JPH03284184A - ディジタルサーボ制御装置 - Google Patents
ディジタルサーボ制御装置Info
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- JPH03284184A JPH03284184A JP2081980A JP8198090A JPH03284184A JP H03284184 A JPH03284184 A JP H03284184A JP 2081980 A JP2081980 A JP 2081980A JP 8198090 A JP8198090 A JP 8198090A JP H03284184 A JPH03284184 A JP H03284184A
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- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明は交流サーボモータをディジタル制御するための
ディジタルサーボ制御装置に関し、特に、トルク変動を
防止したものに関する。
ディジタルサーボ制御装置に関し、特に、トルク変動を
防止したものに関する。
近年、アナログ制御系の欠点を解消するために、ディジ
タルサーボ制御装置が使用されるようになった。このデ
ィジタルサーボ制御装置は、目標値及びフィードバック
値をディジタル値で与えると共に、両者の偏差演算をデ
ィジタルコンピュータで行い、その偏差に応じた指令値
をデイデタル値で与え、その値に応じて制御量をディジ
タル制御するものである。このようなサーボ制御装置は
、般に、位置、速度及び電流のフィードバックループを
備えている。 上記フィードバックループのうち電流フィードバックル
ープにおいては、電流はカレントトランスフォーマ（Ｃ
Ｔ）で検出され、その出力はアナログ増幅器で増幅され
、その増幅器の出力が所定の周期でサンプリングされて
、ディジタル化される。 そして、検出された各相の電流がｄｑ変換され、そのｄ
軸成分とｑ軸成分とが、各軸の目標値に等しくなるよう
に制御されている。 負荷電流のｄ軸成分は無効電流を意味し、ｑ軸成分は、
サーボモータが同期モータであり励磁磁界の大きさが一
定である場合には、サーボモータのトルクに比例する。 したがって、電流のフィードバック制御は、同期モータ
の場合には、検出された負荷電流のｄ軸成分が零となり
、ｑ軸成分が出力トルクの目標値に等しくなるように制
御される。 このように、ｄ軸成分とｑ軸成分は、励磁磁場と電気子
コイルの基準軸との成す電気角、たとえば、回転励磁子
型の同期モータでは、回転磁界の回転角θ、回転電機子
型の同期モータでは、電機子の回転角、誘導伝導機では
一次側（静止座標）から見た回転磁界の回転角、にかか
わらず、直流成分だけとなるため、電゛流制御が容易に
なるという利点がある。 又、速度フィードバックループと位置フィードバックル
ープの制御周期は電流フィードバックループの整数倍に
設定されている。
タルサーボ制御装置が使用されるようになった。このデ
ィジタルサーボ制御装置は、目標値及びフィードバック
値をディジタル値で与えると共に、両者の偏差演算をデ
ィジタルコンピュータで行い、その偏差に応じた指令値
をデイデタル値で与え、その値に応じて制御量をディジ
タル制御するものである。このようなサーボ制御装置は
、般に、位置、速度及び電流のフィードバックループを
備えている。 上記フィードバックループのうち電流フィードバックル
ープにおいては、電流はカレントトランスフォーマ（Ｃ
Ｔ）で検出され、その出力はアナログ増幅器で増幅され
、その増幅器の出力が所定の周期でサンプリングされて
、ディジタル化される。 そして、検出された各相の電流がｄｑ変換され、そのｄ
軸成分とｑ軸成分とが、各軸の目標値に等しくなるよう
に制御されている。 負荷電流のｄ軸成分は無効電流を意味し、ｑ軸成分は、
サーボモータが同期モータであり励磁磁界の大きさが一
定である場合には、サーボモータのトルクに比例する。 したがって、電流のフィードバック制御は、同期モータ
の場合には、検出された負荷電流のｄ軸成分が零となり
、ｑ軸成分が出力トルクの目標値に等しくなるように制
御される。 このように、ｄ軸成分とｑ軸成分は、励磁磁場と電気子
コイルの基準軸との成す電気角、たとえば、回転励磁子
型の同期モータでは、回転磁界の回転角θ、回転電機子
型の同期モータでは、電機子の回転角、誘導伝導機では
一次側（静止座標）から見た回転磁界の回転角、にかか
わらず、直流成分だけとなるため、電゛流制御が容易に
なるという利点がある。 又、速度フィードバックループと位置フィードバックル
ープの制御周期は電流フィードバックループの整数倍に
設定されている。
ところが、上記のｄｑ変換及びｄｑ逆変換においては、
上記の電気角θを与える必要があるが、その電気角θは
、速度フィードバックループの制御周期の間一定である
としている。 したがって、現実の電気角２制御上の電気角との偏差が
大きくなり、正確な相電流指令値が与えられないことに
なる。 このため、従来の方式では、サーボモータの出力トルク
が振動するという間頴があった。 本発明は上記課題を解決するために成されたものであり
、その目的は、ディジタルサーボ制御において、サーボ
モータの出カドクルの振動を防止することである。
上記の電気角θを与える必要があるが、その電気角θは
、速度フィードバックループの制御周期の間一定である
としている。 したがって、現実の電気角２制御上の電気角との偏差が
大きくなり、正確な相電流指令値が与えられないことに
なる。 このため、従来の方式では、サーボモータの出力トルク
が振動するという間頴があった。 本発明は上記課題を解決するために成されたものであり
、その目的は、ディジタルサーボ制御において、サーボ
モータの出カドクルの振動を防止することである。
上記課題を解決するための発明の構成は、負荷電流の検
出、ｄｑ変換、指令値の演算、ｄｑ逆変換、負荷電流の
制御という１サイクルを所定の制御周期で繰り返すディ
ジタルサーボ制御装置において、相電流の現在値の検出
時刻、負荷電流を次にディジタル制御する時刻における
、サーボモータの電機子コイルの基準軸と励磁磁場との
成す電気角を補間演算する角度補間手段と、角度補間手
段によって得られた、相電流の現在値の検出時刻におけ
る電気角を用いて、相電流の現在値をｄｑ変換して、相
電流の現在値のｄ軸成分とｑ軸成分とを求める変換手段
と、角度補間手段によって得られた、次に負荷電流をデ
ィジタル制御する時刻における電気角を用いて、ｄ軸成
分の指令値とｑ１１１Ｉｌ戊分の指令値とを相電流の指
令値に逆変換する逆変換手段とを設けたことである。
出、ｄｑ変換、指令値の演算、ｄｑ逆変換、負荷電流の
制御という１サイクルを所定の制御周期で繰り返すディ
ジタルサーボ制御装置において、相電流の現在値の検出
時刻、負荷電流を次にディジタル制御する時刻における
、サーボモータの電機子コイルの基準軸と励磁磁場との
成す電気角を補間演算する角度補間手段と、角度補間手
段によって得られた、相電流の現在値の検出時刻におけ
る電気角を用いて、相電流の現在値をｄｑ変換して、相
電流の現在値のｄ軸成分とｑ軸成分とを求める変換手段
と、角度補間手段によって得られた、次に負荷電流をデ
ィジタル制御する時刻における電気角を用いて、ｄ軸成
分の指令値とｑ１１１Ｉｌ戊分の指令値とを相電流の指
令値に逆変換する逆変換手段とを設けたことである。
角度補間手段により、相電流の現在値の検出時刻におけ
る電気角θ１と、その現在値をフィードバックして次に
負荷電流を制御する時刻における電気角θ２が補間演算
により求ｔられる。 変換手段によって、相電流の現在値がｄｑ変換される時
には、電気角θ１が用いられる。この電気角θ１は電流
検出時の現実の電気角であるので、変換して得られた電
流のｄ軸成分とｑ軸成分は正確な値である。このｄ軸成
分とｑ軸成分は、理論的には、電気角によっては変化し
ない。次に、この検出電流のｄ軸成分、Ｔｈｑ軸成分の
、それぞれの目標値に対する偏差に応じて、それぞれの
成分の指令値が演算される。この指令値は電気角を含ま
ない。 次に、逆変換手段により、ｄ軸成分とｑ軸成分の指令値
が逆変換されて、相電流の指令値が演算される。この逆
変換の時には、次の負荷電流の制御時刻に対応した電気
角θ２が用いられる。したがって、その制御時刻に対応
した相電流の指令値が与えられる。即ち、相電流の指令
値は電気角の正弦関数で変化する値であるので、その制
御時の現実の電気角θ２を用いることにより、正確な相
電流の指令値を得ることができる。 この結果、サーボモータの電流制御に起因する出力トル
クの振動が防止される。
る電気角θ１と、その現在値をフィードバックして次に
負荷電流を制御する時刻における電気角θ２が補間演算
により求ｔられる。 変換手段によって、相電流の現在値がｄｑ変換される時
には、電気角θ１が用いられる。この電気角θ１は電流
検出時の現実の電気角であるので、変換して得られた電
流のｄ軸成分とｑ軸成分は正確な値である。このｄ軸成
分とｑ軸成分は、理論的には、電気角によっては変化し
ない。次に、この検出電流のｄ軸成分、Ｔｈｑ軸成分の
、それぞれの目標値に対する偏差に応じて、それぞれの
成分の指令値が演算される。この指令値は電気角を含ま
ない。 次に、逆変換手段により、ｄ軸成分とｑ軸成分の指令値
が逆変換されて、相電流の指令値が演算される。この逆
変換の時には、次の負荷電流の制御時刻に対応した電気
角θ２が用いられる。したがって、その制御時刻に対応
した相電流の指令値が与えられる。即ち、相電流の指令
値は電気角の正弦関数で変化する値であるので、その制
御時の現実の電気角θ２を用いることにより、正確な相
電流の指令値を得ることができる。 この結果、サーボモータの電流制御に起因する出力トル
クの振動が防止される。
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。
第１図は本発明に係るディジタルサーボ制御装置の構成
を示したブロックダイヤグラムである。 ディジタルサーボ制御装置１０は主として、ＣＰＵＩＩ
、ＲＯＭ１２、ＲＡＭ１３、ディジタルシグナルプロセ
ッサ（以下「ＤＳＰ」という）１４、共通ＲＡＭＩ ？
、Ａ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂ及び現在値カウンタ１６
から構成されている。 ＣＰＬＩＩＩにはインタフェース１９を介してキーボー
ド２１及びＣＲＴ表示装置２２が接続されている。 ＤＳＰ１４の出力はインバータ２５に入力され、そのイ
ンバータ２５はＤＳＰ１４の出力信号に応じてサーボモ
ータ３１を駆動する。サーボモータ３１には同期モータ
が用いられ、インノく一夕２５のＰＷＭ電圧制御により
サーボモータ３１の負荷電流が制御され、その結果、出
力トルクが制御される。 サーボモータ、３１のＵ相及びＶ相の負荷電流はＣＴ３
２ａ、３２ｂにより検出され、増幅器１８ａ、１８ｂに
より増幅される。その増幅器１８ａ。 １８ｂの出力は、Ａ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂに入力さ
れ、所定の周期でサンプリングされ、ディジタル値に変
換される。そのサンプリングされた値は、瞬時負荷電流
のフィードパ・ツク値として、ＤＳＰ１４に入力する。 又、サーボモータ３１にはパルスエンコーダ３３が接続
され、その現在位置が検出される。ノクルスエンコーダ
３３の出力は波形′ｔＬ形・方向判別回路３４を介して
現在値カウンタ１６に接続されている。 波形成形・方向判別回路３４を介して現在値カウンタ１
６に入力されるパルスエンコーダ３３からの出力信号は
現在値カウンタ１６の値を加減させる。ＤＳＰ１４によ
り、現在値カウンタ１６の値は現在位置フィードバック
値として読み込まれ、ＤＳＰ１４により、ＣＰＵＩＩか
ら出力された目標値と比較され位置偏差が算出される。 そして、ＤＳＰ１４により、その位置偏差に基づいて速
度目標値が算出される。 又、ＤＳＰ１４に入力された現在位置フィードバック値
は微分され、速度フィードバック値が算出される。ＤＳ
Ｐ１４により、位置偏差に応じて決定される速度目標値
と速度フィードバック値とが比較され速度偏差が算出さ
れ、その速度偏差に基づいて電流目標値が算出される。 ＤＳＰ１４により、この電流目標値は、増幅器１８．１
．８ｂ及びＡ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂを介してＣＴ３
２ａ、３２ｂにて検出された負荷電流の電流フィードバ
ック値と比較され、電流偏差が算出される。その時の瞬
時電流偏差と瞬時電流偏差の累積値と電流目標値とに基
づいて、即ち、比例積分演算により、その時の瞬時電流
指令値が演算される。その瞬時電流指令値は高周波数の
：角波と比較され、インバータ２５の各相のトランジス
タのオンオフを制御する電圧制御ＰＷＭ信号が生成され
る。その電圧制御ＰＷＭ信号は、インバータ２５に出力
され、そのインバータ２５の各相のトランジスタがそれ
ぞれ駆動される。このインバータ２５のスイッチングに
より、各相の負荷電流は電流目標値に制御されることに
なる。 尚、サーボモータ３１の位置決めは、ＣＰＩＪｌｌによ
り、現在値カンウタ１６の出力値が位置の目標値に等し
くなったと判定された時に完了される。 又、Ａ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂによってサンプリング
されたＵ相、Ｖ相の負荷電流値は、ＤＳＰ１４によりｄ
Ｑ変換される。 本実施例のディジタルサーボ制御装置は、上述したよう
に、位置、速度及び電流の３つのフイードパツクループ
により構成されている。より下位のフィードバックルー
プ程、より高い応答性が要求され、例えば、最下位の電
流フィードバックループは１００μｓ、速度フィードバ
ックループはその数倍、位置フィードバックループは更
にその数倍の時間間隔で同期を取ってデータのサンプリ
ングが実行され、それぞれのフィードバックループの処
理が実行される。 次に、本実施例装置の作動について説明する。 第２図のプログラムは、ＤＳＰ１４によって、所定の最
小周期毎に繰り返し実行される。 ステップ１００では、現実行サイクルが位置偏差演算タ
イミングか否かが判定され、位置偏差演算タンミングで
あれば、ステップ１０２で現在値カウンタ１６に保持さ
れた位置の現在値が読み込まれ、目標値に対する位置偏
差が演算される。次に、ステップ１０４において、位置
偏差に応じて速度目標値が演算される。この位置のフィ
ードバック制御は、第３図の信号Ｓ１で示すタイミング
で実行される。 次に、ステップ１０６において、現実行サイクルが速度
偏差演算タイミングか否かが判定される。 速度偏差演算タンミングであれば、ステップ１．０８で
、現在値カウンタ１６に保持された位置の現在値（電気
角）θ（ｎ）が読み込まれる。 次に、ステップ１１０において、前回の速度偏差演算タ
イミング時に読み込まれた位置の現在値（電気角）θ（
ｎ−１）と、速度制御周期Ｔとから現速度制御期間にお
ける速度の現在値Ｖ （ｎ）が次式にょっ演算される。 ｖ（ｎ）＝（θ（ｉ）−θ（ｎ−１） ）／Ｔ
−（１）又、ステップ１０４で設定された速度
目標値に対する偏差、即ち、速度偏差が演算される。そ
して、次のステップ１１２において、その速度偏差に応
じて、ｄ軸成分とｑ軸成分の電流目標値が演算される。 この速度フィードバック制御は、第３図の信号Ｓ２で示
すタイミングで実行される。 次に、ステップ１２４において、現実行サイクルが電流
偏差演算タイミングか否かが判定される。 電流偏差演算タイミングであれば、ステップ１１６へ移
行する。ステップ１１６以下は電流フィードバック制御
であり、この制御は、第３図の信号ｓ３に示すタイミン
グで実行される。 ステップ１１６では、電流制御期間の先頭から測定した
次のステップ１１８での電流検出時刻△ｔ１と、電流制
御期間の先頭から測定した負荷電流の制御時刻Δｔ２を
用いて、その時刻に対応した電気角である電流検出時電
気角θ１と制御時電気角θ２が補間演算される。 θ１−θ（ｎ）＋ΔＶ （ｎ）・Δｔ＋
−（２）θ ２二θ （ｎ）十△Ｖ （ｎ） ・
△ｔ２ −（３）この時
刻Δｔ１．Δｔ２と電気角θ１．θ２は第３図に示すよ
うに対応している。 次に、１１８へ移行して、Ｕ相、Ｖ相の瞬時負荷電流の
現在値１ｕ、ｌｖがＡ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂから読
み込まれる。 次に、ステップ１２０において、その電流の現在値１ｕ
、 ＩＶはｄｑ変換されて、ｄ軸成分１ｄとｑ軸成分１
ｑとが次式によって演算される。 Ｔｄ＝＃ （Ｉｕ・５ｉｎ（θ 、＋２π／３）−１ｖ
−ｓｉｎθ １（４）Ｉｑ＝ｖ’Ｔ （Ｉｕ−ｃｏｓ（
θ ＋＋２π／３）−１ｖ−ｃｏｓθ ＋ −
（５）尚、ｄｑ座標系は、良く知られたように、ｄ軸は
励磁磁場と同相にとられ、ｑ軸は励磁磁場と電気角で９
０°の位相差にとられた座標系である。ｄ軸成分は無効
成分をｑ＊ｌｌＮ成分は有効成分を表す。 次に、ステップ１２２において、ステップ１１２で設定
されたｄ軸成分とｑ軸成分の電流目標値を基準として、
比例積分演算により、現時点でのｄ軸成分とｑ軸成分の
電流指令値１ｄ” ＋ｌｑ”が演算される。 次に、ステップ１２４において、次式により、電流指令
値ｒｄ”、ｒｑ”を逆ｄｑ変換して、各相電流指令値１
ｕ” 、Ｉｖ” 、Ｉｗ”が演算される。 ｒｑ”５ｉｎ（θ２＋２ π／３） ）（７） 尚、 Ｉｗ”は、１ｗ” （Ｉｕ”＋Ｉｖ”） によって演算され る。 次に、ステップ１２６において、各相電流指令値ｌｕ”
、Ｉｖ” 、Ｉｗ”と高周波数の三角波とのレベル関
係を利用して、即ち、平均電圧法を用いて、各相のＰＷ
Ｍ信号のオン時間が演算される。 そして、ステップ１２８において、ＤＳＰ１４に内在さ
れた各タイマにそのオン時間を設定することで、その設
定された時間だけ高レベルとなる各相のＰＷＭ信号がイ
ンバータ２５に出力される。 尚、明示していないが、各相のＰＷＭ信号を生成する時
、同相の２つのトランジスタが同時にオンしないように
デッドタイム処理が施されている。 このようにして、１つの実行サイクルの処理が完了する
。この実行サイクルは、最小の制御周期で実行されてお
り、その整数倍ｎ、で電流フィードバックループが制御
され、その整数倍ｎ２で速度フィードバックループが制
御され、その整数倍ｎ３で位置フィードバックループが
制御されるように、ステップ１００．１０６．１１４で
判定の基準となる回数が設定されている。但し１．１．
＜１ｉ２≦０３である。 上記のサイクルが繰り返し実行されることで、第３図に
示すタイミングで、位置、速度、電流のフィードバック
制御が行われる。 このように、電流フィードバック制御において、ｄｑ変
換時には電流検出時の電気角θ１を用い、逆ｄｑ変換時
には電流制御時の電気角θ２を用いているので、正確な
相電流指令値を演算するこきができる。この結果、サー
ボモータの出力トルクの変動が防止される。
を示したブロックダイヤグラムである。 ディジタルサーボ制御装置１０は主として、ＣＰＵＩＩ
、ＲＯＭ１２、ＲＡＭ１３、ディジタルシグナルプロセ
ッサ（以下「ＤＳＰ」という）１４、共通ＲＡＭＩ ？
、Ａ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂ及び現在値カウンタ１６
から構成されている。 ＣＰＬＩＩＩにはインタフェース１９を介してキーボー
ド２１及びＣＲＴ表示装置２２が接続されている。 ＤＳＰ１４の出力はインバータ２５に入力され、そのイ
ンバータ２５はＤＳＰ１４の出力信号に応じてサーボモ
ータ３１を駆動する。サーボモータ３１には同期モータ
が用いられ、インノく一夕２５のＰＷＭ電圧制御により
サーボモータ３１の負荷電流が制御され、その結果、出
力トルクが制御される。 サーボモータ、３１のＵ相及びＶ相の負荷電流はＣＴ３
２ａ、３２ｂにより検出され、増幅器１８ａ、１８ｂに
より増幅される。その増幅器１８ａ。 １８ｂの出力は、Ａ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂに入力さ
れ、所定の周期でサンプリングされ、ディジタル値に変
換される。そのサンプリングされた値は、瞬時負荷電流
のフィードパ・ツク値として、ＤＳＰ１４に入力する。 又、サーボモータ３１にはパルスエンコーダ３３が接続
され、その現在位置が検出される。ノクルスエンコーダ
３３の出力は波形′ｔＬ形・方向判別回路３４を介して
現在値カウンタ１６に接続されている。 波形成形・方向判別回路３４を介して現在値カウンタ１
６に入力されるパルスエンコーダ３３からの出力信号は
現在値カウンタ１６の値を加減させる。ＤＳＰ１４によ
り、現在値カウンタ１６の値は現在位置フィードバック
値として読み込まれ、ＤＳＰ１４により、ＣＰＵＩＩか
ら出力された目標値と比較され位置偏差が算出される。 そして、ＤＳＰ１４により、その位置偏差に基づいて速
度目標値が算出される。 又、ＤＳＰ１４に入力された現在位置フィードバック値
は微分され、速度フィードバック値が算出される。ＤＳ
Ｐ１４により、位置偏差に応じて決定される速度目標値
と速度フィードバック値とが比較され速度偏差が算出さ
れ、その速度偏差に基づいて電流目標値が算出される。 ＤＳＰ１４により、この電流目標値は、増幅器１８．１
．８ｂ及びＡ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂを介してＣＴ３
２ａ、３２ｂにて検出された負荷電流の電流フィードバ
ック値と比較され、電流偏差が算出される。その時の瞬
時電流偏差と瞬時電流偏差の累積値と電流目標値とに基
づいて、即ち、比例積分演算により、その時の瞬時電流
指令値が演算される。その瞬時電流指令値は高周波数の
：角波と比較され、インバータ２５の各相のトランジス
タのオンオフを制御する電圧制御ＰＷＭ信号が生成され
る。その電圧制御ＰＷＭ信号は、インバータ２５に出力
され、そのインバータ２５の各相のトランジスタがそれ
ぞれ駆動される。このインバータ２５のスイッチングに
より、各相の負荷電流は電流目標値に制御されることに
なる。 尚、サーボモータ３１の位置決めは、ＣＰＩＪｌｌによ
り、現在値カンウタ１６の出力値が位置の目標値に等し
くなったと判定された時に完了される。 又、Ａ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂによってサンプリング
されたＵ相、Ｖ相の負荷電流値は、ＤＳＰ１４によりｄ
Ｑ変換される。 本実施例のディジタルサーボ制御装置は、上述したよう
に、位置、速度及び電流の３つのフイードパツクループ
により構成されている。より下位のフィードバックルー
プ程、より高い応答性が要求され、例えば、最下位の電
流フィードバックループは１００μｓ、速度フィードバ
ックループはその数倍、位置フィードバックループは更
にその数倍の時間間隔で同期を取ってデータのサンプリ
ングが実行され、それぞれのフィードバックループの処
理が実行される。 次に、本実施例装置の作動について説明する。 第２図のプログラムは、ＤＳＰ１４によって、所定の最
小周期毎に繰り返し実行される。 ステップ１００では、現実行サイクルが位置偏差演算タ
イミングか否かが判定され、位置偏差演算タンミングで
あれば、ステップ１０２で現在値カウンタ１６に保持さ
れた位置の現在値が読み込まれ、目標値に対する位置偏
差が演算される。次に、ステップ１０４において、位置
偏差に応じて速度目標値が演算される。この位置のフィ
ードバック制御は、第３図の信号Ｓ１で示すタイミング
で実行される。 次に、ステップ１０６において、現実行サイクルが速度
偏差演算タイミングか否かが判定される。 速度偏差演算タンミングであれば、ステップ１．０８で
、現在値カウンタ１６に保持された位置の現在値（電気
角）θ（ｎ）が読み込まれる。 次に、ステップ１１０において、前回の速度偏差演算タ
イミング時に読み込まれた位置の現在値（電気角）θ（
ｎ−１）と、速度制御周期Ｔとから現速度制御期間にお
ける速度の現在値Ｖ （ｎ）が次式にょっ演算される。 ｖ（ｎ）＝（θ（ｉ）−θ（ｎ−１） ）／Ｔ
−（１）又、ステップ１０４で設定された速度
目標値に対する偏差、即ち、速度偏差が演算される。そ
して、次のステップ１１２において、その速度偏差に応
じて、ｄ軸成分とｑ軸成分の電流目標値が演算される。 この速度フィードバック制御は、第３図の信号Ｓ２で示
すタイミングで実行される。 次に、ステップ１２４において、現実行サイクルが電流
偏差演算タイミングか否かが判定される。 電流偏差演算タイミングであれば、ステップ１１６へ移
行する。ステップ１１６以下は電流フィードバック制御
であり、この制御は、第３図の信号ｓ３に示すタイミン
グで実行される。 ステップ１１６では、電流制御期間の先頭から測定した
次のステップ１１８での電流検出時刻△ｔ１と、電流制
御期間の先頭から測定した負荷電流の制御時刻Δｔ２を
用いて、その時刻に対応した電気角である電流検出時電
気角θ１と制御時電気角θ２が補間演算される。 θ１−θ（ｎ）＋ΔＶ （ｎ）・Δｔ＋
−（２）θ ２二θ （ｎ）十△Ｖ （ｎ） ・
△ｔ２ −（３）この時
刻Δｔ１．Δｔ２と電気角θ１．θ２は第３図に示すよ
うに対応している。 次に、１１８へ移行して、Ｕ相、Ｖ相の瞬時負荷電流の
現在値１ｕ、ｌｖがＡ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂから読
み込まれる。 次に、ステップ１２０において、その電流の現在値１ｕ
、 ＩＶはｄｑ変換されて、ｄ軸成分１ｄとｑ軸成分１
ｑとが次式によって演算される。 Ｔｄ＝＃ （Ｉｕ・５ｉｎ（θ 、＋２π／３）−１ｖ
−ｓｉｎθ １（４）Ｉｑ＝ｖ’Ｔ （Ｉｕ−ｃｏｓ（
θ ＋＋２π／３）−１ｖ−ｃｏｓθ ＋ −
（５）尚、ｄｑ座標系は、良く知られたように、ｄ軸は
励磁磁場と同相にとられ、ｑ軸は励磁磁場と電気角で９
０°の位相差にとられた座標系である。ｄ軸成分は無効
成分をｑ＊ｌｌＮ成分は有効成分を表す。 次に、ステップ１２２において、ステップ１１２で設定
されたｄ軸成分とｑ軸成分の電流目標値を基準として、
比例積分演算により、現時点でのｄ軸成分とｑ軸成分の
電流指令値１ｄ” ＋ｌｑ”が演算される。 次に、ステップ１２４において、次式により、電流指令
値ｒｄ”、ｒｑ”を逆ｄｑ変換して、各相電流指令値１
ｕ” 、Ｉｖ” 、Ｉｗ”が演算される。 ｒｑ”５ｉｎ（θ２＋２ π／３） ）（７） 尚、 Ｉｗ”は、１ｗ” （Ｉｕ”＋Ｉｖ”） によって演算され る。 次に、ステップ１２６において、各相電流指令値ｌｕ”
、Ｉｖ” 、Ｉｗ”と高周波数の三角波とのレベル関
係を利用して、即ち、平均電圧法を用いて、各相のＰＷ
Ｍ信号のオン時間が演算される。 そして、ステップ１２８において、ＤＳＰ１４に内在さ
れた各タイマにそのオン時間を設定することで、その設
定された時間だけ高レベルとなる各相のＰＷＭ信号がイ
ンバータ２５に出力される。 尚、明示していないが、各相のＰＷＭ信号を生成する時
、同相の２つのトランジスタが同時にオンしないように
デッドタイム処理が施されている。 このようにして、１つの実行サイクルの処理が完了する
。この実行サイクルは、最小の制御周期で実行されてお
り、その整数倍ｎ、で電流フィードバックループが制御
され、その整数倍ｎ２で速度フィードバックループが制
御され、その整数倍ｎ３で位置フィードバックループが
制御されるように、ステップ１００．１０６．１１４で
判定の基準となる回数が設定されている。但し１．１．
＜１ｉ２≦０３である。 上記のサイクルが繰り返し実行されることで、第３図に
示すタイミングで、位置、速度、電流のフィードバック
制御が行われる。 このように、電流フィードバック制御において、ｄｑ変
換時には電流検出時の電気角θ１を用い、逆ｄｑ変換時
には電流制御時の電気角θ２を用いているので、正確な
相電流指令値を演算するこきができる。この結果、サー
ボモータの出力トルクの変動が防止される。
本発明は、相電流の現在値の検出時刻における電気角θ
、と、その現在値をフィードバックして次に負荷電流を
制御する時刻における電気角θ２を補間演算して求める
角度補間手段と、電気角θを用いて相電流の現在値をｄ
ｑ変換する変換手段と、ｄ軸成分とｑ軸成分の指令値を
電気角θ２によって逆変換する適度化手段とを有してい
る。 したがって、相電流の検出時と相電流の制御時における
現実の電気角を正確に用いているので、変換精度が高く
、相電流の指令値は極めて正確となる。このため、従来
のように、速度制御期間、電気角を一定としたために生
じるサーボモータの出力トルクの振動を防止することが
できた。
、と、その現在値をフィードバックして次に負荷電流を
制御する時刻における電気角θ２を補間演算して求める
角度補間手段と、電気角θを用いて相電流の現在値をｄ
ｑ変換する変換手段と、ｄ軸成分とｑ軸成分の指令値を
電気角θ２によって逆変換する適度化手段とを有してい
る。 したがって、相電流の検出時と相電流の制御時における
現実の電気角を正確に用いているので、変換精度が高く
、相電流の指令値は極めて正確となる。このため、従来
のように、速度制御期間、電気角を一定としたために生
じるサーボモータの出力トルクの振動を防止することが
できた。
第１図は本発明の具体的な一実施例に係るディジタルサ
ーボ制御装置の構成を示したブロックダイヤグラム。第
２図は同実施例装置で使用されているＤＳＰによる処理
手順を示したフローチャート。第３図は同じ＜ＤＳＰに
よる位置、速度、電流フィードバック制御のタイミング
を示したタイミングチャート。 １０ ディジタルサーボ制御装置 １ｌ−ＣＰＵ １２−ＲＯＭ １３−ＲＡＭ１４−
ＤＳＰ （ディジタルシグナルプロセッサ）１５ ａ、
１５ ｂ−Ａ／Ｄ変換器１６°現在値カウンタ ２５゛インバータ ３１ °−サーボモータ３２ａ、３
２ｂ−カレントトランスフｔ −７（ＣＴ）３３゛−パ
ルスエンコーダ
ーボ制御装置の構成を示したブロックダイヤグラム。第
２図は同実施例装置で使用されているＤＳＰによる処理
手順を示したフローチャート。第３図は同じ＜ＤＳＰに
よる位置、速度、電流フィードバック制御のタイミング
を示したタイミングチャート。 １０ ディジタルサーボ制御装置 １ｌ−ＣＰＵ １２−ＲＯＭ １３−ＲＡＭ１４−
ＤＳＰ （ディジタルシグナルプロセッサ）１５ ａ、
１５ ｂ−Ａ／Ｄ変換器１６°現在値カウンタ ２５゛インバータ ３１ °−サーボモータ３２ａ、３
２ｂ−カレントトランスフｔ −７（ＣＴ）３３゛−パ
ルスエンコーダ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 所定の制御周期で、多相交流サーボモータの負荷電流
をサンプリングして相電流の現在値を検出し、その相電
流の現在値からｄｑ座標系における無効電流成分のｄ軸
成分と有効電流成分のｑ軸成分を求め、そられの値と、
ｄ軸成分の目標値、ｑ軸成分の目標値との偏差に応じて
、ｄ軸成分の指令値、ｑ軸成分の指令値とを求め、それ
らの指令値を相電流の指令値に逆変換し、その相電流の
指令値に応じて、負荷電流をディジタル制御する電流フ
ィードバックループを有したディジタルサーボ制御装置
において、 上記の相電流の現在値の検出時刻、前記負荷電流を次に
ディジタル制御する時刻における、前記サーボモータの
電機子コイルの基準軸と励磁磁場との成す電気角を補間
演算する角度補間手段と、前記角度補間手段によって得
られた、相電流の現在値の検出時刻における前記電気角
を用いて、前記相電流の現在値をｄｑ変換して、相電流
の現在値のｄ軸成分とｑ軸成分とを求める変換手段と、
前記角度補間手段によって得られた、次に負荷電流をデ
ィジタル制御する時刻における電気角を用いて、ｄ軸成
分の指令値とｑ軸成分の指令値とを相電流の指令値に逆
変換する逆変換手段と、を有するディジタルサーボ制御
装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2081980A JPH03284184A (ja) | 1990-03-28 | 1990-03-28 | ディジタルサーボ制御装置 |
| GB9106033A GB2243464B (en) | 1990-03-23 | 1991-03-21 | Digital servo-control apparatus |
| US07/673,384 US5309075A (en) | 1990-03-23 | 1991-03-22 | Digital servo-control apparatus for preventing torque variations |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2081980A JPH03284184A (ja) | 1990-03-28 | 1990-03-28 | ディジタルサーボ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03284184A true JPH03284184A (ja) | 1991-12-13 |
Family
ID=13761631
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2081980A Pending JPH03284184A (ja) | 1990-03-23 | 1990-03-28 | ディジタルサーボ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03284184A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6255798B1 (en) | 1995-10-30 | 2001-07-03 | Hitachi, Ltd. | Control apparatus for electric vehicle |
-
1990
- 1990-03-28 JP JP2081980A patent/JPH03284184A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6255798B1 (en) | 1995-10-30 | 2001-07-03 | Hitachi, Ltd. | Control apparatus for electric vehicle |
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