JPH04298117A - 励振回路 - Google Patents
励振回路Info
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- JPH04298117A JPH04298117A JP3188474A JP18847491A JPH04298117A JP H04298117 A JPH04298117 A JP H04298117A JP 3188474 A JP3188474 A JP 3188474A JP 18847491 A JP18847491 A JP 18847491A JP H04298117 A JPH04298117 A JP H04298117A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0175—Coupling arrangements; Interface arrangements
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/01—Modifications for accelerating switching
- H03K19/013—Modifications for accelerating switching in bipolar transistor circuits
- H03K19/0136—Modifications for accelerating switching in bipolar transistor circuits by means of a pull-up or down element
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0008—Arrangements for reducing power consumption
- H03K19/001—Arrangements for reducing power consumption in bipolar transistor circuits
-
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- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/003—Modifications for increasing the reliability for protection
- H03K19/00346—Modifications for eliminating interference or parasitic voltages or currents
- H03K19/00353—Modifications for eliminating interference or parasitic voltages or currents in bipolar transistor circuits
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は論理信号を母線を経て伝
送するための励振回路に関し、特にこのような励振回路
が同時に接続される母線に関する。
送するための励振回路に関し、特にこのような励振回路
が同時に接続される母線に関する。
【0002】
【従来の技術】従来形の励振回路は、母線に接続するた
めの出力端子と、第1電圧線に接続するための第1供給
端子と、励振回路の第1の状態で出力を導通させるため
に出力端子から第1供給端子まで電流経路を確立する第
1励振器と、第1励振装置に制御電流を供給するための
制御装置とを備えている。
めの出力端子と、第1電圧線に接続するための第1供給
端子と、励振回路の第1の状態で出力を導通させるため
に出力端子から第1供給端子まで電流経路を確立する第
1励振器と、第1励振装置に制御電流を供給するための
制御装置とを備えている。
【0003】このような回路は母線のキャパシタンス、
電圧変動の大きさ及び出力電流の大きさによって定めら
れる期間中に母線上で所望の電圧変動を生ずることがで
きる。通信速度を高めるために利用できる3つの手段と
は、i)励振器の電流容量を高め、ii)母線のキャパ
シタンスを縮減し、iii )必要な電圧変動を縮減す
ることである。
電圧変動の大きさ及び出力電流の大きさによって定めら
れる期間中に母線上で所望の電圧変動を生ずることがで
きる。通信速度を高めるために利用できる3つの手段と
は、i)励振器の電流容量を高め、ii)母線のキャパ
シタンスを縮減し、iii )必要な電圧変動を縮減す
ることである。
【0004】これらの3つの手段の組合せによってより
高い動作速度を追求する標準的な母線システムの例はI
EEE規格896.1に規定のフューチャー母線+シス
テムである。これらの手段の一つ又は組合せによって高
速度通信を行うために他の多くの標準形の適正な母線シ
ステムが追求されており、将来にわたって追求され続け
るであろう。
高い動作速度を追求する標準的な母線システムの例はI
EEE規格896.1に規定のフューチャー母線+シス
テムである。これらの手段の一つ又は組合せによって高
速度通信を行うために他の多くの標準形の適正な母線シ
ステムが追求されており、将来にわたって追求され続け
るであろう。
【0005】このようなシステムでは、一層高い出力電
流が指定される。このような高い電流によって不可避的
に生ずる電力(熱)散逸は単一の集積回路(チップ)内
に単数又は複数の励振回路を含めることを望む場合には
制約になる。制御回路によって電力散逸が付加され、前
記の制約が更に厳しくなることがある。例えば、双極ト
ランジスタによってコンパクトな、高電流励振器が可能
になるが、そのオン状態を維持するにはかなりの制御電
流が必要になる。このような制御電流を供給する際の電
力散逸はチップの全電力散逸の大部分に達する場合があ
る。
流が指定される。このような高い電流によって不可避的
に生ずる電力(熱)散逸は単一の集積回路(チップ)内
に単数又は複数の励振回路を含めることを望む場合には
制約になる。制御回路によって電力散逸が付加され、前
記の制約が更に厳しくなることがある。例えば、双極ト
ランジスタによってコンパクトな、高電流励振器が可能
になるが、そのオン状態を維持するにはかなりの制御電
流が必要になる。このような制御電流を供給する際の電
力散逸はチップの全電力散逸の大部分に達する場合があ
る。
【0006】個々の励振回路が起動していない場合は、
それは母線に接続された別の励振回路の付加の一部にな
る。残念なことに高電流励振装置と、双極トランジスタ
は特に大きい出力キャパシタンスを有する傾向がある。 これらのキャパシタンスを母線に結合すると高い出力電
流から利得される速度上の利点が消失する。正に、個々
の回路の出力キャパシタンスは母線の全キャパシタンス
に負の貢献しかもたらさないので、母線の性能は接続さ
れるモジュールの数には関わりない。
それは母線に接続された別の励振回路の付加の一部にな
る。残念なことに高電流励振装置と、双極トランジスタ
は特に大きい出力キャパシタンスを有する傾向がある。 これらのキャパシタンスを母線に結合すると高い出力電
流から利得される速度上の利点が消失する。正に、個々
の回路の出力キャパシタンスは母線の全キャパシタンス
に負の貢献しかもたらさないので、母線の性能は接続さ
れるモジュールの数には関わりない。
【0007】励振回路の出力キャパシタンスのその他の
結果として、励振回路を“起動時”母線(すなわち別の
励振器と受信器が通信している励振器)に接続する場合
に必ずある程度のノイズを誘発することがある。従って
起動時母線に急速に接続された新たな回路モジュールに
よって別のモジュール用のデータの損失、もしくはシス
テム全体の故障すら生ずることがある。多くのモジュラ
・データ処理システムは処理制御及び電話交換のような
精密な、実時間の用途で利用されるので、新たなモジュ
ールの帯電したままの挿入が望ましいが、一方、データ
損失又はシステムの故障の結果は極めて重大である。母
線上での論理レベル間の電圧変動を縮減すると、受信モ
ジュールの固有のノイズ耐性が縮減するという犠牲だけ
で速度が高まることに注目されたい。
結果として、励振回路を“起動時”母線(すなわち別の
励振器と受信器が通信している励振器)に接続する場合
に必ずある程度のノイズを誘発することがある。従って
起動時母線に急速に接続された新たな回路モジュールに
よって別のモジュール用のデータの損失、もしくはシス
テム全体の故障すら生ずることがある。多くのモジュラ
・データ処理システムは処理制御及び電話交換のような
精密な、実時間の用途で利用されるので、新たなモジュ
ールの帯電したままの挿入が望ましいが、一方、データ
損失又はシステムの故障の結果は極めて重大である。母
線上での論理レベル間の電圧変動を縮減すると、受信モ
ジュールの固有のノイズ耐性が縮減するという犠牲だけ
で速度が高まることに注目されたい。
【0008】米国特許明細書第4,415,817 号
は双極励振トランジスタと、双極制御トランジスタと複
数個の出力ダイオードを備えた論理回路を開示している
。各々の出力ダイオードが出力電流をそれぞれの別の論
理回路へと搬送する。出力ダイオードはこれらの別の回
路を互いに絶縁し、かつ、論理回路の高度の“論理出力
”(論理回路により励振可能である入力数)を提供する
ために備えられる。
は双極励振トランジスタと、双極制御トランジスタと複
数個の出力ダイオードを備えた論理回路を開示している
。各々の出力ダイオードが出力電流をそれぞれの別の論
理回路へと搬送する。出力ダイオードはこれらの別の回
路を互いに絶縁し、かつ、論理回路の高度の“論理出力
”(論理回路により励振可能である入力数)を提供する
ために備えられる。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は前述の
問題点のひとつ又はそれ以上を解決し、母線用の改良さ
れた励振回路を提供することである。
問題点のひとつ又はそれ以上を解決し、母線用の改良さ
れた励振回路を提供することである。
【0010】
【課題を解決するための手段】本発明は第1の側面では
多重レベルのデータ信号を搬送する母線に接続するため
の出力端子と、該出力端子を母線に接続する前に出力端
子にて、励振回路の動作中に出力端子にある電圧レベル
範囲にほぼ等しい電圧レベルに電圧を設定するためのプ
レ・バイアス装置とを備えるものである。
多重レベルのデータ信号を搬送する母線に接続するため
の出力端子と、該出力端子を母線に接続する前に出力端
子にて、励振回路の動作中に出力端子にある電圧レベル
範囲にほぼ等しい電圧レベルに電圧を設定するためのプ
レ・バイアス装置とを備えるものである。
【0011】このような励振回路の起動状態での挿入中
に発生するノイズは中間電圧と母線に実際にある電圧と
の間での電圧振動の縮減により減小する。このような励
振回路が母線からの出力電流を回路を供給端子に導通す
るための励振器を備えている場合、回路の出力キャパシ
タンスは励振器と直列である第1部品と、励振器と並列
である第2部品とを備えた励振回路の出力キャパシタン
スとを備え、一方、バイアス装置は出力キャパシタンス
の第1と第2部品の間の電荷の分割によって出力端子が
中間レベルに充電されるように出力キャパシタンスの第
1及び第2部品を所定のレベルまで直列に充電する装置
を備えている。
に発生するノイズは中間電圧と母線に実際にある電圧と
の間での電圧振動の縮減により減小する。このような励
振回路が母線からの出力電流を回路を供給端子に導通す
るための励振器を備えている場合、回路の出力キャパシ
タンスは励振器と直列である第1部品と、励振器と並列
である第2部品とを備えた励振回路の出力キャパシタン
スとを備え、一方、バイアス装置は出力キャパシタンス
の第1と第2部品の間の電荷の分割によって出力端子が
中間レベルに充電されるように出力キャパシタンスの第
1及び第2部品を所定のレベルまで直列に充電する装置
を備えている。
【0012】出力キャパシタンスの第1部品は例えば励
振器と出力端子との間の出力電流の経路に接続された出
力ダイオードの逆バイアス・キャパシタコンスを含んで
いる。出力キャパシタンスの第2部品は例えば静電放電
防護素子のキャパシタンスを含んでいる。
振器と出力端子との間の出力電流の経路に接続された出
力ダイオードの逆バイアス・キャパシタコンスを含んで
いる。出力キャパシタンスの第2部品は例えば静電放電
防護素子のキャパシタンスを含んでいる。
【0013】本発明は第2の側面では、冒頭の第2節に
記載された素子を備え、かつ、励振回路の第2状態で出
力端子から第1励振器を絶縁するために出力電流の経路
に接続された出力ダイオードとを備え、制御装置は出力
端子から第1励振器用の制御電流を引き込むように出力
ダイオードを越えて出力端子に接続されている。出力ダ
イオードは第2状態で逆バイアス状態になり、それによ
って励振器の大キャパシタンスと直列の小キャパシタン
スとして機能し、回路の全体の出力キャパシタンスを縮
減する。同時に、制御電圧が出力ダイオードを越えて出
力端子から引き込まれることは、制御電流による電力散
逸の一部又は全部が励振回路の外部で生じ、集積回路に
おいて励振回路をパッケージする上での制約がある程度
弱まることを意味する。
記載された素子を備え、かつ、励振回路の第2状態で出
力端子から第1励振器を絶縁するために出力電流の経路
に接続された出力ダイオードとを備え、制御装置は出力
端子から第1励振器用の制御電流を引き込むように出力
ダイオードを越えて出力端子に接続されている。出力ダ
イオードは第2状態で逆バイアス状態になり、それによ
って励振器の大キャパシタンスと直列の小キャパシタン
スとして機能し、回路の全体の出力キャパシタンスを縮
減する。同時に、制御電圧が出力ダイオードを越えて出
力端子から引き込まれることは、制御電流による電力散
逸の一部又は全部が励振回路の外部で生じ、集積回路に
おいて励振回路をパッケージする上での制約がある程度
弱まることを意味する。
【0014】これに対して、米国特許明細書第4,41
5,817 号の論理回路内の制御トランジスタは励振
トランジスタ用の制御電流を抵抗を介して論理回路の出
力端子からではなく、内部の電流供給端子から引き込む
。従って、前記の公知の論理回路内の制御電流は論理回
路パッケージ内での電力の散逸に完全に加担する。公知
の論理回路は単一の出力ダイオードを経て高速母線を励
振するのに適しているものとは記載されていない。出力
ダイオードの高周波(容量)特性は米国特許明細書第4
,415,817 号には記載されていない。
5,817 号の論理回路内の制御トランジスタは励振
トランジスタ用の制御電流を抵抗を介して論理回路の出
力端子からではなく、内部の電流供給端子から引き込む
。従って、前記の公知の論理回路内の制御電流は論理回
路パッケージ内での電力の散逸に完全に加担する。公知
の論理回路は単一の出力ダイオードを経て高速母線を励
振するのに適しているものとは記載されていない。出力
ダイオードの高周波(容量)特性は米国特許明細書第4
,415,817 号には記載されていない。
【0015】出力ダイオードはショットキ・ダイオード
でよい。ショットキ・ダイオードのキャパシタンスはp
−nダイオードのそれよりも低いので、絶縁がより優れ
ている。ショットキ・ダイオードの順方向電圧低下が低
いことによってもある種の設計上の制約がなくなり、オ
ン・チップ電力散逸の縮減役立つ。制御装置は双極トラ
ンジスタが第1の状態で飽和することが防止され、むし
ろ第1電圧源に対する所定の電圧を出力端子で保持する
ような特性抵抗を有することができる。この電圧設定機
構は出力電圧の動揺を低くすることを補助することがで
きる。
でよい。ショットキ・ダイオードのキャパシタンスはp
−nダイオードのそれよりも低いので、絶縁がより優れ
ている。ショットキ・ダイオードの順方向電圧低下が低
いことによってもある種の設計上の制約がなくなり、オ
ン・チップ電力散逸の縮減役立つ。制御装置は双極トラ
ンジスタが第1の状態で飽和することが防止され、むし
ろ第1電圧源に対する所定の電圧を出力端子で保持する
ような特性抵抗を有することができる。この電圧設定機
構は出力電圧の動揺を低くすることを補助することがで
きる。
【0016】ドレン・ソース経路が出力端子と双極トラ
ンジスタのベースの間に接続されている絶縁ゲート電界
効果形トランジスタから制御装置が構成されている実施
例では、ドレン・ソースのオン抵抗は制御装置の特性イ
ンピーダンスを構成することができる。絶縁ゲート・ト
ランジスタを使用することによって、付加的な電力散逸
を縮減することができ、かつ、所定の電圧の温度補償を
行うように設計することができる。
ンジスタのベースの間に接続されている絶縁ゲート電界
効果形トランジスタから制御装置が構成されている実施
例では、ドレン・ソースのオン抵抗は制御装置の特性イ
ンピーダンスを構成することができる。絶縁ゲート・ト
ランジスタを使用することによって、付加的な電力散逸
を縮減することができ、かつ、所定の電圧の温度補償を
行うように設計することができる。
【0017】回路は更に第2の状態で双極トランジスタ
のベースをそのトランジスタのエミッタの電圧の方向に
引っ張るための能動オフ・切り換え装置を備えることが
できる。それによって、励振トランジスタの急速なオフ
切り換えが可能である。能動オフ切り換え装置はトラン
ジスタを再び急速にオンに切り換えることができるよう
に双極トランジスタのベースの所定電圧を☆するための
装置を備えることができる。
のベースをそのトランジスタのエミッタの電圧の方向に
引っ張るための能動オフ・切り換え装置を備えることが
できる。それによって、励振トランジスタの急速なオフ
切り換えが可能である。能動オフ切り換え装置はトラン
ジスタを再び急速にオンに切り換えることができるよう
に双極トランジスタのベースの所定電圧を☆するための
装置を備えることができる。
【0018】励振回路は更に第2電圧源に接続される第
2供給端子と、第2の状態で出力端子から離れている出
力ダイオードの電極での電圧を第2電圧源の方向に引っ
張り、出力ダイオードに逆バイアスをかけるための第2
励振器とを備えることができる。第2の能動励振器は例
えば単なる抵抗器よりも迅速に回路を第2の状態にする
ことができる。第2励振器は第2の状態での出力ダイオ
ードにかけられる逆バイアスを制限する装置を含むこと
ができる。
2供給端子と、第2の状態で出力端子から離れている出
力ダイオードの電極での電圧を第2電圧源の方向に引っ
張り、出力ダイオードに逆バイアスをかけるための第2
励振器とを備えることができる。第2の能動励振器は例
えば単なる抵抗器よりも迅速に回路を第2の状態にする
ことができる。第2励振器は第2の状態での出力ダイオ
ードにかけられる逆バイアスを制限する装置を含むこと
ができる。
【0019】本発明は第3の側面では、−母線に接続す
るための出力端子と、 −第1電圧源に接続するための第1供給端子と、−励振
回路の第1状態で出力電流を導通させるために出力端子
から第1供給端子への電流経路を確立するための第1励
振器と、 −励振回路の第2状態で出力端子から第1励振器を絶縁
するために出力電流の経路に接続された出力ダイオード
と、 −出力端子を母線に接続する前に出力ダイオードに逆バ
イアスをくわえるプレバイアス装置とから成る励振回路
である。
るための出力端子と、 −第1電圧源に接続するための第1供給端子と、−励振
回路の第1状態で出力電流を導通させるために出力端子
から第1供給端子への電流経路を確立するための第1励
振器と、 −励振回路の第2状態で出力端子から第1励振器を絶縁
するために出力電流の経路に接続された出力ダイオード
と、 −出力端子を母線に接続する前に出力ダイオードに逆バ
イアスをくわえるプレバイアス装置とから成る励振回路
である。
【0020】母線への接続の前に出力ダイオードに確実
に逆バイアスを加えることによって、プレバイアス装置
は起動状態での挿入中にダイオードが励振器の大きいキ
ャパシタンスを母線から絶縁できるようにする。プレバ
イアス装置はバイアス電圧源に接続するためのバイアス
供給端子を備えることができ、このバイアス電圧源は出
力端子を母線に接続する前に接続され、起動する。バイ
アス電圧源は例えばバッテリー、又は回路モジュールを
起動中の母線システムに接続中に別のコネクタ・ピンが
接触する前に接触するように設計されたコネクタ・ピン
から成ることができる。
に逆バイアスを加えることによって、プレバイアス装置
は起動状態での挿入中にダイオードが励振器の大きいキ
ャパシタンスを母線から絶縁できるようにする。プレバ
イアス装置はバイアス電圧源に接続するためのバイアス
供給端子を備えることができ、このバイアス電圧源は出
力端子を母線に接続する前に接続され、起動する。バイ
アス電圧源は例えばバッテリー、又は回路モジュールを
起動中の母線システムに接続中に別のコネクタ・ピンが
接触する前に接触するように設計されたコネクタ・ピン
から成ることができる。
【0021】このような励振回路は更に主供給電流の導
通が確立されるとバイアス供給端子を回路の別の部分か
ら絶縁するための装置及びプレバイアスに適するバイア
ス電圧源がバイアス供給端子に接続されていない場合、
バイアス供給端子を回路の残りの部分から絶縁する装置
の双方又は一方を備えることができる。本発明は更に母
線システムに接続するための回路モジュールを提供する
ものであり、この回路モジュールには本発明の前述の側
面に従った励振回路が含まれる。
通が確立されるとバイアス供給端子を回路の別の部分か
ら絶縁するための装置及びプレバイアスに適するバイア
ス電圧源がバイアス供給端子に接続されていない場合、
バイアス供給端子を回路の残りの部分から絶縁する装置
の双方又は一方を備えることができる。本発明は更に母
線システムに接続するための回路モジュールを提供する
ものであり、この回路モジュールには本発明の前述の側
面に従った励振回路が含まれる。
【0022】本発明の前述の第1、第2及び第3の側面
は別個に、又は本発明の励振回路と組み合わせて利用す
ることができる。
は別個に、又は本発明の励振回路と組み合わせて利用す
ることができる。
【0023】
【実施例】図1は入力端子10(V1 )と出力端子1
2(V0 )の間に接続された励振回路を示している。 出力端子は図1ではそれぞれの抵抗18及び20で終端
する伝送線14及び16によってモデル化された母線1
3上の中間点に接続されている。伝送線14及び16は
特性インピーダンスZ0 を有しており、一方、終端抵
抗18及び20は母線を各々抵抗Rt を有する終端電
圧Vt に接続する。出力電圧12(V0)は励振回路
を含む集積回路パッケージの出力ピン及び更に母線13
への接続用のコネクタであってもよい。
2(V0 )の間に接続された励振回路を示している。 出力端子は図1ではそれぞれの抵抗18及び20で終端
する伝送線14及び16によってモデル化された母線1
3上の中間点に接続されている。伝送線14及び16は
特性インピーダンスZ0 を有しており、一方、終端抵
抗18及び20は母線を各々抵抗Rt を有する終端電
圧Vt に接続する。出力電圧12(V0)は励振回路
を含む集積回路パッケージの出力ピン及び更に母線13
への接続用のコネクタであってもよい。
【0024】励振回路は2つの主供給端子22(VCC
)及び24(VGN D)と、バイアス端子26(VB
I AS )とを有している。供給端子22、24及び
26は集積回路パッケージの供給ピンであることができ
、これには幾つかの同一の励振回路が含まれる。供給端
子22(VCC)と供給端子24(VGN D)との間
には第1抵抗R1と、上部NPNトランジスタQ1と、
2つのp−nダイオードD1及びD2と、下部NPNト
ランジスタQ2とが直列に接続されている。NPNトラ
ンジスタQ1及びQ2は端子24(VGN D)方向へ
のエミッタを有し、ダイオードD1及びD2は端子24
(VGN D)方向への陰極を有している。下部NPN
トランジスタQ2のコレクタは第1ショットキ・ダイオ
ードS1の陰極に接続され、その陽極は出力端子12(
V0 )に接続されている。
)及び24(VGN D)と、バイアス端子26(VB
I AS )とを有している。供給端子22、24及び
26は集積回路パッケージの供給ピンであることができ
、これには幾つかの同一の励振回路が含まれる。供給端
子22(VCC)と供給端子24(VGN D)との間
には第1抵抗R1と、上部NPNトランジスタQ1と、
2つのp−nダイオードD1及びD2と、下部NPNト
ランジスタQ2とが直列に接続されている。NPNトラ
ンジスタQ1及びQ2は端子24(VGN D)方向へ
のエミッタを有し、ダイオードD1及びD2は端子24
(VGN D)方向への陰極を有している。下部NPN
トランジスタQ2のコレクタは第1ショットキ・ダイオ
ードS1の陰極に接続され、その陽極は出力端子12(
V0 )に接続されている。
【0025】インバータ端子10(V1 )はCMOS
インバータ28の入力に接続され、かつ、N−チャネル
絶縁ゲート電界効果形トランジスタN1のゲートにも接
続されている。“CMOS”という用語はここでは広義
に用いられ、特にトランジスタ・ゲートが金属ではなく
ポリシリコンから成っている絶縁ゲート・トランジスタ
技術を含んでいる。トランジスタN1のドレンは出力端
子12(V0 )に接続され、一方、トランジスタN1
のソースは下部NPNトランジスタQ2のベースに接続
されている。素子N1,Q2及びS1は互いに励振回路
の下部励振機構30を形成している。
インバータ28の入力に接続され、かつ、N−チャネル
絶縁ゲート電界効果形トランジスタN1のゲートにも接
続されている。“CMOS”という用語はここでは広義
に用いられ、特にトランジスタ・ゲートが金属ではなく
ポリシリコンから成っている絶縁ゲート・トランジスタ
技術を含んでいる。トランジスタN1のドレンは出力端
子12(V0 )に接続され、一方、トランジスタN1
のソースは下部NPNトランジスタQ2のベースに接続
されている。素子N1,Q2及びS1は互いに励振回路
の下部励振機構30を形成している。
【0026】インバータ28の出力は上部NPNトラン
ジスタQ1のベースに接続され、かつ、別のN−チャネ
ル絶縁ゲート・トランジスタN2に接続されている。ト
ランジスタN2のドレンは第2抵抗R2と第2ショット
キ・ダイオードS2(R2への陰極)を経て下部NPN
トランジスタQ2のベースに接続されている。トランジ
スタN2のソースと供給端子24(VGN D)に接続
されている。素子N2、R2及びS2は下部NPNトラ
ンジスタQ2用のベース・プルオフ機構32を形成する
。P−チャネル絶縁ゲート・トランジスタP1のソース
及びゲートは上部NPNトランジスタQ1のエミッタ及
びコレクタにそれぞれ接続されている。トランジスタQ
2のコレクタは第3ショットキ・ダイオードS3を経て
バイアス供給端子26(VBI AS )に接続されて
いる。
ジスタQ1のベースに接続され、かつ、別のN−チャネ
ル絶縁ゲート・トランジスタN2に接続されている。ト
ランジスタN2のドレンは第2抵抗R2と第2ショット
キ・ダイオードS2(R2への陰極)を経て下部NPN
トランジスタQ2のベースに接続されている。トランジ
スタN2のソースと供給端子24(VGN D)に接続
されている。素子N2、R2及びS2は下部NPNトラ
ンジスタQ2用のベース・プルオフ機構32を形成する
。P−チャネル絶縁ゲート・トランジスタP1のソース
及びゲートは上部NPNトランジスタQ1のエミッタ及
びコレクタにそれぞれ接続されている。トランジスタQ
2のコレクタは第3ショットキ・ダイオードS3を経て
バイアス供給端子26(VBI AS )に接続されて
いる。
【0027】図2はフューチャー母線+システム内の背
板励振器として使用するのに適した図1の回路の通常動
作の電圧レベルVCC及びVGN D等を示している。 この回路のバージョンは例示してあるに過ぎない。本発
明はフューチャー母線+又はその他の標準型の母線シス
テムへの使用に決して限定されるものではない。通常動
作では、正の供給電圧VCC=5.0Vが端子22に印
加され、一方、アース供給電圧VGN Dが端子24に
供給される。 VCCに等しい正のバイアス電圧VBI AS は端子
26に印加される。このように、定常動作ではP−チャ
ネル・トランジスタがオフ切り換え(非導通)されるの
で、素子P1及びS3は無視することができる。素子P
1及びS3は図3を参照しつつ後述する励振回路の“起
動時の挿入”において役割を果たす。
板励振器として使用するのに適した図1の回路の通常動
作の電圧レベルVCC及びVGN D等を示している。 この回路のバージョンは例示してあるに過ぎない。本発
明はフューチャー母線+又はその他の標準型の母線シス
テムへの使用に決して限定されるものではない。通常動
作では、正の供給電圧VCC=5.0Vが端子22に印
加され、一方、アース供給電圧VGN Dが端子24に
供給される。 VCCに等しい正のバイアス電圧VBI AS は端子
26に印加される。このように、定常動作ではP−チャ
ネル・トランジスタがオフ切り換え(非導通)されるの
で、素子P1及びS3は無視することができる。素子P
1及びS3は図3を参照しつつ後述する励振回路の“起
動時の挿入”において役割を果たす。
【0028】励振回路はその入力10で従来のCMOS
レベルでの論理信号V1 を受け、その出力12でフュ
ーチャー母線+システムの論理レベルでの対応する反転
出力信号V0 を生成する。このシステムでは、低い論
理レベルはV1 が高い場合はV0 =VOL=1.0
Vで表され、一方、V1 が低い場合は、高いレベルは
V0=VOH=2.0Vで表される。論理レベルを区別
するために、母線13に接続された受信器回路では臨界
電圧VTH=1.55Vが用いれらる。この基準は事実
上次の許容差範囲(最小、最大)を特定する。VOL(
0.75、1.1V);VOH(1.9V、2.0V)
;VTH(1.47V、1.62V);VCC(4.5
V、5.5V)V1 が低い場合(VOH状態を表す)
、インバータ28の出力は高い(VCC)。次ぎにトラ
ンジスタN1がオフ切り換えられ、一方、トランジスタ
N2と上部NPNトランジスタQ1は双方ともオンに切
り換えられる。(導通)従って、この状態では、プルオ
フ機構32は下部NPNトランジスタQ2を能動的にオ
フに切り換える。ショットキ・ダイオードS2はNPN
トランジスタQ2の特性ベース・エミッタ順方向電圧V
BEよりも僅かに少ない特性順方向電圧降下VS2を有
する。それによってトランジスタQ2のベースに固有の
キャパシタンスはNPNトランジスタQ2がオンに切り
換わる前にVS2からVBE U変わるだけですむの
で、後続のVOL状態への移行での切り換え速度が向上
する。
レベルでの論理信号V1 を受け、その出力12でフュ
ーチャー母線+システムの論理レベルでの対応する反転
出力信号V0 を生成する。このシステムでは、低い論
理レベルはV1 が高い場合はV0 =VOL=1.0
Vで表され、一方、V1 が低い場合は、高いレベルは
V0=VOH=2.0Vで表される。論理レベルを区別
するために、母線13に接続された受信器回路では臨界
電圧VTH=1.55Vが用いれらる。この基準は事実
上次の許容差範囲(最小、最大)を特定する。VOL(
0.75、1.1V);VOH(1.9V、2.0V)
;VTH(1.47V、1.62V);VCC(4.5
V、5.5V)V1 が低い場合(VOH状態を表す)
、インバータ28の出力は高い(VCC)。次ぎにトラ
ンジスタN1がオフ切り換えられ、一方、トランジスタ
N2と上部NPNトランジスタQ1は双方ともオンに切
り換えられる。(導通)従って、この状態では、プルオ
フ機構32は下部NPNトランジスタQ2を能動的にオ
フに切り換える。ショットキ・ダイオードS2はNPN
トランジスタQ2の特性ベース・エミッタ順方向電圧V
BEよりも僅かに少ない特性順方向電圧降下VS2を有
する。それによってトランジスタQ2のベースに固有の
キャパシタンスはNPNトランジスタQ2がオンに切り
換わる前にVS2からVBE U変わるだけですむの
で、後続のVOL状態への移行での切り換え速度が向上
する。
【0029】同時に、トランジスタQ1は導通し、ダイ
オードD1及びD2は順方向バイアスがかけられる。ト
ランジスタQ1及びダイオードD1及びD2でのVCC
からの電圧降下は出力ショットキ・ダイオードS1の陰
極が3V程度の電圧、すなわちVOHとVCCの間のい
ずれかの電圧に引き上げられることを意味している。従
って出力ショットキ・ダイオードS1は逆にバイアスが
かけられ、かつトランジスタQ2がオフに切り換わるの
で、VOH状態の励振回路には静電流は流れない。VO
H状態では、回路は必然的に受動回路であるので、母線
13は終端抵抗18と20を経て起動する終端電圧Vt
によってVOHに保持される。VOL状態からVOH
状態への移行に際しては、出力ピン12のキャパシタン
スCS1は母線13への急速な移行を補助する。
オードD1及びD2は順方向バイアスがかけられる。ト
ランジスタQ1及びダイオードD1及びD2でのVCC
からの電圧降下は出力ショットキ・ダイオードS1の陰
極が3V程度の電圧、すなわちVOHとVCCの間のい
ずれかの電圧に引き上げられることを意味している。従
って出力ショットキ・ダイオードS1は逆にバイアスが
かけられ、かつトランジスタQ2がオフに切り換わるの
で、VOH状態の励振回路には静電流は流れない。VO
H状態では、回路は必然的に受動回路であるので、母線
13は終端抵抗18と20を経て起動する終端電圧Vt
によってVOHに保持される。VOL状態からVOH
状態への移行に際しては、出力ピン12のキャパシタン
スCS1は母線13への急速な移行を補助する。
【0030】図3はCS1及び図1の励振回路にあるそ
の他のキャパシタンスを示している。トランジスタQ2
はサイズが大きいので大きいコレクタ・エミッタ実効キ
ャパシタンスCQ2を有し、実際のコレクタ・ベース・
キャパシタンスをトランジスタの電流利得β(ベータ)
で乗算するミラー効果を有している。この大きいキャパ
シタンスCQ2は逆バイアスをかけられた出力ショット
キ・ダイオードS1のより小さいキャパシタンスCC1
によってVOH状態での出力ピン12から減結合される
。出力ピン12には更にベースとエミッタが双方ともV
GN Dに接続されたもう一つのNPNトランジスタと
して表される静電放電(ESD)防護素子E1が接続さ
れている。ESD素子E1はベース・エミッタの接続故
にミラー効果によって増強されない寄生キャパシタンス
CE1を有している。出力ピン12及びそこから母線1
3への接続線に固有のキャパシタンスCP もある。励
振回路の全出力キャパシタンスC0 は約CS1+CE
1+CP であり、特に下部NPNトランジスタQ2の
大きいキャパシタンスCQ2を含んでいない。従って回
路は低い出力キャパシタンスC0 を有するように設計
することができる。フューチャー母線+システムには最
大C0 =5ピコファラッド(5pF)が指定されてい
る。
の他のキャパシタンスを示している。トランジスタQ2
はサイズが大きいので大きいコレクタ・エミッタ実効キ
ャパシタンスCQ2を有し、実際のコレクタ・ベース・
キャパシタンスをトランジスタの電流利得β(ベータ)
で乗算するミラー効果を有している。この大きいキャパ
シタンスCQ2は逆バイアスをかけられた出力ショット
キ・ダイオードS1のより小さいキャパシタンスCC1
によってVOH状態での出力ピン12から減結合される
。出力ピン12には更にベースとエミッタが双方ともV
GN Dに接続されたもう一つのNPNトランジスタと
して表される静電放電(ESD)防護素子E1が接続さ
れている。ESD素子E1はベース・エミッタの接続故
にミラー効果によって増強されない寄生キャパシタンス
CE1を有している。出力ピン12及びそこから母線1
3への接続線に固有のキャパシタンスCP もある。励
振回路の全出力キャパシタンスC0 は約CS1+CE
1+CP であり、特に下部NPNトランジスタQ2の
大きいキャパシタンスCQ2を含んでいない。従って回
路は低い出力キャパシタンスC0 を有するように設計
することができる。フューチャー母線+システムには最
大C0 =5ピコファラッド(5pF)が指定されてい
る。
【0031】引き続いてV1 が(VCCへと)高レベ
ルになると、VOL状態への移行が開始される。インバ
ータ28の出力は(VGN Dへと)低レベルになる。 このようにしてトランジスタQ1とN1はオフに切り換
わり、一方、N−チャネル・ベース制御トランジスタN
1はオンに切り換わる。この時点ではV0 は依然とし
てVOHと等しいので、トランジスタN1はベース電流
IQ2 Bを下部NPNトランジスタQ2へと供給可能
である。このベース電流はトランジスタQ2をオンに切
り換え、これは出力電流I0 を目下順方向バイアスを
かけられたショットキ・ダイオードS1を経て引込み、
出力ピン12と母線13とをVGN Dの方向へと引っ
張る。
ルになると、VOL状態への移行が開始される。インバ
ータ28の出力は(VGN Dへと)低レベルになる。 このようにしてトランジスタQ1とN1はオフに切り換
わり、一方、N−チャネル・ベース制御トランジスタN
1はオンに切り換わる。この時点ではV0 は依然とし
てVOHと等しいので、トランジスタN1はベース電流
IQ2 Bを下部NPNトランジスタQ2へと供給可能
である。このベース電流はトランジスタQ2をオンに切
り換え、これは出力電流I0 を目下順方向バイアスを
かけられたショットキ・ダイオードS1を経て引込み、
出力ピン12と母線13とをVGN Dの方向へと引っ
張る。
【0032】しかし、出力電圧V0 はVGN Dには
到達しない。トランジスタN1は一定のオン抵抗RDS
N1 を有するように設計され、それによってV0
は所望のレベルVOL(フューチャー母線+用の1.0
V)に制限され、一方I0 は定態値IOLに定着する
。VOLとIOLの所望の組合せを付与するのに必要な
値RDS N1 は次ぎの関係式に従ってNPNトラン
ジスタQ2用のVBE及びβを知ることによって定める
ことができる。
到達しない。トランジスタN1は一定のオン抵抗RDS
N1 を有するように設計され、それによってV0
は所望のレベルVOL(フューチャー母線+用の1.0
V)に制限され、一方I0 は定態値IOLに定着する
。VOLとIOLの所望の組合せを付与するのに必要な
値RDS N1 は次ぎの関係式に従ってNPNトラン
ジスタQ2用のVBE及びβを知ることによって定める
ことができる。
【0033】RDS N1 =β(VOL−VBE)/
IOLNPNトランジスタQ2のVBEが温度上昇とと
もに減少するとN−チャネル・トランジスタN1の利得
が減少すると、VOLの所望の設定は広い温度範囲に及
ぶ。VOL状態では、励振回路は母線13上のレベルの
能動的制御を行う。それによって、配線されたAND構
造内で母線13に接続された多くの励振回路の一つによ
る制御が可能である。
IOLNPNトランジスタQ2のVBEが温度上昇とと
もに減少するとN−チャネル・トランジスタN1の利得
が減少すると、VOLの所望の設定は広い温度範囲に及
ぶ。VOL状態では、励振回路は母線13上のレベルの
能動的制御を行う。それによって、配線されたAND構
造内で母線13に接続された多くの励振回路の一つによ
る制御が可能である。
【0034】フューチャー母線13+システムの場合は
、静出力電圧IOLは公称で80ミリアンペア(mA)
である。IOL=80mAによって、総キャパシタンス
が150pFである母線は丁度2ナノ秒(ns)未満で
1ボルトの振動(すなわちVOHからVOLへの振動)
によって励振可能である。2nsが母線システムの所望
の切り換え速度である場合は、高度の電流励振能力があ
るにも係わらず5pFのような制限が母線に配設された
各受動励振器の出力キャパシタンスに加えられなければ
ならない理由が明らかにある。150pFは母線自体の
ために例えば100pFでもよく、又、同じ母線に接続
されている別の励振器のために50pFでもよい。
、静出力電圧IOLは公称で80ミリアンペア(mA)
である。IOL=80mAによって、総キャパシタンス
が150pFである母線は丁度2ナノ秒(ns)未満で
1ボルトの振動(すなわちVOHからVOLへの振動)
によって励振可能である。2nsが母線システムの所望
の切り換え速度である場合は、高度の電流励振能力があ
るにも係わらず5pFのような制限が母線に配設された
各受動励振器の出力キャパシタンスに加えられなければ
ならない理由が明らかにある。150pFは母線自体の
ために例えば100pFでもよく、又、同じ母線に接続
されている別の励振器のために50pFでもよい。
【0035】下部NPNトランジスタQ2はVOL状態
の継続期間中に大きい電流IOLを供給するのに充分な
大きさを有していなければならず、その結果、必然的に
VOL状態での励振器チップ内の大きい電力散逸(VO
L×IOL=1.0×0.08=0.08ワット)が生
ずる。ピン12(VO )及び24(VGN D)及び
対応する内部の相互接続は大きい電流を搬送するように
構成されなければならない。このような励振回路を9回
路有する集積回路では、ピン24(VGN D)を経た
静のアース供給電流は7−8ワットのオン・チップ電力
散逸を伴いつつ、700−800mAに達するであろう
。最悪の状態に対処するように設計された回路は100
mAるも達するIOLを供給することが予期されよう。
の継続期間中に大きい電流IOLを供給するのに充分な
大きさを有していなければならず、その結果、必然的に
VOL状態での励振器チップ内の大きい電力散逸(VO
L×IOL=1.0×0.08=0.08ワット)が生
ずる。ピン12(VO )及び24(VGN D)及び
対応する内部の相互接続は大きい電流を搬送するように
構成されなければならない。このような励振回路を9回
路有する集積回路では、ピン24(VGN D)を経た
静のアース供給電流は7−8ワットのオン・チップ電力
散逸を伴いつつ、700−800mAに達するであろう
。最悪の状態に対処するように設計された回路は100
mAるも達するIOLを供給することが予期されよう。
【0036】この文脈では、回路用の付加的なオン・チ
ップ電力散逸又は電流供給の要求は全く不必要である。 図1の回路内の特に低い励振機構30は低いオン・チッ
プ電力散逸に関与する。特に、N−チャネル・トランジ
スタN1のドレンを出力ショットキ・ダイオードS1を
越えて出力ピン12に接続すると、ベース電流IQ2
B(IOL/βに等しい)はチップ自体の正の供給端子
22(VCC)からではなく母線13から引き込まれる
。 βの値を100とし、IOL=80mAとすると、少な
くとも3.4ミリワット(mW)のオン・チップ電力散
逸(VCC −VBE×IQ2 B)が励振回路毎に回
避される。 実際に、従来の制御構造では、動作温度と供給電圧の最
悪の変動に対してVOLを補償する必要があるので、I
Q2 Bの定常値の数倍を生成しなければならないであ
ろう。双極トランジスタQ2の利得βは例えば代表的な
動作温度範囲を超えて60ないし200に変動するであ
ろう。単一のチップ上に9個の励振回路が集積されてい
るものと再度仮定すると、150−200mWの潜在的
オン・チップ電力散逸が回避されることになる。更に、
IOLはそれが制御電流IQ2 Bを含んでいてもいな
くても同一であるので、背板又はその他のいずれかのオ
フ−チップでの対応する電力散逸の増大はみられない。
ップ電力散逸又は電流供給の要求は全く不必要である。 図1の回路内の特に低い励振機構30は低いオン・チッ
プ電力散逸に関与する。特に、N−チャネル・トランジ
スタN1のドレンを出力ショットキ・ダイオードS1を
越えて出力ピン12に接続すると、ベース電流IQ2
B(IOL/βに等しい)はチップ自体の正の供給端子
22(VCC)からではなく母線13から引き込まれる
。 βの値を100とし、IOL=80mAとすると、少な
くとも3.4ミリワット(mW)のオン・チップ電力散
逸(VCC −VBE×IQ2 B)が励振回路毎に回
避される。 実際に、従来の制御構造では、動作温度と供給電圧の最
悪の変動に対してVOLを補償する必要があるので、I
Q2 Bの定常値の数倍を生成しなければならないであ
ろう。双極トランジスタQ2の利得βは例えば代表的な
動作温度範囲を超えて60ないし200に変動するであ
ろう。単一のチップ上に9個の励振回路が集積されてい
るものと再度仮定すると、150−200mWの潜在的
オン・チップ電力散逸が回避されることになる。更に、
IOLはそれが制御電流IQ2 Bを含んでいてもいな
くても同一であるので、背板又はその他のいずれかのオ
フ−チップでの対応する電力散逸の増大はみられない。
【0037】トランジスタQ2について、出力端子から
ベース・電流を引き込むもう一つの利点は、正の供給端
子22(VCC)がいずれの状態でも相当の静電流を導
通させる必要がないことである。VOL状態からVOH
状態への移行中に過渡電流だけが引き込まれる。基本的
な励振機構30の他に励振回路の多くの変更例が可能で
あることが当業者には明らかであろう。このような励振
機構がフューチャー母線+背板以外の別の用途に利用さ
れる場合は必然的に、このような変更例が生ずる。種々
のトランジスタとダイオードの極性が反転し、異なる電
圧レベルと電流需要が生ずる等である。別の用途では相
補的な一対の前記励振機構が必要になる場合もある。回
路はBiCMOS技術で構成される必要はない。N−チ
ャネル・ベース制御トランジスタN1は双極トランジス
タで代用することができる。但し、これはVCC又は入
力端子10から極めて少ないベース電流が引き込まれる
ことが必要である。
ベース・電流を引き込むもう一つの利点は、正の供給端
子22(VCC)がいずれの状態でも相当の静電流を導
通させる必要がないことである。VOL状態からVOH
状態への移行中に過渡電流だけが引き込まれる。基本的
な励振機構30の他に励振回路の多くの変更例が可能で
あることが当業者には明らかであろう。このような励振
機構がフューチャー母線+背板以外の別の用途に利用さ
れる場合は必然的に、このような変更例が生ずる。種々
のトランジスタとダイオードの極性が反転し、異なる電
圧レベルと電流需要が生ずる等である。別の用途では相
補的な一対の前記励振機構が必要になる場合もある。回
路はBiCMOS技術で構成される必要はない。N−チ
ャネル・ベース制御トランジスタN1は双極トランジス
タで代用することができる。但し、これはVCC又は入
力端子10から極めて少ないベース電流が引き込まれる
ことが必要である。
【0038】図4はいわゆる起動時の挿入のための励振
回路の機構を利用したより大型の回路モジュール42の
一部として図1に示した励振回路(図4では参照番号4
0で表示)を示してある。励振回路40の端子及び信号
は図1と同一の参照番号で表示している。モジュール4
2は例えば単一の集積回路と、多重チップ・パッケージ
又は印刷配線板から成ることができる。モジュール42
は動作時には背板44の形態の母線システムを経て他の
モジュールと接続され、“a”及び“b”を付した適合
する一対の接点を有するコネクタ46によって背板44
と取り外し自在に接続されている。背板44は図1の母
線13と供給線48(VCC’ )と50(VGN D
’)とを含んでいる。背板内の母線13の直列データだ
けを搬送する単一の母線でもよく、又は並列データを搬
送する何十、何百の母線の一つでもよい。
回路の機構を利用したより大型の回路モジュール42の
一部として図1に示した励振回路(図4では参照番号4
0で表示)を示してある。励振回路40の端子及び信号
は図1と同一の参照番号で表示している。モジュール4
2は例えば単一の集積回路と、多重チップ・パッケージ
又は印刷配線板から成ることができる。モジュール42
は動作時には背板44の形態の母線システムを経て他の
モジュールと接続され、“a”及び“b”を付した適合
する一対の接点を有するコネクタ46によって背板44
と取り外し自在に接続されている。背板44は図1の母
線13と供給線48(VCC’ )と50(VGN D
’)とを含んでいる。背板内の母線13の直列データだ
けを搬送する単一の母線でもよく、又は並列データを搬
送する何十、何百の母線の一つでもよい。
【0039】コネクタ46内には、モジュール42を背
板のVCC’ 供給線48に接続するための一群の適合
する一対の接点52a/52bが設けられている。モジ
ュール42をVGN D’供給線50に接続するための
別の一群の適合する一対の接点54a/54bが設けら
れている。単一の一対の接点56a/56bはモジュー
ル42を母線13に接続する。群52a/52bとは別
の付加的な一対の接点58a/58bもモジュールをV
CC’ に接続する。一対の接点58a/58bと接点
群54a/54b内の少なくとも一対の接点はコネクタ
46の連結中に一対の接点52a/52b及び56a/
56bの前に接触するように構成されている。コネクタ
46は図4では一対の接点58a/58bと接点群54
a/54bの少なくとも一対の接点が接触する挿入の中
間状態で図示されている。
板のVCC’ 供給線48に接続するための一群の適合
する一対の接点52a/52bが設けられている。モジ
ュール42をVGN D’供給線50に接続するための
別の一群の適合する一対の接点54a/54bが設けら
れている。単一の一対の接点56a/56bはモジュー
ル42を母線13に接続する。群52a/52bとは別
の付加的な一対の接点58a/58bもモジュールをV
CC’ に接続する。一対の接点58a/58bと接点
群54a/54b内の少なくとも一対の接点はコネクタ
46の連結中に一対の接点52a/52b及び56a/
56bの前に接触するように構成されている。コネクタ
46は図4では一対の接点58a/58bと接点群54
a/54bの少なくとも一対の接点が接触する挿入の中
間状態で図示されている。
【0040】回路モジュール42内で励振回路40と、
受信器回路60とデータ処理(DP)回路62は全て動
作用にモジュール供給線64(VCC)及び66(VG
N D)と接続されている。VGN D供給線66はコ
ネクタ46の接点54aに直接接続され、一方、VCC
供給線64はスイッチ68を経て接点52aに接続され
ている。励振回路40のバイアス供給端子26(VBI
AS )は接点58aに接続されている。DP回路6
2は受信器回路60を経て接点56a(母線13)から
のデータを受信するように接続されている。DP回路は
データを励振回路40の入力端子10に伝送するために
接続されており、その出力12(V0 )も接点56a
に接続されている。
受信器回路60とデータ処理(DP)回路62は全て動
作用にモジュール供給線64(VCC)及び66(VG
N D)と接続されている。VGN D供給線66はコ
ネクタ46の接点54aに直接接続され、一方、VCC
供給線64はスイッチ68を経て接点52aに接続され
ている。励振回路40のバイアス供給端子26(VBI
AS )は接点58aに接続されている。DP回路6
2は受信器回路60を経て接点56a(母線13)から
のデータを受信するように接続されている。DP回路は
データを励振回路40の入力端子10に伝送するために
接続されており、その出力12(V0 )も接点56a
に接続されている。
【0041】起動時の挿入とは背板が起動中に回路モジ
ュール42を背板44に接続する動作である。モジュー
ル42用の主電圧供給線64及び66は一対の接点の群
を経て接続されるが、それはモジュール用の供給電流は
単一の接点の対偶には大き過ぎるからである。スイッチ
68と起動時の挿入中に主供給電流を阻止するために使
用されるが、それは、各群の接点の対偶が先ず不可避的
に結合しないと、大きい電流によって損傷又は破壊され
てしまうからである。全ての接点の対偶が完全に結合す
ると、スイッチは手動又は自動的に綴じて回路モジュー
ル42を起動させる。
ュール42を背板44に接続する動作である。モジュー
ル42用の主電圧供給線64及び66は一対の接点の群
を経て接続されるが、それはモジュール用の供給電流は
単一の接点の対偶には大き過ぎるからである。スイッチ
68と起動時の挿入中に主供給電流を阻止するために使
用されるが、それは、各群の接点の対偶が先ず不可避的
に結合しないと、大きい電流によって損傷又は破壊され
てしまうからである。全ての接点の対偶が完全に結合す
ると、スイッチは手動又は自動的に綴じて回路モジュー
ル42を起動させる。
【0042】起動時の挿入中、休止中の励振回路出力1
2が母線13と急激に接続すると母線13に過渡負荷が
加わり、一方、励振回路の出力キャパシタンスは母線1
3上で未知のレベルに充電する。この出力キャパシタン
スが双極トランジスタQ2(図1及び図3)の大きいミ
ラー・キャパシタンスCQ2を含むとすると、母線上に
生ずるノイズは容易にデータ損失又は恐らくはシステム
全体の故障の原因になり易い。スイッチ68は未だ閉じ
ていないので、正の主供給線VCCは出力ショットキ・
ダイオードS1に逆バイアスをかけて出力端子からCQ
2を絶縁するのに利用できない。
2が母線13と急激に接続すると母線13に過渡負荷が
加わり、一方、励振回路の出力キャパシタンスは母線1
3上で未知のレベルに充電する。この出力キャパシタン
スが双極トランジスタQ2(図1及び図3)の大きいミ
ラー・キャパシタンスCQ2を含むとすると、母線上に
生ずるノイズは容易にデータ損失又は恐らくはシステム
全体の故障の原因になり易い。スイッチ68は未だ閉じ
ていないので、正の主供給線VCCは出力ショットキ・
ダイオードS1に逆バイアスをかけて出力端子からCQ
2を絶縁するのに利用できない。
【0043】しかし、回路モジュール42内では、励振
回路40のバイアス供給端子26(VBI AS )は
主電圧供給線VCCとは独立して、かつ母線13との接
触がなされる前にバイアス電圧VBI AS を受ける
ように構成されている。このバイアス電圧供給は励振回
路40内で励振回路の出力12に次のようにプレバイア
スをかけるために利用される。
回路40のバイアス供給端子26(VBI AS )は
主電圧供給線VCCとは独立して、かつ母線13との接
触がなされる前にバイアス電圧VBI AS を受ける
ように構成されている。このバイアス電圧供給は励振回
路40内で励振回路の出力12に次のようにプレバイア
スをかけるために利用される。
【0044】回路に電力が供給される前に、全てのポイ
ントは共通のレベルVGN Dまで放電されるものと想
定することができる。特にVCC供給ピン22はVGN
Dのレベルにあるものと想定される。絶縁又は大気に
よる漏れにより一般に確実にこの状態になる。必要なら
ば、図1の破線で示すように付加的なショットキ・ダイ
オードS4とS5を加えることができ、その場合はこれ
らのダイオードは定常動作に影響を及ぼすことなく回路
内のそれぞれの節点をほぼVGN Dまで放電する。
ントは共通のレベルVGN Dまで放電されるものと想
定することができる。特にVCC供給ピン22はVGN
Dのレベルにあるものと想定される。絶縁又は大気に
よる漏れにより一般に確実にこの状態になる。必要なら
ば、図1の破線で示すように付加的なショットキ・ダイ
オードS4とS5を加えることができ、その場合はこれ
らのダイオードは定常動作に影響を及ぼすことなく回路
内のそれぞれの節点をほぼVGN Dまで放電する。
【0045】図4に示すようにVBI AS がVCC
の前に供給されると、P−チャネル・トランジスタP1
はそのゲートが抵抗R1を経てVCCピンに接続される
ことによってオンに切り換わる。それによってVBI
AS ピン26から下部NPNトランジスタQ2のコレ
クタとショットキ・ダイオードS1の陰極の接合点への
電流経路が確立される。この電流経路は図3に示され、
ダイオードD1、D2及びS3を含んでいる。従ってこ
の経路を流れる電流はトランジスタQ2のコレクタを前
記ダイオードでの順方向電圧降下の総計に等しい量だけ
VBI AS 以下に定められた電圧VC へと引き込
む。VBI AS =5.0Vであるとすると、VC
は3ボルトを僅かに超える。
の前に供給されると、P−チャネル・トランジスタP1
はそのゲートが抵抗R1を経てVCCピンに接続される
ことによってオンに切り換わる。それによってVBI
AS ピン26から下部NPNトランジスタQ2のコレ
クタとショットキ・ダイオードS1の陰極の接合点への
電流経路が確立される。この電流経路は図3に示され、
ダイオードD1、D2及びS3を含んでいる。従ってこ
の経路を流れる電流はトランジスタQ2のコレクタを前
記ダイオードでの順方向電圧降下の総計に等しい量だけ
VBI AS 以下に定められた電圧VC へと引き込
む。VBI AS =5.0Vであるとすると、VC
は3ボルトを僅かに超える。
【0046】このようにトランジスタQ2のコレクタが
VOH以上であると、出力ピン12(V0 )と母線と
の接触がなされる場合にトランジスタQ2のミラー・キ
ャパシタンスCQ2を充電するために母線13から過渡
電流が引き込まれる必要がない。更に、ショットキ・ダ
イオードS1は逆バイアスをかけられる。(VC はV
OH及びVt よりも大きい。)従って励振回路の低い
動作出力キャパシタンスC0 (約CS1+CE1+C
P )は出力端子12が母線13に接続される前に大き
い過渡電流の障壁の役割を果たす。
VOH以上であると、出力ピン12(V0 )と母線と
の接触がなされる場合にトランジスタQ2のミラー・キ
ャパシタンスCQ2を充電するために母線13から過渡
電流が引き込まれる必要がない。更に、ショットキ・ダ
イオードS1は逆バイアスをかけられる。(VC はV
OH及びVt よりも大きい。)従って励振回路の低い
動作出力キャパシタンスC0 (約CS1+CE1+C
P )は出力端子12が母線13に接続される前に大き
い過渡電流の障壁の役割を果たす。
【0047】総出力キャパシタンスは第2成分と直列の
第1成分(主としてCS1)から成るものとみなされる
。 トランジスタQ2を充電し、出力ピン12からキャパシ
タンスCQ2を絶縁することに加えて、VBI AS
ピン26からの電流は更に出力キャパシタンスC0 の
前記の二つの成分に形成された容量性の分圧器を充電す
る。CS1がおよそCE1+CP と等しくなるように
設計されている場合は、出力ピン12(V0 )はVG
N DとVC の中間の電圧まで充電される。VC は
本実施例では3ボルトの僅かに上の値であるので、出力
ピン12は臨界電圧VTH=1.55Vに近いフューチ
ャー母線+の論理レベルVOH及びVOLの間に電圧ま
で充電されることになる。その結果、母線13からの過
渡電流は接触がなされた時にVTHから母線13にある
レベルVOH又はVOLへのC0 を充電するだけでよ
い。このようにして、接点の対偶56a/56bの結合
の起因するノイズは母線13に接続された別のモジュー
ルのデータ損失を生ずる恐れが極めて少ないレベルまで
更に縮減される。
第1成分(主としてCS1)から成るものとみなされる
。 トランジスタQ2を充電し、出力ピン12からキャパシ
タンスCQ2を絶縁することに加えて、VBI AS
ピン26からの電流は更に出力キャパシタンスC0 の
前記の二つの成分に形成された容量性の分圧器を充電す
る。CS1がおよそCE1+CP と等しくなるように
設計されている場合は、出力ピン12(V0 )はVG
N DとVC の中間の電圧まで充電される。VC は
本実施例では3ボルトの僅かに上の値であるので、出力
ピン12は臨界電圧VTH=1.55Vに近いフューチ
ャー母線+の論理レベルVOH及びVOLの間に電圧ま
で充電されることになる。その結果、母線13からの過
渡電流は接触がなされた時にVTHから母線13にある
レベルVOH又はVOLへのC0 を充電するだけでよ
い。このようにして、接点の対偶56a/56bの結合
の起因するノイズは母線13に接続された別のモジュー
ルのデータ損失を生ずる恐れが極めて少ないレベルまで
更に縮減される。
【0048】スイッチ68が最終的に閉じられ、励振回
路40の端子22が背板供給線48に接続されると、P
−チャネル・トランジスタP1はオフに取り換わり、励
振回路の定常動作を開始できる。下部トランジスタQ2
のコレクタはVOH以上の電圧VO に予充電されてい
るので、回路は必然的に既に受動的なVOHのレベルに
ある。 このようにしてモジュール42はシステムにそれ以上の
ノイズを誘導することなく母線13からのデータの受信
を開始することができる。
路40の端子22が背板供給線48に接続されると、P
−チャネル・トランジスタP1はオフに取り換わり、励
振回路の定常動作を開始できる。下部トランジスタQ2
のコレクタはVOH以上の電圧VO に予充電されてい
るので、回路は必然的に既に受動的なVOHのレベルに
ある。 このようにしてモジュール42はシステムにそれ以上の
ノイズを誘導することなく母線13からのデータの受信
を開始することができる。
【0049】ショットキ・ダイオードS3はV0 を設
定するという役割に加えて更に別の目的をも果たす。起
動時挿入の機能が利用中ではなく、又はVB1 AS
供給がなされない場合は、ショットキ・ダイオードS3
又はトランジスタP1のいずれかがVBI AS 端子
26を回路の残りの部分から絶縁し、その際にその端子
はVCCに結合され、VGN Dに結合され、又は浮動
端子に留まる。
定するという役割に加えて更に別の目的をも果たす。起
動時挿入の機能が利用中ではなく、又はVB1 AS
供給がなされない場合は、ショットキ・ダイオードS3
又はトランジスタP1のいずれかがVBI AS 端子
26を回路の残りの部分から絶縁し、その際にその端子
はVCCに結合され、VGN Dに結合され、又は浮動
端子に留まる。
【0050】説明してきたプレバイアス機構には多くの
変更が可能であることが当業者には明らかであろう。例
えば、バイアス供給電圧VBI AS は背板コネクタ
46内の接点の特別の構成によってではなく、回路モジ
ュール42内のバッテリーによって供給されることも可
能であろう。当業者は更に所与の用途での低ノイズの起
動時挿入を可能にするための種々のキャパシタンスの予
充電の調整方法も理解するであろう。予充電電流経路の
電圧降下は必要に応じて変更でき、必要ならば勿論他の
制約なしでキャパシタンスをも変更可能である。特に、
ショットキ・ダイオードS1のようなダイオードのキャ
パシタンスはダイオード自体のサイズ又は性質を変化さ
せ、かつ(又は)予充電中にダイオードに供給される逆
バイアス電圧の大きさを変化させることによって変更可
能である。
変更が可能であることが当業者には明らかであろう。例
えば、バイアス供給電圧VBI AS は背板コネクタ
46内の接点の特別の構成によってではなく、回路モジ
ュール42内のバッテリーによって供給されることも可
能であろう。当業者は更に所与の用途での低ノイズの起
動時挿入を可能にするための種々のキャパシタンスの予
充電の調整方法も理解するであろう。予充電電流経路の
電圧降下は必要に応じて変更でき、必要ならば勿論他の
制約なしでキャパシタンスをも変更可能である。特に、
ショットキ・ダイオードS1のようなダイオードのキャ
パシタンスはダイオード自体のサイズ又は性質を変化さ
せ、かつ(又は)予充電中にダイオードに供給される逆
バイアス電圧の大きさを変化させることによって変更可
能である。
【0051】特定の下部励振機構30を備えることとそ
の効用は起動時挿入用のプレバイアス機構とは別個であ
り、又、その逆も当てはまることが理解されよう。
の効用は起動時挿入用のプレバイアス機構とは別個であ
り、又、その逆も当てはまることが理解されよう。
【0052】
【発明の効果】励振回路が回路を起動時の母線に接続中
に出力にバイアスをかけ、母線に接続された別の回路の
ノイズを縮減する装置を備えることによって、制御電流
に起因する励振回路内の電力(熱)散逸が縮減される。
に出力にバイアスをかけ、母線に接続された別の回路の
ノイズを縮減する装置を備えることによって、制御電流
に起因する励振回路内の電力(熱)散逸が縮減される。
【図1】本発明に従った励振回路の構成図である。
【図2】図1の励振回路の特定の実施例の種々の電圧レ
ベルを示す図面である。
ベルを示す図面である。
【図3】図1の励振回路の寄生キャパシタンスを示す図
面である。
面である。
【図4】図1の励振回路を含む回路モジュールの構成図
である。
である。
10 入力端子(V1 )
12 出力端子(V0 )
13 母線
14 伝送線
16 伝送線
18 抵抗
20 抵抗
22 主供給端子(VCC)
24 主供給端子(VGN D)
26 バイアス供給端子(VBI AS )28
インバータ 30 下部励振機構 32 ベース・プルオフ機構 40 励振回路 42 回路モジュール 44 背板 46 コネクタ 48 供給線VCC’ 50 供給線VGN D’ 52a、52b 接点対偶群 54a、54b 接点対偶群 56a、56b 単一の接点対偶 58a、58b 単一の接点対偶 60 受信器回路 62 データ処理回路 64 モジュール供給線(VCC) 66 モジュール供給線(VGN D)68 スイ
ッチ Q1 上部NPNトランジスタ Q2 下部NPNトランジスタ D1 p−nダイオード D2 p−nダイオード N1 絶縁ゲート電界効果形トランジスタN2 N
−チャネル絶縁ゲート・トランジスタR1 第1抵抗 R2 第2抵抗 S1 第1ショットキ・ダイオード S2 第2ショットキ・ダイオード S3 第3ショットキ・ダイオード E1 静電放電防護素子
インバータ 30 下部励振機構 32 ベース・プルオフ機構 40 励振回路 42 回路モジュール 44 背板 46 コネクタ 48 供給線VCC’ 50 供給線VGN D’ 52a、52b 接点対偶群 54a、54b 接点対偶群 56a、56b 単一の接点対偶 58a、58b 単一の接点対偶 60 受信器回路 62 データ処理回路 64 モジュール供給線(VCC) 66 モジュール供給線(VGN D)68 スイ
ッチ Q1 上部NPNトランジスタ Q2 下部NPNトランジスタ D1 p−nダイオード D2 p−nダイオード N1 絶縁ゲート電界効果形トランジスタN2 N
−チャネル絶縁ゲート・トランジスタR1 第1抵抗 R2 第2抵抗 S1 第1ショットキ・ダイオード S2 第2ショットキ・ダイオード S3 第3ショットキ・ダイオード E1 静電放電防護素子
Claims (15)
- 【請求項1】 多重レベルのデータ信号を搬送する母
線に接続するための出力端子と、該出力端子を母線に接
続する前に出力端子にて、励振回路の動作中に出力端子
にある電圧レベル範囲にほぼ等しい電圧レベルに電圧を
設定するためのプレ・バイアス装置とを備えたことを特
徴とする励振回路。 - 【請求項2】 該プレ・バイアス装置がバイアス電圧
源に接続するためのバイアス電圧供給端子を備え、該バ
イアス電圧源は出力端子が母線に接続される前に接続さ
れ、起動することを特徴とする請求項1に記載の励振回
路。 - 【請求項3】 励振回路の第1の状態で励振回路が完
全に接続されると出力を導通させるために出力端子から
第1供給端子まで電流経路を確立する第1励振器と、励
振器と直列である第1部品と、励振器と並列である第2
部品とを備えた励振回路の出力キャパシタンスと、出力
キャパシタンスの第1と第2部品の間の電荷の分割によ
って出力端子が中間レベルに充電されるように出力キャ
パシタンスの第1及び第2部品を所定のレベルまで充電
する装置を備えたプレ・パイアス装置、とを備えたこと
を特徴とする請求項1又は2に記載の励振回路。 - 【請求項4】 励振回路の第2状態で第1励振器を出
力端子から絶縁するために出力ダイオードが出力電流の
経路に接続されており、該出力ダイオードの逆バイアス
・キャパシタンスは出力キャパシタンスの該第1部品に
含まれることを特徴とする請求項3に記載の励振回路。 - 【請求項5】 出力キャパシタンスの第2部品は静電
放電防護装置のキャパシタンスを含むことを特徴とする
請求項3又は4に記載の励振回路。 - 【請求項6】 電圧供給線と少なくとも一つのデータ
母線を含む母線システムに取り外し自在に接続された端
子を有する励振回路モジュールにおいて、出力端子がデ
ータ母線に接続されるように配置された前記請求項のい
ずれか一つに記載の励振回路と、励振回路モジュールを
励動時母線システムに接続中に出力端子を母線に接続す
る前にバイアス電圧が励振回路のバイアス供給端子に確
実に印加されるようにする装置とを備えたことを特徴と
する励振回路モジュール。 - 【請求項7】 バイアス電圧が確実に印加されるよう
にする装置は母線システムへの接続とは独立した電圧源
を備えたことを特徴とする請求項6に記載の回路モジュ
ール。 - 【請求項8】 バイアス電圧が確実に印加されるよう
にする装置は母線コネクタが全体として連結中に励振回
路のバイアス供給端子のバイアス供給端子と母線システ
ムの供給線との間に結合された第1対の接点が励振回路
の出力端子とデータ母線との間に結合された第2対の接
点の前で連結するように構成された母線コネクタを備え
たことを特徴とする請求項6に記載の回路モジュール。 - 【請求項9】 第1電圧源に接続するための第1供給
端子と、励振回路の第1状態で出力電流を導通させるた
めに出力端子から第1供給端子への電流経路を確立する
ための第1励振器と、第1励振器に制御電流を供給する
ための制御装置と、励振回路の第2状態で出力端子から
第1励振器を絶縁するために出力電流の経路に接続され
た出力ダイオードとを備え、制御装置は出力端子から第
1励振器用の制御電流を引き込むように出力ダイオード
を越えて出力端子に接続されたことを特徴とする請求項
1又は2に記載の励振回路。 - 【請求項10】 第1励振器はベース電流が制御電流
である双極トランジスタを備えたことを特徴とする請求
項9に記載の励振回路。 - 【請求項11】 制御装置は双極トランジスタが第1
状態で飽和することが防止され、その代わりに出力端子
で第1電圧源に対する所定の電圧を保持するような特性
抵抗を有することを特徴とする請求項10に記載の励振
回路。 - 【請求項12】 制御装置はそのドレン・ソース経路
が出力端子と双極トランジスタのベースとの間に接続さ
れ、そのドレン・ソースの負荷時抵抗が制御装置の特性
インピーダンスを形成する絶縁されたゲートを有する電
界効果形トランジスタを備えたことを特徴とする請求項
11に記載の励振回路。 - 【請求項13】 双極トランジスタのベースに結合さ
れ、第2状態で双極トランジスタを該双極トランジスタ
のエミッタ電圧の方向に引き込むための能動オフ切り換
え装置を更に備え、該能動オフ切り換え装置はエミッタ
に対する双極トランジスタのベース上の所定の電圧を保
持するための能動オフ切り換え装置を備え、該電圧はゼ
ロと、双極トランジスタの特性ベース・エミッタ電圧と
の中間であることを特徴とする請求項10、11又は1
2項に記載の励振回路。 - 【請求項14】 第2電圧源に接続するための第2供
給端子と、第2供給端子と出力端子から離れた出力ダイ
オードの電極との間に結合され、第2状態で該電極を第
2電圧源の方向に引き込んで、出力ダイオードに逆バイ
アスをかけるようにされた第2励振器とを更に備えたこ
とを特徴とする請求項4、9、10、11、12又は1
3項のいずれか一つに記載の励振回路。 - 【請求項15】 出力ダイオードがショットキ・ダイ
オードであることを特徴とする請求項4、9又は10に
記載の励振回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US558935 | 1990-07-27 | ||
US07/558,935 US5132564A (en) | 1990-07-27 | 1990-07-27 | Bus driver circuit with low on-chip dissipation and/or pre-biasing of output terminal during live insertion |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04298117A true JPH04298117A (ja) | 1992-10-21 |
JP3308564B2 JP3308564B2 (ja) | 2002-07-29 |
Family
ID=24231604
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18847491A Expired - Fee Related JP3308564B2 (ja) | 1990-07-27 | 1991-07-29 | 励振回路 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5132564A (ja) |
EP (1) | EP0468583B1 (ja) |
JP (1) | JP3308564B2 (ja) |
KR (1) | KR100264497B1 (ja) |
DE (1) | DE69132642T2 (ja) |
Families Citing this family (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4133764C1 (ja) * | 1991-10-11 | 1993-02-18 | Texas Instruments Deutschland Gmbh, 8050 Freising, De | |
JP3025118B2 (ja) * | 1992-10-26 | 2000-03-27 | 株式会社日立製作所 | 半導体集積回路装置と情報処理システム |
DE69434906T2 (de) * | 1993-11-29 | 2007-08-30 | Fujitsu Ltd., Kawasaki | Integrierte Halbleiterschaltung und Abschlussvorrichtung |
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