JPH04271412A - ディジタルサーボ制御装置 - Google Patents
ディジタルサーボ制御装置Info
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- JPH04271412A JPH04271412A JP5591191A JP5591191A JPH04271412A JP H04271412 A JPH04271412 A JP H04271412A JP 5591191 A JP5591191 A JP 5591191A JP 5591191 A JP5591191 A JP 5591191A JP H04271412 A JPH04271412 A JP H04271412A
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Landscapes
- Feedback Control In General (AREA)
- Control Of Position Or Direction (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル制御のフィ
ードフォワード機能を有するディジタルサーボ制御装置
に関する。 【0002】 【従来の技術】従来、サーボ制御装置において、アナロ
グ式のフィードフォワード機能を有するものが知られて
いる。このアナログ式のフィードフォワードは、指令パ
ルスの周波数を電圧に変換して速度フィードバックルー
プに加算出力するものである。 【0003】 【発明が解決しようとする課題】このアナログ式のフィ
ードフォワード機能を有するものにおいては、フィード
フォワード値がそのF/V変換時にハードウェアのもつ
時定数により所定の時間だけ遅れが発生する。上述の時
間ズレ(位相ズレ)が存在すると、指令速度が不必要に
変化することとなる。その結果、サーボ系が振動して、
工作物の加工面にビビリが発生し、工作物の仕上げ形状
を変形させる原因となっていた。又、カム等の非真円形
工作物を加工する場合には、主軸の回転角θに関する外
形面の中心軸からの位置Xは、図13の(a)に示すよ
うに与えられる。しかし、この外形特性は、たとえば、
回転角0.5度毎の位置Xで与えられるため、その位置
の回転角θに関する微分値は図13の(b)に示すよう
に、高周波成分が含まれる。よって、ディジタル制御で
フィードフォワード制御する場合には、この高周波成分
がそのまま速度フィードバックループに加わるために、
追随精度は向上するがサーボモータのトルクに高周波成
分が含まれ、加工面の加工精度が良くないという問題が
生じる。 【0004】本発明は、上記の課題を解決するために成
されたものであり、その目的とするところは、サーボ系
の振動によって生じる工作物の加工面のビビリをなくし
、工作物の加工形状の精度を向上させることである。 【0005】 【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の発明の構成は、位置フィードバックループ、速度フィ
ードバックループ、電流フィードバックループを有し、
指令値及び帰還値をディジタル量で与えたディジタルサ
ーボ制御装置において、現在時刻において指令された目
標位置の時間変動から算出された指令速度に対応した現
在時刻のフィードフォワード値を算出するフィードフォ
ワード値演算手段と、フィードフォワード値演算手段に
より算出されたフィードフォワード値の時間変動を滑ら
かにするフィルタ手段と、フィルタ手段の出力を速度フ
ィードバックループに加算出力するフィードフォワード
出力手段とを設けたことである。 【0006】 【作用】フィードフォワード値演算手段により、目標位
置の時間変動から現在時刻におけるフィードフォード値
が演算される。そのフィードフォワード値はフィルタ手
段により、フィードフォワード値の時間変動における高
周波成分が除去される。その結果、時間的変動が滑らか
な出力がフィルタ手段から得られ、その出力はフィード
フォワード出力により速度フィードバックループに加算
出力される。この結果、速度フィードバックループに加
算されるフィードフォワード値が滑らかに変化すること
から、サーボモータの微小振動が抑制され、加工面の面
精度が向上する。 【0007】 【実施例】以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説
明する。図1は本発明に係るディジタルサーボ制御装置
の構成を示したブロックダイヤグラムである。ディジタ
ルサーボ制御装置10は主として、CPU11、ROM
12、RAM13、ディジタルシグナルプロセッサ(以
下「DSP」という)14、共通RAM17,A/D変
換器15a,15b及び現在値カウンタ16から構成さ
れている。CPU11にはインタフェース19を介して
キーボード21及びCRT表示装置22が接続されてい
る。 【0008】DSP14の出力はインバータ25に入力
され、そのインバータ25はDSP14の出力信号に応
じてサーボモータ31を駆動する。サーボモータ31に
は同期モータが用いられ、インバータ25のPWM電圧
制御によりサーボモータ31の負荷電流が制御され、そ
の結果、出力トルクが制御される。サーボモータ31の
u相及びv相の負荷電流はCT32a,32bにより検
出され、増幅器18a,18bにより増幅される。その
増幅器18a,18bの出力は、A/D変換器15a,
15bに入力され、所定の周期でサンプリングされ、デ
ィジタル値に変換される。そのサンプリングされた値は
、瞬時負荷電流のフィードバック値として、DSP14
に入力する。 【0009】又、サーボモータ31にはパルスエンコー
ダ33が接続され、その現在位置が検出される。パルス
エンコーダ33の出力は波形成形・方向判別回路34を
介して現在値カウンタ16に接続されている。波形成形
・方向判別回路34を介して現在値カウンタ16に入力
されるパルスエンコーダ33からの出力信号は現在値カ
ウンタ16の値を加減させる。DSP14により、現在
値カウンタ16の値は現在位置フィードバック値として
読み込まれ、DSP14により、CPU11から出力さ
れた目標値と比較され位置偏差が算出される。そして、
DSP14により、その位置偏差に基づいて速度目標値
が算出される。 【0010】又、DSP14に入力された現在位置フィ
ードバック値は微分され、速度フィードバック値が算出
される。DSP14により、位置偏差に応じて決定され
る速度目標値と速度フィードバック値とが比較され速度
偏差が算出され、その速度偏差に基づいて電流目標値が
算出される。DSP14により、この電流目標値は、増
幅器18a,18b及びA/D変換器15a,15bを
介してCT32a,32bにて検出された負荷電流の電
流フィードバック値と比較され、電流偏差が算出される
。その時の瞬時電流偏差と瞬時電流偏差の累積値と電流
目標値とに基づいて、即ち、比例積分演算により、その
時の瞬時電流指令値が演算される。 【0011】その瞬時電流指令値は高周波数の三角波と
比較され、インバータ25の各相のトランジスタのオン
オフを制御する電圧制御PWM信号が生成される。その
電圧制御PWM信号は、インバータ25に出力され、そ
のインバータ25の各相のトランジスタがそれぞれ駆動
される。このインバータ25のスイッチングにより、各
相の負荷電流は電流目標値に制御されることになる。 【0012】尚、サーボモータ31の位置決めは、CP
U11により、現在値カンウタ16の出力値が位置の目
標値に等しくなったと判定された時に完了される。又、
A/D変換器15a,15bによってサンプリングされ
たu相、v相の負荷電流値は、DSP14によりdq変
換される。本実施例のディジタルサーボ制御装置は、上
述したように、位置、速度及び電流の3つのフィードバ
ックループにより構成されている。より下位のフィード
バックループ程、より高い応答性が要求され、例えば、
最下位の電流フィードバックループは 100μs 、
速度フィードバックループはその数倍、位置フィードバ
ックループは更にその数倍の時間間隔で同期をとってデ
ータのサンプリングが実行され、それぞれのフィードバ
ックループの処理が実行される。 【0013】図2は、上述された本実施例装置の位置、
速度及び電流の3つのフィードバックループに対するフ
ィードフォワード制御の概念を示したブロックダイヤグ
ラムである。現在時刻(i)において、指令された目標
位置(fi ) は、フィードフォワードループの微分
器Sにより微分され、その微分値にフィードフォワード
ゲインKが掛けられ、現在時刻における速度目標値に対
するフィードフォワード値(K・fi ・S)が演算さ
れる。 そして、それらの値はローパスフィルタに入力してその
値に含まれる高周波成分が除去される。その結果、高周
波成分の除去されたフィードフォワード値(K′・fi
・S)が得られる。そして、現在時刻(i)におけるフ
ィルタリングされたフィードフォワード値(K′・fi
・S)が速度フィードバックループの指令値に加算さ
れる。 【0014】一方、現在時刻(i)における指令された
目標位置(fi ) が位置フィードバックループの
指令値として出力される。尚、Kp は位置フィードバ
ックループゲインである。 【0015】次に、本実施例装置の作動について説明す
る。図3、図4のプログラムは、DSP14によって、
所定の最小周期毎に繰り返し実行される。ステップ10
0では、現実行サイクルが位置偏差演算タイミングか否
かが判定され、位置偏差演算タンミングであればステッ
プ102に移行し、共通RAMからCPU11により指
令された目標位置Po が入力され記憶される。又、過
去一定時間t内の目標位置は共通RAM17に記憶され
ている。次に、フィードフォワード値演算手段を達成す
るステップ104に移行し、ステップ102で記憶され
た目標位置Po を微分演算し、フィードフォワード値
を演算する。次に、フィルタ手段を達成するステップ1
06に移行し、フィードフォワード値Ai (=K・f
i ・S)のフィルタリングが行われる。 【0016】フィルタリングは図10に示すプログラム
に従って実行される。ステップ200において、残留値
Rに今回のフィードフォワード値Ai が加算される。 次に、ステップ202において、残留値Rの関数Fの値
F(R)がフィルタリング処理後のフィードフォワード
値として演算される。そのフィルタリング後のフィード
フォワード値F(R)は共通RAM17に記憶される。 【0017】関数Fは、たとえば、0.7×Rのような
関数である。この関数の時、現在の残留値Rの70%が
フィルタリング後のフィードフォワード値として出力さ
れ、残留値Rの残りの30%は現制御サイクル以降のフ
ィードフォワード値に残留される。 【0018】次に、ステップ204において、残留値R
から現制御サイクルで出力されたフィードフォワード値
F(R)が減算され、残留値Rが更新される。そして、
新しい残留値Rは以後の制御サイクルで出力されるべき
フィードフォワード値の一部として考慮される。 【0019】目標値がステップ関数で変化した場合には
、その微分値は図11の(a)に示すようにインパルス
となる。しかし、このような残留値Rの70%を出力と
するというフィルタリング処理の結果、フィルタリング
されたフィードフォワード値は、図11の(b)に示す
ように変化する。即ち、目標値の微分値がインパルスで
あっても、時間的に滑らかに変化するフィードフォワー
ド値が得られる。 【0020】又、図12の(a)に示すような目標値の
微分値の時間変化に対して、フィルタリング後のフィー
ドフォワード値の時間変化は図12の(b)に示すよう
に滑らかな変化となる。フィルタリング処理が完了する
と、CPUの実行ステップは、図3のステップ108に
戻る。 【0021】ステップ108において、現在値カウンタ
16に保持された位置の現在値Pa が読み込まれる。 次に、ステップ110において、現時刻(i)の目標位
置P(i)と現在位置Pa との位置偏差ΔP(i)が
演算される。次に、ステップ112において、速度目標
値が位置偏差ΔP(i)に比例した値、即ち、次式によ
り演算される。 【数1】V=k・ΔP(i) この位置のフィードバック制御は、図5の信号S1で示
したタイミングで実行される。 【0022】次に、ステップ114において、現実行サ
イクルが速度偏差演算タイミングか否かが判定される。 速度偏差演算タンミングであればステップ116に移行
し、現在値カウンタ16に保持された位置の現在値(電
気角)θ(n) が読み込まれる。次にステップ118
に移行して、現時刻(i)におけるフィルタリングされ
たフィードフォワード値F(R)が共通RAM17から
読み出されて、フィードフォワード制御による速度目標
値が次式により演算され更新される。 【数2】V=V+F(R) 【0023】次に、ステップ120において、前回の速
度偏差演算タイミング時に読み込まれた位置の現在値(
電気角)θ(n−1) と、速度制御周期Dとから現速
度制御期間における速度の現在値V(n)が次式によっ
て演算される。 【数3】v(n)=(θ(n)−θ(n−1))/D
【0024】又、ステップ112で設定された速度目
標値に対する偏差、即ち、速度偏差が演算される。そし
て、次のステップ122において、その速度偏差に応じ
て、d軸成分とq軸成分の電流目標値が演算される。こ
の速度フィードバック制御は、図5の信号S2で示した
タイミングで実行される。 【0025】次に、ステップ124において、現実行サ
イクルが電流偏差演算タイミングか否かが判定される。 電流偏差演算タイミングであれば、ステップ126に移
行する。ステップ126以下は電流フィードバック制御
であり、この制御は、図5の信号S3に示したタイミン
グで実行される。ステップ126では、電流制御期間の
先頭から測定した次のステップ128での電流検出時刻
Δt1 、電流制御期間の先頭から測定した負荷電流の
制御時刻Δt2 を用いて、その時刻に対応した電気角
である電流検出時電気角θ1 と制御時電気角θ2 が
補間演算される。 【0026】 【数4】θ1 =θ(n)+ΔV(n)・Δt1 【数
5】θ2 =θ(n)+ΔV(n)・Δt2 【002
7】この時刻Δt1 ,Δt2 と電気角θ1 , θ
2 とは図5に示したように対応している。次にステッ
プ128に移行して、u相、v相の瞬時負荷電流の現在
値Iu,Iv がA/D変換器15a,15bから読み
込まれる。次に、ステップ130において、その電流の
現在値Iu,Iv はdq変換されて、d軸成分Idと
q軸成分Iqとが次式によって演算される。 【数6】Id=21/2{lusin(θ1+2π/3
)−Ivsinθ1}【数7】Iq=21/2{Iuc
os(θ1+2π/3)−Ivcosθ1}【0028
】尚、dq座標系は、良く知られたように、d軸は励磁
磁場と同相にとられ、q軸は励磁磁場と電気角で90°
の位相差にとられた座標系である。d軸成分は無効成分
をq軸成分は有効成分を表す。次に、ステップ132に
おいて、ステップ122で設定されたd軸成分とq軸成
分の電流目標値を基準として、比例積分演算により、現
時点でのd軸成分とq軸成分の電流指令値Id*,Iq
* が演算される。 【0029】次に、ステップ134において、次式によ
り、電流指令値Id*,Iq* を逆dq変換して、各
相電流指令値Iu*,Iv*,Iw* が演算される。 【数8】Iu* =(2/3)1/2 ・{Id* c
osθ2 −Iq*sinθ2}【数9】 Iv* =(2/3)1/2 ・{Id* cos
(θ2 +2π/3) −Iq*sin(θ2 +2π
/3)} 尚、Iw*は、Iw*=−(Iu*+Iv
*) によって演算される。 【0030】次に、ステップ136,138において、
各相電流指令値Iu* ,Iv* ,Iw* と高周波
数の三角波とのレベル関係を利用して、即ち、平均電圧
法を用いて、1つの制御周期内における一連のPWM信
号が生成される。一連のPWM信号は、図6に示したよ
うに、各相の電圧印加状態を示した電圧ベクトルで表す
ことができる。回転磁界ベクトルは、この電圧ベクトル
の積分として表される。従って、図7に示したように、
各電圧ベクトル×継続時間の和によって回転磁界ベクト
ルの先端の軌跡が描かれる。回転磁界を角度2π/n毎
に円周上の点に最短経路で位置決めするためには、1制
御周期毎に、図6に示した隣接する2つの電圧ベクトル
と零ベクトルV0 の3つのベクトルでインバータ25
が制御される必要がある。この3つの電圧ベクトルの組
合せと回転磁界の位相とは一意的に対応する。回転磁界
の位相と電圧ベクトルの組合せの対応表(零ベクトルV
0 は必ず組合せの1要素となるので、2つの電圧ベク
トルの組だけで良い)が、図8に示したように、予めR
OM12に記憶されている。 【0031】ステップ136では、制御時電気角θ2
回転磁界の位相) から、ROM12における上記のテ
ーブルを検索してその時の電圧ベクトルの組合せを求め
る。 ステップ138では、各電圧ベクトルの継続時間t1,
t2,t3 が演算される。例えば、その電圧ベクトル
の組合せが、図9に示したように、Vn =(1,1,
0),V1 =(1,0,0), V2 =(0,0,
0)となったとして、各電圧ベクトルの継続時間t1,
t2,t3 が演算される。その演算方法は、本実施例
では、良く知られた平均電圧法が用いられている。 【0032】即ち、各相電流指令値Iu* ,Iv*
,Iw* のうち、絶対値の大きい2つを大きい順にI
1, I2とするとき、継続時間t1,t2,t3 は
次式で求められる。 【数10】t1 =|2I2*+I1*|・T/Vdc
【数11】t2 =|I1*−I2*|・T/Vdc【
数12】t3 =T−(t1+t2 )但し、Tは周期
、Vdcは印加直流電圧である。 【0033】次に、ステップ140において、1組の電
圧ベクトルによるPWM信号が、継続時間t1,t2,
t3 だけ出力される。例えば、図9に示したように、
V6 =(1,1,0),V1 =(1,0,0),V
0 =(0,0,0)の順に、継続時間t1,t2,t
3 だけ出力される。又、換言すれば、U 相はt1
+t2 だけ電圧が印加され、V 相はt1 だけ電圧
が印加され、W 相にはその制御期間、電圧は印加され
ない。 【0034】このようにして、1つの実行サイクルの処
理が完了する。この実行サイクルは、最小の制御周期で
実行されており、その整数倍n1 で電流フィードバッ
クループが制御され、その整数倍n2 で速度フィード
バックループが制御され、その整数倍n3 で位置フィ
ードバックループが制御されるように、ステップ100
,114,124で判定の基準となる回数が設定されて
いる。 但し、n1 <n2 ≦n3 である。上記のサイクル
が繰り返し実行されることで、図5に示したタイミング
で、位置、速度、電流のフィードバック制御が行われる
。但し、図5に示したタイミングはCPU11によるプ
ログラム実行時からの計時によって検出される。 【0035】このように、フィードフォワード値は予め
所定時間にて平均化されて安定した値となる。又、時間
遅れ補償が行われることにより、指令された目標位置と
位置フィードバックループの帰還値とフィードフォワー
ド値とを同期させることができる。 【0036】上記のように目標位置を微分して得られた
フィードフォワード値は図10に示した演算によりフィ
ルタリングされているが、ディジタルローパスフィルタ
を用いて時間変動が滑らかになるよにフィルタリングし
ても良い。 【0037】 【発明の効果】本発明は、目標位置の時間変動から求め
られるフィードフォワード値の時間変動が滑らかとなる
ようにフィルタリング処理を施した後に、そのフィルタ
リングされたフィードフォワード値を速度フィードバッ
クループに加算するようにしている。従って、フィード
フォワードにより追随性が向上すると共にフィードフォ
ワード値が滑らかになる結果、サーボモータのトルク変
動が滑らかとなり、加工面の面精度が向上する。
ードフォワード機能を有するディジタルサーボ制御装置
に関する。 【0002】 【従来の技術】従来、サーボ制御装置において、アナロ
グ式のフィードフォワード機能を有するものが知られて
いる。このアナログ式のフィードフォワードは、指令パ
ルスの周波数を電圧に変換して速度フィードバックルー
プに加算出力するものである。 【0003】 【発明が解決しようとする課題】このアナログ式のフィ
ードフォワード機能を有するものにおいては、フィード
フォワード値がそのF/V変換時にハードウェアのもつ
時定数により所定の時間だけ遅れが発生する。上述の時
間ズレ(位相ズレ)が存在すると、指令速度が不必要に
変化することとなる。その結果、サーボ系が振動して、
工作物の加工面にビビリが発生し、工作物の仕上げ形状
を変形させる原因となっていた。又、カム等の非真円形
工作物を加工する場合には、主軸の回転角θに関する外
形面の中心軸からの位置Xは、図13の(a)に示すよ
うに与えられる。しかし、この外形特性は、たとえば、
回転角0.5度毎の位置Xで与えられるため、その位置
の回転角θに関する微分値は図13の(b)に示すよう
に、高周波成分が含まれる。よって、ディジタル制御で
フィードフォワード制御する場合には、この高周波成分
がそのまま速度フィードバックループに加わるために、
追随精度は向上するがサーボモータのトルクに高周波成
分が含まれ、加工面の加工精度が良くないという問題が
生じる。 【0004】本発明は、上記の課題を解決するために成
されたものであり、その目的とするところは、サーボ系
の振動によって生じる工作物の加工面のビビリをなくし
、工作物の加工形状の精度を向上させることである。 【0005】 【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の発明の構成は、位置フィードバックループ、速度フィ
ードバックループ、電流フィードバックループを有し、
指令値及び帰還値をディジタル量で与えたディジタルサ
ーボ制御装置において、現在時刻において指令された目
標位置の時間変動から算出された指令速度に対応した現
在時刻のフィードフォワード値を算出するフィードフォ
ワード値演算手段と、フィードフォワード値演算手段に
より算出されたフィードフォワード値の時間変動を滑ら
かにするフィルタ手段と、フィルタ手段の出力を速度フ
ィードバックループに加算出力するフィードフォワード
出力手段とを設けたことである。 【0006】 【作用】フィードフォワード値演算手段により、目標位
置の時間変動から現在時刻におけるフィードフォード値
が演算される。そのフィードフォワード値はフィルタ手
段により、フィードフォワード値の時間変動における高
周波成分が除去される。その結果、時間的変動が滑らか
な出力がフィルタ手段から得られ、その出力はフィード
フォワード出力により速度フィードバックループに加算
出力される。この結果、速度フィードバックループに加
算されるフィードフォワード値が滑らかに変化すること
から、サーボモータの微小振動が抑制され、加工面の面
精度が向上する。 【0007】 【実施例】以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説
明する。図1は本発明に係るディジタルサーボ制御装置
の構成を示したブロックダイヤグラムである。ディジタ
ルサーボ制御装置10は主として、CPU11、ROM
12、RAM13、ディジタルシグナルプロセッサ(以
下「DSP」という)14、共通RAM17,A/D変
換器15a,15b及び現在値カウンタ16から構成さ
れている。CPU11にはインタフェース19を介して
キーボード21及びCRT表示装置22が接続されてい
る。 【0008】DSP14の出力はインバータ25に入力
され、そのインバータ25はDSP14の出力信号に応
じてサーボモータ31を駆動する。サーボモータ31に
は同期モータが用いられ、インバータ25のPWM電圧
制御によりサーボモータ31の負荷電流が制御され、そ
の結果、出力トルクが制御される。サーボモータ31の
u相及びv相の負荷電流はCT32a,32bにより検
出され、増幅器18a,18bにより増幅される。その
増幅器18a,18bの出力は、A/D変換器15a,
15bに入力され、所定の周期でサンプリングされ、デ
ィジタル値に変換される。そのサンプリングされた値は
、瞬時負荷電流のフィードバック値として、DSP14
に入力する。 【0009】又、サーボモータ31にはパルスエンコー
ダ33が接続され、その現在位置が検出される。パルス
エンコーダ33の出力は波形成形・方向判別回路34を
介して現在値カウンタ16に接続されている。波形成形
・方向判別回路34を介して現在値カウンタ16に入力
されるパルスエンコーダ33からの出力信号は現在値カ
ウンタ16の値を加減させる。DSP14により、現在
値カウンタ16の値は現在位置フィードバック値として
読み込まれ、DSP14により、CPU11から出力さ
れた目標値と比較され位置偏差が算出される。そして、
DSP14により、その位置偏差に基づいて速度目標値
が算出される。 【0010】又、DSP14に入力された現在位置フィ
ードバック値は微分され、速度フィードバック値が算出
される。DSP14により、位置偏差に応じて決定され
る速度目標値と速度フィードバック値とが比較され速度
偏差が算出され、その速度偏差に基づいて電流目標値が
算出される。DSP14により、この電流目標値は、増
幅器18a,18b及びA/D変換器15a,15bを
介してCT32a,32bにて検出された負荷電流の電
流フィードバック値と比較され、電流偏差が算出される
。その時の瞬時電流偏差と瞬時電流偏差の累積値と電流
目標値とに基づいて、即ち、比例積分演算により、その
時の瞬時電流指令値が演算される。 【0011】その瞬時電流指令値は高周波数の三角波と
比較され、インバータ25の各相のトランジスタのオン
オフを制御する電圧制御PWM信号が生成される。その
電圧制御PWM信号は、インバータ25に出力され、そ
のインバータ25の各相のトランジスタがそれぞれ駆動
される。このインバータ25のスイッチングにより、各
相の負荷電流は電流目標値に制御されることになる。 【0012】尚、サーボモータ31の位置決めは、CP
U11により、現在値カンウタ16の出力値が位置の目
標値に等しくなったと判定された時に完了される。又、
A/D変換器15a,15bによってサンプリングされ
たu相、v相の負荷電流値は、DSP14によりdq変
換される。本実施例のディジタルサーボ制御装置は、上
述したように、位置、速度及び電流の3つのフィードバ
ックループにより構成されている。より下位のフィード
バックループ程、より高い応答性が要求され、例えば、
最下位の電流フィードバックループは 100μs 、
速度フィードバックループはその数倍、位置フィードバ
ックループは更にその数倍の時間間隔で同期をとってデ
ータのサンプリングが実行され、それぞれのフィードバ
ックループの処理が実行される。 【0013】図2は、上述された本実施例装置の位置、
速度及び電流の3つのフィードバックループに対するフ
ィードフォワード制御の概念を示したブロックダイヤグ
ラムである。現在時刻(i)において、指令された目標
位置(fi ) は、フィードフォワードループの微分
器Sにより微分され、その微分値にフィードフォワード
ゲインKが掛けられ、現在時刻における速度目標値に対
するフィードフォワード値(K・fi ・S)が演算さ
れる。 そして、それらの値はローパスフィルタに入力してその
値に含まれる高周波成分が除去される。その結果、高周
波成分の除去されたフィードフォワード値(K′・fi
・S)が得られる。そして、現在時刻(i)におけるフ
ィルタリングされたフィードフォワード値(K′・fi
・S)が速度フィードバックループの指令値に加算さ
れる。 【0014】一方、現在時刻(i)における指令された
目標位置(fi ) が位置フィードバックループの
指令値として出力される。尚、Kp は位置フィードバ
ックループゲインである。 【0015】次に、本実施例装置の作動について説明す
る。図3、図4のプログラムは、DSP14によって、
所定の最小周期毎に繰り返し実行される。ステップ10
0では、現実行サイクルが位置偏差演算タイミングか否
かが判定され、位置偏差演算タンミングであればステッ
プ102に移行し、共通RAMからCPU11により指
令された目標位置Po が入力され記憶される。又、過
去一定時間t内の目標位置は共通RAM17に記憶され
ている。次に、フィードフォワード値演算手段を達成す
るステップ104に移行し、ステップ102で記憶され
た目標位置Po を微分演算し、フィードフォワード値
を演算する。次に、フィルタ手段を達成するステップ1
06に移行し、フィードフォワード値Ai (=K・f
i ・S)のフィルタリングが行われる。 【0016】フィルタリングは図10に示すプログラム
に従って実行される。ステップ200において、残留値
Rに今回のフィードフォワード値Ai が加算される。 次に、ステップ202において、残留値Rの関数Fの値
F(R)がフィルタリング処理後のフィードフォワード
値として演算される。そのフィルタリング後のフィード
フォワード値F(R)は共通RAM17に記憶される。 【0017】関数Fは、たとえば、0.7×Rのような
関数である。この関数の時、現在の残留値Rの70%が
フィルタリング後のフィードフォワード値として出力さ
れ、残留値Rの残りの30%は現制御サイクル以降のフ
ィードフォワード値に残留される。 【0018】次に、ステップ204において、残留値R
から現制御サイクルで出力されたフィードフォワード値
F(R)が減算され、残留値Rが更新される。そして、
新しい残留値Rは以後の制御サイクルで出力されるべき
フィードフォワード値の一部として考慮される。 【0019】目標値がステップ関数で変化した場合には
、その微分値は図11の(a)に示すようにインパルス
となる。しかし、このような残留値Rの70%を出力と
するというフィルタリング処理の結果、フィルタリング
されたフィードフォワード値は、図11の(b)に示す
ように変化する。即ち、目標値の微分値がインパルスで
あっても、時間的に滑らかに変化するフィードフォワー
ド値が得られる。 【0020】又、図12の(a)に示すような目標値の
微分値の時間変化に対して、フィルタリング後のフィー
ドフォワード値の時間変化は図12の(b)に示すよう
に滑らかな変化となる。フィルタリング処理が完了する
と、CPUの実行ステップは、図3のステップ108に
戻る。 【0021】ステップ108において、現在値カウンタ
16に保持された位置の現在値Pa が読み込まれる。 次に、ステップ110において、現時刻(i)の目標位
置P(i)と現在位置Pa との位置偏差ΔP(i)が
演算される。次に、ステップ112において、速度目標
値が位置偏差ΔP(i)に比例した値、即ち、次式によ
り演算される。 【数1】V=k・ΔP(i) この位置のフィードバック制御は、図5の信号S1で示
したタイミングで実行される。 【0022】次に、ステップ114において、現実行サ
イクルが速度偏差演算タイミングか否かが判定される。 速度偏差演算タンミングであればステップ116に移行
し、現在値カウンタ16に保持された位置の現在値(電
気角)θ(n) が読み込まれる。次にステップ118
に移行して、現時刻(i)におけるフィルタリングされ
たフィードフォワード値F(R)が共通RAM17から
読み出されて、フィードフォワード制御による速度目標
値が次式により演算され更新される。 【数2】V=V+F(R) 【0023】次に、ステップ120において、前回の速
度偏差演算タイミング時に読み込まれた位置の現在値(
電気角)θ(n−1) と、速度制御周期Dとから現速
度制御期間における速度の現在値V(n)が次式によっ
て演算される。 【数3】v(n)=(θ(n)−θ(n−1))/D
【0024】又、ステップ112で設定された速度目
標値に対する偏差、即ち、速度偏差が演算される。そし
て、次のステップ122において、その速度偏差に応じ
て、d軸成分とq軸成分の電流目標値が演算される。こ
の速度フィードバック制御は、図5の信号S2で示した
タイミングで実行される。 【0025】次に、ステップ124において、現実行サ
イクルが電流偏差演算タイミングか否かが判定される。 電流偏差演算タイミングであれば、ステップ126に移
行する。ステップ126以下は電流フィードバック制御
であり、この制御は、図5の信号S3に示したタイミン
グで実行される。ステップ126では、電流制御期間の
先頭から測定した次のステップ128での電流検出時刻
Δt1 、電流制御期間の先頭から測定した負荷電流の
制御時刻Δt2 を用いて、その時刻に対応した電気角
である電流検出時電気角θ1 と制御時電気角θ2 が
補間演算される。 【0026】 【数4】θ1 =θ(n)+ΔV(n)・Δt1 【数
5】θ2 =θ(n)+ΔV(n)・Δt2 【002
7】この時刻Δt1 ,Δt2 と電気角θ1 , θ
2 とは図5に示したように対応している。次にステッ
プ128に移行して、u相、v相の瞬時負荷電流の現在
値Iu,Iv がA/D変換器15a,15bから読み
込まれる。次に、ステップ130において、その電流の
現在値Iu,Iv はdq変換されて、d軸成分Idと
q軸成分Iqとが次式によって演算される。 【数6】Id=21/2{lusin(θ1+2π/3
)−Ivsinθ1}【数7】Iq=21/2{Iuc
os(θ1+2π/3)−Ivcosθ1}【0028
】尚、dq座標系は、良く知られたように、d軸は励磁
磁場と同相にとられ、q軸は励磁磁場と電気角で90°
の位相差にとられた座標系である。d軸成分は無効成分
をq軸成分は有効成分を表す。次に、ステップ132に
おいて、ステップ122で設定されたd軸成分とq軸成
分の電流目標値を基準として、比例積分演算により、現
時点でのd軸成分とq軸成分の電流指令値Id*,Iq
* が演算される。 【0029】次に、ステップ134において、次式によ
り、電流指令値Id*,Iq* を逆dq変換して、各
相電流指令値Iu*,Iv*,Iw* が演算される。 【数8】Iu* =(2/3)1/2 ・{Id* c
osθ2 −Iq*sinθ2}【数9】 Iv* =(2/3)1/2 ・{Id* cos
(θ2 +2π/3) −Iq*sin(θ2 +2π
/3)} 尚、Iw*は、Iw*=−(Iu*+Iv
*) によって演算される。 【0030】次に、ステップ136,138において、
各相電流指令値Iu* ,Iv* ,Iw* と高周波
数の三角波とのレベル関係を利用して、即ち、平均電圧
法を用いて、1つの制御周期内における一連のPWM信
号が生成される。一連のPWM信号は、図6に示したよ
うに、各相の電圧印加状態を示した電圧ベクトルで表す
ことができる。回転磁界ベクトルは、この電圧ベクトル
の積分として表される。従って、図7に示したように、
各電圧ベクトル×継続時間の和によって回転磁界ベクト
ルの先端の軌跡が描かれる。回転磁界を角度2π/n毎
に円周上の点に最短経路で位置決めするためには、1制
御周期毎に、図6に示した隣接する2つの電圧ベクトル
と零ベクトルV0 の3つのベクトルでインバータ25
が制御される必要がある。この3つの電圧ベクトルの組
合せと回転磁界の位相とは一意的に対応する。回転磁界
の位相と電圧ベクトルの組合せの対応表(零ベクトルV
0 は必ず組合せの1要素となるので、2つの電圧ベク
トルの組だけで良い)が、図8に示したように、予めR
OM12に記憶されている。 【0031】ステップ136では、制御時電気角θ2
回転磁界の位相) から、ROM12における上記のテ
ーブルを検索してその時の電圧ベクトルの組合せを求め
る。 ステップ138では、各電圧ベクトルの継続時間t1,
t2,t3 が演算される。例えば、その電圧ベクトル
の組合せが、図9に示したように、Vn =(1,1,
0),V1 =(1,0,0), V2 =(0,0,
0)となったとして、各電圧ベクトルの継続時間t1,
t2,t3 が演算される。その演算方法は、本実施例
では、良く知られた平均電圧法が用いられている。 【0032】即ち、各相電流指令値Iu* ,Iv*
,Iw* のうち、絶対値の大きい2つを大きい順にI
1, I2とするとき、継続時間t1,t2,t3 は
次式で求められる。 【数10】t1 =|2I2*+I1*|・T/Vdc
【数11】t2 =|I1*−I2*|・T/Vdc【
数12】t3 =T−(t1+t2 )但し、Tは周期
、Vdcは印加直流電圧である。 【0033】次に、ステップ140において、1組の電
圧ベクトルによるPWM信号が、継続時間t1,t2,
t3 だけ出力される。例えば、図9に示したように、
V6 =(1,1,0),V1 =(1,0,0),V
0 =(0,0,0)の順に、継続時間t1,t2,t
3 だけ出力される。又、換言すれば、U 相はt1
+t2 だけ電圧が印加され、V 相はt1 だけ電圧
が印加され、W 相にはその制御期間、電圧は印加され
ない。 【0034】このようにして、1つの実行サイクルの処
理が完了する。この実行サイクルは、最小の制御周期で
実行されており、その整数倍n1 で電流フィードバッ
クループが制御され、その整数倍n2 で速度フィード
バックループが制御され、その整数倍n3 で位置フィ
ードバックループが制御されるように、ステップ100
,114,124で判定の基準となる回数が設定されて
いる。 但し、n1 <n2 ≦n3 である。上記のサイクル
が繰り返し実行されることで、図5に示したタイミング
で、位置、速度、電流のフィードバック制御が行われる
。但し、図5に示したタイミングはCPU11によるプ
ログラム実行時からの計時によって検出される。 【0035】このように、フィードフォワード値は予め
所定時間にて平均化されて安定した値となる。又、時間
遅れ補償が行われることにより、指令された目標位置と
位置フィードバックループの帰還値とフィードフォワー
ド値とを同期させることができる。 【0036】上記のように目標位置を微分して得られた
フィードフォワード値は図10に示した演算によりフィ
ルタリングされているが、ディジタルローパスフィルタ
を用いて時間変動が滑らかになるよにフィルタリングし
ても良い。 【0037】 【発明の効果】本発明は、目標位置の時間変動から求め
られるフィードフォワード値の時間変動が滑らかとなる
ようにフィルタリング処理を施した後に、そのフィルタ
リングされたフィードフォワード値を速度フィードバッ
クループに加算するようにしている。従って、フィード
フォワードにより追随性が向上すると共にフィードフォ
ワード値が滑らかになる結果、サーボモータのトルク変
動が滑らかとなり、加工面の面精度が向上する。
【図1】本発明の具体的な一実施例に係るディジタルサ
ーボ制御装置の構成を示したブロックダイヤグラム。
ーボ制御装置の構成を示したブロックダイヤグラム。
【図2】同実施例装置の位置、速度及び電流の3つのフ
ィードバックループに対するフィードフォワード制御の
概念を示したブロックダイヤグラム。
ィードバックループに対するフィードフォワード制御の
概念を示したブロックダイヤグラム。
【図3】同実施例装置で使用されているDSPによる処
理手順を示したフローチャート。
理手順を示したフローチャート。
【図4】同実施例装置で使用されているDSPによる処
理手順を示したフローチャート。
理手順を示したフローチャート。
【図5】同じくDSPによる位置、速度、電流フィード
バック制御のタイミングを示したタイミングチャート。
バック制御のタイミングを示したタイミングチャート。
【図6】PWM信号に対応した電圧ベクトルを示したベ
クトル図。
クトル図。
【図7】電圧ベクトルと回転磁界との関係を示したベク
トル図。
トル図。
【図8】回転磁界の位相と電圧ベクトルとの組の対応関
係を示した説明図。
係を示した説明図。
【図9】PWM信号を示したタイミングチャートである
。
。
【図10】フィードフォワード値のフィルタリング処理
の手順を示したフローチャート。
の手順を示したフローチャート。
【図11】フィルタリング処理の効果を示す説明図。
【図12】フィルタリング処理の効果を示す説明図。
【図13】非真円形工作物のフィードフォワード値に高
周波成分が含まれることを示した説明図。
周波成分が含まれることを示した説明図。
10…ディジタルサーボ制御装置
11…CPU 12…ROM 13…RAM14…
DSP(ディジタルシグナルプロセッサ)15a,15
b…A/D変換器 16…現在値カウンタ 25…インバータ 31…サーボモータ32a,32
b…カレントトランスフォーマ(CT) 33…パルス
エンコーダ
DSP(ディジタルシグナルプロセッサ)15a,15
b…A/D変換器 16…現在値カウンタ 25…インバータ 31…サーボモータ32a,32
b…カレントトランスフォーマ(CT) 33…パルス
エンコーダ
Claims (1)
- 【請求項1】 位置フィードバックループ、速度フィ
ードバックループ、電流フィードバックループを有し、
指令値及び帰還値をディジタル量で与えたディジタルサ
ーボ制御装置において、現在時刻において指令された目
標位置の時間変動から算出された指令速度に対応した現
在時刻のフィードフォワード値を算出するフィードフォ
ワード値演算手段と、前記フィードフォワード値演算手
段により算出されたフィードフォワード値の時間変動を
滑らかにするフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力
を前記速度フィードバックループに加算出力するフィー
ドフォワード出力手段とを備えたことを特徴とするディ
ジタルサーボ制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5591191A JPH04271412A (ja) | 1991-02-26 | 1991-02-26 | ディジタルサーボ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5591191A JPH04271412A (ja) | 1991-02-26 | 1991-02-26 | ディジタルサーボ制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04271412A true JPH04271412A (ja) | 1992-09-28 |
Family
ID=13012303
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5591191A Pending JPH04271412A (ja) | 1991-02-26 | 1991-02-26 | ディジタルサーボ制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04271412A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1997001805A1 (fr) * | 1995-06-27 | 1997-01-16 | Fanuc Ltd | Procede de regulation d'acceleration/deceleration pour servomoteur |
WO1998040801A1 (fr) * | 1997-03-12 | 1998-09-17 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Dispositif de commande de position |
WO2000019288A1 (fr) * | 1998-09-28 | 2000-04-06 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Dispositif de commande de position |
-
1991
- 1991-02-26 JP JP5591191A patent/JPH04271412A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1997001805A1 (fr) * | 1995-06-27 | 1997-01-16 | Fanuc Ltd | Procede de regulation d'acceleration/deceleration pour servomoteur |
WO1998040801A1 (fr) * | 1997-03-12 | 1998-09-17 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Dispositif de commande de position |
WO2000019288A1 (fr) * | 1998-09-28 | 2000-04-06 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Dispositif de commande de position |
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