変えるだけで簡単に適応できる。Further, the magnetic flux position detection means is provided with rotation angle conversion means for multiplying the count value of the up-down counter by a conversion coefficient that makes the number of pulses output per rotation from the rotation detector correspond to 360 degrees. According to , even if the number of pulses per rotation is different due to a different type of rotation detector, it can be easily adapted by simply changing the coefficients.
一方、本発明の他の発明によれば、制御演算をデジタル
シグナルプロセッサからなるスレーブマイクロコンピュ
ータにより行うように役割を分担させたことから、汎用
のマイクロプロセッサ単独で構成するよりも演算速度が
速くなり、応答速度及び制御精度が向上する。その場合
において、また、前記PWM信号発生手段は、前記AC
Rサンプリング周期の2倍のキャリア周期ごとにリセッ
トされるタイマと一対のレジスタと一対の比較器とを各
相ごとに有してなり、前記PWMデータは前記インバー
タ各相のスイッチング素子をオンさせる時間幅を前記キ
ャリア周期の起点から規定してなる各相一対の時間デー
タからなり、この時間データの転送を、各一対の時間デ
ータのうち小さい時間データは前記タイマのリセットご
とに前記レジスタに転送するものとされ、また前記各一
対の時間データのうち大きい時間データは前記ACRサ
ンプリング周期ごとに当該時間データが転送時の前記タ
イマの幅よりも大きいときに実行するようにしたものに
よれば、制御精度及び応答速度が一層向上する。On the other hand, according to another invention of the present invention, the role of control calculations is shared by a slave microcomputer consisting of a digital signal processor, so that the calculation speed is faster than when configured with a general-purpose microprocessor alone. , response speed and control accuracy are improved. In that case, the PWM signal generating means also
Each phase has a timer that is reset every carrier period that is twice the R sampling period, a pair of registers, and a pair of comparators, and the PWM data is the time to turn on the switching elements of each phase of the inverter. Each phase consists of a pair of time data whose width is defined from the starting point of the carrier cycle, and the smaller time data of each pair of time data is transferred to the register each time the timer is reset. According to the control method, the larger time data of each pair of time data is executed when the time data is larger than the width of the timer at the time of transfer in each ACR sampling period. Accuracy and response speed are further improved.
また、本地の発明を前記IM/SM共用の制御装置に適
用することができ、これによればIM/SM共用制御装
置の応答速度及び制御精度を向−トさせることができる
。Further, the present invention can be applied to the IM/SM common control device, and thereby the response speed and control accuracy of the IM/SM common control device can be improved.
第1図は本発明の一実施例の全体構成図、第2図は第1
図のd軸電流指令発生手段の詳細構成図、第3図と第4
図は第1図のs i n fl / c o s &テ
ーブルを説明するための図、第5図は第1図のPWM制
御手段の詳細構成図、第6図と第7図と第8図はそ九ぞ
れ第1図実施例の動作を説明するためのベクトル図、第
9図はPWM制御の動作を説明するタイムチャート、第
10図と第11図は第1図磁極位置検出手段回りの詳細
構成図とその動作を説明するタイムチャート、第12図
は本発明の他の発明の一実施例の全体構成図、第13図
は第12図実施例の動作を説明するタイムチャー1〜、
第14図と第15図は変形例を説明するためのタイムチ
ャートである。
6・・磁極位置検出手段、7・・・アップダウンカウン
タ、8・・・回転角変換手段A、9・・・sinθ/c
osOテ〜プル、10・・・モード分はアドレス変換手
段、12,17.20・・切換手段、15・・・速度制
御手段、16・・dIIll電流指令発生手段、22す
べり演算手段、23・・・回転角変換手段B、27・・
・3/2相変換手段、28・・・q軸電流制御手段、2
9・・・d軸電流制御手段、3o・・PWM制御手段、
30d・・PWM信号発生手段、30e・・ゲート回路
、40・・スレーブマイクロコンピュータ、4トホスト
マイクロコンピュータ。FIG. 1 is an overall configuration diagram of an embodiment of the present invention, and FIG.
Detailed configuration diagram of the d-axis current command generating means shown in Figures 3 and 4.
The figure is a diagram for explaining the sin fl / cos & table in Figure 1, Figure 5 is a detailed configuration diagram of the PWM control means in Figure 1, and Figures 6, 7, and 8. Figure 1 is a vector diagram to explain the operation of the embodiment, Figure 9 is a time chart to explain the operation of PWM control, and Figures 10 and 11 are the magnetic pole position detection means shown in Figure 1. 12 is an overall configuration diagram of another embodiment of the present invention, and FIG. 13 is a time chart 1 to 1 explaining the operation of the embodiment shown in FIG. 12. ,
FIG. 14 and FIG. 15 are time charts for explaining a modified example. 6... Magnetic pole position detection means, 7... Up/down counter, 8... Rotation angle conversion means A, 9... sin θ/c
osO pull, 10... Address conversion means for mode, 12, 17. 20... Switching means, 15... Speed control means, 16... dIIll current command generation means, 22 Slip calculation means, 23. ...Rotation angle conversion means B, 27...
・3/2 phase conversion means, 28...q-axis current control means, 2
9...d-axis current control means, 3o...PWM control means,
30d: PWM signal generating means, 30e: gate circuit, 40: slave microcomputer, 4 host microcomputer.
Claims (1)
から入力されるパルスに基づいて交流モータの速度を検
出する速度検出手段と、前記パルスをアップダウンカウ
ンタにより計数して前記交流モータの磁束位置を検出す
る磁束位置検出手段と、前記検出速度と与えられる速度
指令との偏差を入力とし、この偏差に応じたq軸電流指
令を出力する速度制御手段と、このq軸電流指令を入力
としq軸電圧指令を生成して出力するq軸電流制御手段
と、前記検出速度を入力としこれに応じたd軸電流指令
と磁束の大きさとを出力するd軸電流指令発生手段と、
このd軸電流指令とd軸電流零指令の一方を選択する切
り換え手段と、この切り換え手段を介して前記d軸電流
指令又はd軸電流零指令を入力とし、この入力指令に応
じたd軸電圧指令を生成して出力するd軸電流制御手段
と、前記q軸電圧指令と前記d軸電圧指令と前記検出磁
束位置を入力とし前記交流モータに印加すべき電圧ベク
トルの組合せを選択し、この選択に基づいて前記交流モ
ータを駆動するインバータのゲート信号を生成して出力
するPWM制御手段と、前記交流モータの検出電流と前
記検出磁束位置とを入力としこの検出電流をq軸とd軸
の検出電流に変換して前記q軸と前記d軸の各電流制御
手段に負帰還する検出電流相変換手段と、前記磁束の大
きさと前記q軸電流指令とを入力としてすべり速度を求
め、このすべり速度に相当する磁束位置の回転角を求め
るすべり回転角演算手段と、このすべり回転角を前記検
出磁束位置に選択的に加算する切り換え手段とを備えて
なる交流サーボモータの制御装置。 2、前記磁束位置検出手段は、前記アップダウンカウン
タの計数値に前記回転検出器から1回転当りに出力され
るパルス数を360゜に対応させる変換計数を乗する回
転角変換手段を含んでなることを特徴とする請求項1記
載の交流サーボモータの制御装置。 3、前記交流モータが同期電動機の場合に、この同期電
動機に取り付けられた磁極位置検出器から入力される特
定の磁極位置を表す信号に基づいて前記アップダウンカ
ウンタの計数値を修正する磁極位置検出回路を設け、こ
の磁極位置検出回路が切り換え手段により選択的に前記
アップダウンカウンタに接続可能にされたことを特徴と
する請求項1、2いずれかに記載の交流サーボモータの
制御装置。 4、制御対象の交流モータの検出速度を与えられる速度
指令に一致させるべく、前記交流モータのq軸電流指令
とd軸電流指令を求め、これらの電流指令に基づいてP
WM制御によりインバータが発生すべき電圧ベクトルの
組合せと時間幅からなるPWMデータを求め、このPW
Mデータを前記インバータのゲート信号を生成するPW
M信号発生手段に出力する速度制御手段と、前記交流モ
ータの検出電流をq軸成分とd軸成分とに変換して前記
q軸電流指令とd軸電流指令とをそれぞれ補正する電流
制御手段とを含んでなる交流サーボモータの制御装置を
、汎用マイクロプロセッサを用いてなるホストマイクロ
コンピュータと、デジタルシグナルプロセッサを用いて
なるスレーブマイクロコンピュータとを含んで構成し、 前記スレーブマイクロコンピュータは前記速度制御手段
と前記電流制御手段にかかる制御演算を行うものとし、
前記ホストマイクロコンピュータは該制御演算に必要な
検出速度と速度指令等の測定データのサンプリングと、
前記PWMデータを前記PWM制御信号発生手段に出力
することを行うものとしたことを特徴とする交流サーボ
モータの制御装置。 5、前記制御演算のサンプリング周期は、前記電流制御
手段にかかるACRサンプリング周期を基準にして、前
記PWM制御にかかるキャリア周期と前記速度制御手段
にかかるASRサンプリング周期をそれぞれ整数倍に設
定したことを特徴とする請求項4記載の交流サーボモー
タの制御装置。 6、前記ホストマイクロコンピュータと前記スレーブマ
イクロコンピュータ相互間のデータ伝送は、前記速度制
御手段にかかる測定データを除いて前記ACRサンプリ
ング周期ごとに行うものとし、前記速度制御手段にかか
る制御演算は前記整数分の1に分割して前記ACRサン
プリング周期ごとに実行し、該分割された制御演算の内
容に必要な測定データを前記ホストマイクロコンピュー
タから前記ACRサンプリング周期ごとに前記整数分の
1に分割して伝送することを特徴とする請求項4記載の
交流サーボモータの制御装置。 7、前記PWM信号発生手段は、前記ACRサンプリン
グ周期の2倍のキャリア周期ごとにリセットされるタイ
マと一対のレジスタと一対の比較器とを各相ごとに有し
てなり、前記PWMデータは前記インバータ各相のスイ
ッチング素子をオンさせる時間幅を前記キャリア周期の
起点から規定してなる各相一対の時間データからなり、
該各一対のデータは前記タイマのリセットごとに前記レ
ジスタに転送されることを特徴とする請求項4、5、6
いずれかに記載の交流サーボモータの制御装置。 8、前記PWM信号発生手段は、前記ACRサンプリン
グ周期の2倍のキャリア周期ごとにリセットされるタイ
マと一対のレジスタと一対の比較器とを各相ごとに有し
てなり、前記PWMデータは前記インバータ各相のスイ
ッチング素子をオンさせる時間幅を前記キャリア周期の
起点から規定してなる各相一対の時間データからなり、
該各一対の時間データのうち小さい時間データは前記タ
イマのリセットごとに前記レジスタに転送するものとさ
れ、また前記各一対の時間データのうち大きい時間デー
タは前記ACRサンプリング周期ごとに当該時間データ
が転送時の前記タイマの値よりも大きいときに実行する
ことを特徴とする請求項4、5、6いずれかに記載の交
流サーボモータの制御装置。 9、制御対象の交流モータに取り付けられた回転検出器
から入力されるパルスに基づいて交流モータの速度を検
出する速度検出手段と、前記パルスをアップダウンカウ
ンタにより計数して前記交流モータの磁束位置を検出す
る磁束位置検出手段と、前記検出速度と与えられる速度
指令との偏差を入力とし、この偏差に応じたq軸電流指
令を出力する速度制御手段と、このq軸電流指令を入力
としq軸電圧指令を生成して出力するq軸電流制御手段
と、前記検出速度を入力としこれに応じたd軸電流指令
と磁束の大きさとを出力するd軸電流指令発生手段と、
このd軸電流指令とd軸電流零指令の一方を選択する切
り換え手段と、この切り換え手段を介して前記d軸電流
指令又はd軸電流零指令を入力とし、この入力指令に応
じたd軸電圧指令を生成して出力するd軸電流制御手段
と、前記q軸電圧指令と前記d軸電圧指令と前記検出磁
束位置を入力とし前記交流モータに印加すべき電圧ベク
トルの組合せを選択し、この選択に基づいて前記交流モ
ータを駆動するインバータのゲート信号を生成して出力
するPWM制御手段と、前記交流モータの検出電流と前
記検出磁束位置とを入力としこの検出電流をq軸とd軸
の検出電流に変換して前記q軸と前記d軸の各電流制御
手段に負帰還する検出電流相変換手段と、前記磁束の大
きさと前記q軸電流指令とを入力としてすべり速度を求
め、このすべり速度に相当する磁束位置の回転角を求め
るすべり回転角演算手段と、このすべり回転角を前記検
出磁束位置に選択的に加算する切り換え手段とを備えて
なる交流サーボモータの制御装置であって、 前記速度制御手段と、前記q軸電流制御手段と、前記d
軸電流指令発生手段と、前記d軸電流制御手段と、前記
PWM制御手段のうち電圧ベクトルを選択する部分と、
前記検出電流相変換手段と、前記すべり回転角演算手段
と、前記各切り換え手段とがデジタルシグナルプロセッ
サを用いて形成され、前記速度検出手段と前記磁束位置
検出手段からの検出データの取り込みと、前記電圧ベク
トルの選択データをPWMのゲート信号を生成するゲー
ト回路に出力することを汎用のマイクロプロセッサによ
り行うことを特徴とする交流サーボモータの制御装置。 10、前記PWM制御は、前記電圧ベクトルの組合せを
選択して前記ゲート信号を生成するにあたり、基準とす
る前記検出磁束位置に、すくなくとも当該磁束位置を検
出してから前記ゲート信号を出力するまでの時間遅れに
相当する位相を加算して補正することを特徴とする請求
項1、2、3、4、5、6、7、8、9いずれかに記載
の交流サーボモータの制御装置。[Claims] 1. Speed detection means for detecting the speed of the AC motor based on pulses input from a rotation detector attached to the AC motor to be controlled, and counting the pulses by an up/down counter. a magnetic flux position detection means for detecting the magnetic flux position of the AC motor; a speed control means for inputting a deviation between the detected speed and a given speed command and outputting a q-axis current command according to this deviation; q-axis current control means that takes the current command as input and generates and outputs a q-axis voltage command; and d-axis current command generation means that takes the detected speed as input and outputs a d-axis current command and magnetic flux size in accordance therewith. and,
A switching means for selecting one of the d-axis current command and the d-axis current zero command, and inputting the d-axis current command or the d-axis current zero command through this switching means, and adjusting the d-axis voltage according to the input command. A d-axis current control means that generates and outputs a command, the q-axis voltage command, the d-axis voltage command, and the detected magnetic flux position as inputs, selects a combination of voltage vectors to be applied to the AC motor, and selects the combination of the voltage vector to be applied to the AC motor. a PWM control means that generates and outputs a gate signal for an inverter that drives the AC motor based on the AC motor; a detection current phase conversion means that converts the current into a current and provides negative feedback to each of the current control means of the q-axis and the d-axis, and calculates a sliding speed by inputting the magnitude of the magnetic flux and the q-axis current command, and calculates the sliding speed. A control device for an AC servo motor, comprising a slip rotation angle calculation means for determining a rotation angle of a magnetic flux position corresponding to the rotation angle, and a switching means for selectively adding this slip rotation angle to the detected magnetic flux position. 2. The magnetic flux position detection means includes rotation angle conversion means for multiplying the count value of the up-down counter by a conversion factor that makes the number of pulses output per rotation from the rotation detector correspond to 360 degrees. The control device for an AC servo motor according to claim 1, characterized in that: 3. When the AC motor is a synchronous motor, magnetic pole position detection for correcting the count value of the up/down counter based on a signal representing a specific magnetic pole position input from a magnetic pole position detector attached to the synchronous motor. 3. The control device for an AC servo motor according to claim 1, wherein a circuit is provided, and the magnetic pole position detection circuit can be selectively connected to the up/down counter by a switching means. 4. In order to match the detected speed of the AC motor to be controlled with the given speed command, obtain the q-axis current command and d-axis current command of the AC motor, and calculate P based on these current commands.
PWM data consisting of the combination of voltage vectors and time width that the inverter should generate through WM control is obtained, and this PWM data is
PW that generates the gate signal of the inverter using the M data.
a speed control means for outputting to the M signal generation means; and a current control means for converting the detected current of the AC motor into a q-axis component and a d-axis component to respectively correct the q-axis current command and the d-axis current command. A control device for an AC servo motor comprising: a host microcomputer using a general-purpose microprocessor; and a slave microcomputer using a digital signal processor, the slave microcomputer controlling the speed control means. and performs control calculations related to the current control means,
The host microcomputer samples measurement data such as detected speed and speed command necessary for the control calculation,
A control device for an AC servo motor, characterized in that the PWM data is output to the PWM control signal generating means. 5. The sampling period of the control calculation is set to an integer multiple of the carrier period of the PWM control and the ASR sampling period of the speed control means, respectively, based on the ACR sampling period of the current control means. The control device for an AC servo motor according to claim 4. 6. Data transmission between the host microcomputer and the slave microcomputer, except for measurement data applied to the speed control means, shall be carried out every ACR sampling period, and control calculations applied to the speed control means shall be performed using the integer number. The measured data necessary for the content of the divided control calculations is divided into 1/1 integer parts for each ACR sampling period from the host microcomputer. 5. The control device for an AC servo motor according to claim 4, wherein the control device transmits the information. 7. The PWM signal generating means includes a timer that is reset every carrier period twice the ACR sampling period, a pair of registers, and a pair of comparators for each phase, and the PWM data is Consisting of a pair of time data for each phase that defines the time width for turning on the switching elements of each phase of the inverter from the starting point of the carrier cycle,
Claims 4, 5, and 6, wherein each pair of data is transferred to the register each time the timer is reset.
A control device for an AC servo motor according to any one of the above. 8. The PWM signal generating means includes a timer that is reset every carrier period twice the ACR sampling period, a pair of registers, and a pair of comparators for each phase, and the PWM data is Consisting of a pair of time data for each phase that defines the time width for turning on the switching elements of each phase of the inverter from the starting point of the carrier cycle,
The smaller time data of each pair of time data is transferred to the register each time the timer is reset, and the larger time data of each pair of time data is transferred to the register at each ACR sampling period. 7. The control device for an AC servo motor according to claim 4, wherein the control device executes the transfer when the value is larger than the value of the timer at the time of transfer. 9. Speed detection means for detecting the speed of the AC motor based on pulses input from a rotation detector attached to the AC motor to be controlled; and counting the pulses with an up/down counter to determine the magnetic flux position of the AC motor. a magnetic flux position detection means for detecting the q-axis current command; a speed control means for inputting the deviation between the detected speed and the given speed command and outputting a q-axis current command according to this deviation; q-axis current control means for generating and outputting an axis voltage command; d-axis current command generation means for receiving the detected speed as input and outputting a d-axis current command and magnetic flux size in accordance therewith;
A switching means for selecting one of the d-axis current command and the d-axis current zero command, and inputting the d-axis current command or the d-axis current zero command through this switching means, and adjusting the d-axis voltage according to the input command. A d-axis current control means that generates and outputs a command, the q-axis voltage command, the d-axis voltage command, and the detected magnetic flux position as inputs, selects a combination of voltage vectors to be applied to the AC motor, and selects the combination of the voltage vector to be applied to the AC motor. a PWM control means that generates and outputs a gate signal for an inverter that drives the AC motor based on the AC motor; a detection current phase conversion means that converts the current into a current and provides negative feedback to each of the current control means of the q-axis and the d-axis, and calculates a sliding speed by inputting the magnitude of the magnetic flux and the q-axis current command, and calculates the sliding speed. A control device for an AC servo motor, comprising a slip rotation angle calculation means for calculating a rotation angle of a magnetic flux position corresponding to the magnetic flux position, and a switching means for selectively adding this slip rotation angle to the detected magnetic flux position, the control device comprising: speed control means, the q-axis current control means, and the d
an axis current command generation means, the d-axis current control means, and a portion of the PWM control means that selects a voltage vector;
The detection current phase conversion means, the slip rotation angle calculation means, and each switching means are formed using a digital signal processor, and the detection data from the speed detection means and the magnetic flux position detection means are taken in, and the 1. A control device for an AC servo motor, characterized in that a general-purpose microprocessor outputs voltage vector selection data to a gate circuit that generates a PWM gate signal. 10. When the PWM control selects the combination of the voltage vectors and generates the gate signal, the detected magnetic flux position is set as a reference at least from the time when the magnetic flux position is detected to when the gate signal is output. The control device for an AC servo motor according to any one of claims 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, and 9, characterized in that the correction is performed by adding a phase corresponding to a time delay.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2152470A JP2668050B2 (en) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | Control device for AC servomotor |
Applications Claiming Priority (1)
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JP2152470A JP2668050B2 (en) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | Control device for AC servomotor |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0446582A true JPH0446582A (en) | 1992-02-17 |
JP2668050B2 JP2668050B2 (en) | 1997-10-27 |
Family
ID=15541220
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---|---|---|---|
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