JP3164580B2 - ディジタルサーボ制御装置 - Google Patents
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Description
本発明は、フィードフォワード機能を有するディジタ
ルサーボ制御装置に関する。
ルサーボ制御装置に関する。
従来、サーボ制御装置において、アナログ式のフィー
ドフォワード機能を有するものが知られている。 このアナログ式のフィードフォワードは、指令パルス
の周波数を電圧に変換して速度フィードバックループに
加算出力するものである。
ドフォワード機能を有するものが知られている。 このアナログ式のフィードフォワードは、指令パルス
の周波数を電圧に変換して速度フィードバックループに
加算出力するものである。
このアナログ式のフィードフォワード機能を有するも
のにおいては、フィードフォワード値がそのF/V変換時
にハードウェアのもつ時定数により所定の時間だけ遅れ
が発生する。 上述の時間ズレ（位相ズレ）が存在すると、指令速度
が不必要に変化することとなる。その結果、サーボ系が
振動して、工作物の加工面にビビリが発生し、工作物の
仕上げ形状を変形させる原因となっていた。 本発明は、上記の課題を解決するために成されたもの
であり、その目的とするところは、サーボ系の振動によ
って生じる工作物の加工面のビビリをなくし、工作物の
加工形状の精度を向上させることである。
のにおいては、フィードフォワード値がそのF/V変換時
にハードウェアのもつ時定数により所定の時間だけ遅れ
が発生する。 上述の時間ズレ（位相ズレ）が存在すると、指令速度
が不必要に変化することとなる。その結果、サーボ系が
振動して、工作物の加工面にビビリが発生し、工作物の
仕上げ形状を変形させる原因となっていた。 本発明は、上記の課題を解決するために成されたもの
であり、その目的とするところは、サーボ系の振動によ
って生じる工作物の加工面のビビリをなくし、工作物の
加工形状の精度を向上させることである。
上記課題を解決するための発明の構成は、位置フィー
ドバックループ、速度フィードバックループ、電流フィ
ードバックループを有し、指令値及び帰還値をディジタ
ル量で与えたディジタルサーボ制御装置において、現在
時刻において指令された目標位置の時間変動から算出さ
れた指令速度に対応した現在時刻のフィードフォワード
値を算出するフィードフォワード値演算手段と、フィー
ドフォワード値演算手段により過去所定時間内に算出さ
れたフィードフォワード値を記憶する記憶手段と、記憶
手段に記憶されたフィードフォワード値の平均値を現在
時刻より所定の遅延時間だけ遅延した時刻におけるフィ
ードフォワード値として速度フィードバックループに加
算出力するフィードフォワード出力手段と、所定の遅延
時間だけ前記目標位置の出力を遅延させて位置フィード
バックループに出力する目標位置遅延手段とを備えたこ
とを特徴とする。
ドバックループ、速度フィードバックループ、電流フィ
ードバックループを有し、指令値及び帰還値をディジタ
ル量で与えたディジタルサーボ制御装置において、現在
時刻において指令された目標位置の時間変動から算出さ
れた指令速度に対応した現在時刻のフィードフォワード
値を算出するフィードフォワード値演算手段と、フィー
ドフォワード値演算手段により過去所定時間内に算出さ
れたフィードフォワード値を記憶する記憶手段と、記憶
手段に記憶されたフィードフォワード値の平均値を現在
時刻より所定の遅延時間だけ遅延した時刻におけるフィ
ードフォワード値として速度フィードバックループに加
算出力するフィードフォワード出力手段と、所定の遅延
時間だけ前記目標位置の出力を遅延させて位置フィード
バックループに出力する目標位置遅延手段とを備えたこ
とを特徴とする。
フィードフォワード値演算手段により現在時刻におい
て指令された目標位置の時間変動から算出された指定速
度に対応した現在時刻のフィードフォワード値が算出さ
れる。 又、記憶手段には、過去所定時間内に算出されたフィ
ードフォワード値が記憶される。そして、フィードフォ
ワード出力手段により、記憶手段に記憶された現在時刻
までの過去一定期間内の値の平均値が所定の遅延時間だ
け遅延した時刻におけるフィードフォワード値として、
速度フィードバックループに加算出力される。 即ち、算出されたフィードフォワード値が過去所定時
間内に大きく変動するような場合にも、平均値が求めら
れてスムージングされるので、結果的にフィードフォワ
ード値の変化率を小さくすることができる。 又、フィードフォワード出力手段は、現在時刻で演算
された平均値を所定の遅延時間だけ遅延した時刻におけ
るフィードバック値として出力するため、目標位置遅延
手段も、所定の遅延時間だけ目標位置の出力が遅延され
て上記位置フィードバックループに出力される。 即ち、フィードフォワード制御に際して、そのフィー
ドフォワード値が安定して与えられると共に同期が図ら
れるので、サーボ系の振動が抑えられる。
て指令された目標位置の時間変動から算出された指定速
度に対応した現在時刻のフィードフォワード値が算出さ
れる。 又、記憶手段には、過去所定時間内に算出されたフィ
ードフォワード値が記憶される。そして、フィードフォ
ワード出力手段により、記憶手段に記憶された現在時刻
までの過去一定期間内の値の平均値が所定の遅延時間だ
け遅延した時刻におけるフィードフォワード値として、
速度フィードバックループに加算出力される。 即ち、算出されたフィードフォワード値が過去所定時
間内に大きく変動するような場合にも、平均値が求めら
れてスムージングされるので、結果的にフィードフォワ
ード値の変化率を小さくすることができる。 又、フィードフォワード出力手段は、現在時刻で演算
された平均値を所定の遅延時間だけ遅延した時刻におけ
るフィードバック値として出力するため、目標位置遅延
手段も、所定の遅延時間だけ目標位置の出力が遅延され
て上記位置フィードバックループに出力される。 即ち、フィードフォワード制御に際して、そのフィー
ドフォワード値が安定して与えられると共に同期が図ら
れるので、サーボ系の振動が抑えられる。
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。 第１図は本発明に係るディジタルサーボ制御装置の構
成を示したブロックダイヤグラムである。 ディジタルサーボ制御装置10は主として、CPU11、ROM
12、RAM13、ディジタルシグナルプロセッサ（以下「DS
P」という）14、共通RAM17,A/D変換器15a,15b及び現在
値カウンタ16から構成されている。CPU11にはインタフ
ェース19を介してキーボード21及びCRT表示装置22が接
続されている。 DSP14の出力はインバータ25に入力され、そのインバ
ータ25はDSP14の出力信号に応じてサーボモータ31を駆
動する。サーボモータ31には同期モータが用いられ、イ
ンバータ25のPWM電圧制御によりサーボモータ31の負荷
電流が制御され、その結果、出力トルクが制御される。 サーボモータ31のｕ相及びｖ相の負荷電流はCT32a,32
bにより検出され、増幅器18a,18bにより増幅される。そ
の増幅器18a,18bの出力は、A/D変換器15a,15bに入力さ
れ、所定の周期でサンプリングされ、ディジタル値に変
換される。そのサンプリングされた値は、瞬時負荷電流
のフィードバック値として、DSP14に入力する。 又、サーボモータ31にはパルスエンコーダ33が接続さ
れ、その現在位置が検出される。パルスエンコーダ33の
出力は波形成形・方向判別回路34を介して現在値カウン
タ16に接続されている。 波形成形・方向判別回路34を介して現在値カウンタ16
に入力されるパルスエンコーダ33からの出力信号は現在
値カウンタ16の値を加減させる、DSP14により、現在値
カウンタ16の値は現在位置フィードバック値として読み
込まれ、DSP14により、CPU11から出力された目標値と比
較され位置偏差が算出される。そして、DSP14により、
その位置偏差に基づいて速度目標値が算出される。 又、DSP14に入力された現在位置フィードバック値は
微分され、速度フィードバック値が算出される。DSP14
により、位置偏差に応じて決定される速度目標値と速度
フィードバック値とが比較され速度偏差が算出され、そ
の速度偏差に基づいて電流目標値が算出される。 DSP14により、この電流目標値は、増幅器18a,18b及び
A/D変換器15a,15bを介してCT32a,32bにて検出された負
荷電流の電流フィードバック値と比較され、電流偏差が
算出される。その時の瞬時電流偏差と瞬時電流偏差の累
積値と電流目標値とに基づいて、即ち、比例積分演算に
より、その時の瞬時電流指令値が演算される。その瞬時
電流指令値は高周波数の三角波と比較され、インバータ
25の各相のトランジスタのオンオフを制御する電圧制御
PWM信号が生成される。その電圧制御PWM信号は、インバ
ータ25に出力され、そのインバータ25の各相のトランジ
スタがそれぞれ駆動される。このインバータ25のスイッ
チングにより、各相の負荷電流は電流目標値に制御され
ることになる。 尚、サーボモータ31の位置決めは、CPU11により、現
在値カウンタ16の出力値が位置の目標値に等しくなった
と判定された時に完了される。 又、A/D変換器15a,15bによってサンプリングされたｕ
相、ｖ相の負荷電流値は、DSP14によりdq変換される。 本実施例のディジタルサーボ制御装置は、上述したよ
うに、位置、速度及び電流の３つのフィードバックルー
プにより構成されている。より下位のフィードバックル
ープ程、より高い応答性が要求され、例えば、最下位の
電流フィードバックループは100μｓ、速度フィードバ
ックループはその数倍、位置フィードバックループは更
にその数倍の時間間隔で同期をとってデータのサンプリ
ングが実行され、それぞれのフィードバックループの処
理が実行される。 第２図は、上述された本実施例装置の位置、速度及び
電流の３つのフィードバックループに対するフィードフ
ォワード制御の概念を示したブロックダイヤグラムであ
る。 現在時刻（ｉ＋t/2）において、指令された目標位置
（ｆｉ＋t/2）は、フィードフォワードループで微分器
Ｓにより微分され、フィードフォワードゲインＫにより
現在時刻における速度目標値のフィードフォワード値
（Ｋ・ｆｉ＋t/2・Ｓ）が演算される。そして、それら
の値は過去一定時間ｔ内のデータのみ保存される。 次に、過去の所定時間内、即ち、（ｉ−t/2）時刻か
ら（ｉ＋t/2）時刻までの時間ｔにおいて記憶されたフ
ィードフォワード値（Kf・Ｓ）は、スムージング処理さ
れて、フィードフォワード値（Ｋ′ｆ・Ｓ）となる。 そして、所定の遅延時刻（ｉ−Δｔ）におけるスムー
ジング処理されたフィードフォワード値（Ｋ′ｆ
ｉ−Δｔ・Ｓ）が速度フィードバックループの指令値に
加算される。尚、Δｔは位置フィードバックループにお
ける帰還データの遅延時間である。 一方、現在時刻（ｉ＋t/2）における指令された目標
位置（ｆｉ＋t/2）は、時間遅れ補償により｛（−t/2）
−Δｔ｝時間だけ前の目標位置（ｆｉ−Δｔ）が位置フ
ィードバックループの指令値として出力される。 尚、Kpは位置フィードバックループゲインである。 このようにして、速度フィードバックループにおける
フィードフォワード値と速度指令値とにおける位相ズレ
がなくなる。 次に、本実施例装置の作動について説明する。 第３図のプログラムは、DSP14によって、所定の最小
周期毎に繰り返し実行される。 ステップ100では、現実行サイクルが位置偏差演算タ
イミングか否かが判定され、位置偏差演算タンミングで
あればステップ102に移行し、共通RAMからCPU11により
指令された目標位置P0が入力され記憶される。又、過去
一定時間ｔ内の目標位置は共通RAM17に記憶されてい
る。 次に、フィードフォワード値演算手段を達成するステ
ップ104に移行し、ステップ102で記憶された目標位置P0
を微分演算し、フィードフォワード値を演算する。過去
一定時間ｔ内のこれらの値は共通RAM17に保存され、新
しいフィードフォワード値が生成される毎に最も古いフ
ィードフォワード値は捨てられる。 次に、スムージング手段を達成するステップ106に移
行し、スムージング処理としてステップ104で算出され
たフィードフォワード値の所定の時間ｔにおける平均値
dPが算出される。そのdPが時刻ｉ（時間ｔの中央時刻）
におけるスムージングされたフィードフォワード値とさ
れる。一定時間ｔ内のこれらの値はRAM17に保存され
る。 次にステップ108に移行して、現在値カウンタ16に保
持された位置の現在値Paが読み込まれる。 次に、ステップ110において、現在時刻（ｉ＋t/2）か
ら｛（t/2）−Δｔ｝遅延された（ｉ−Δｔ）時刻の目
標位置Ｐ（ｉ−Δｔ）と現在位置Paとの位置偏差ΔＰ
（ｉ−Δｔ）が演算される。この値は、共通RAM17のＰ
（ｉ）,P（ｉ−１）の値をΔｔで補間して求められる。 次に、ステップ12において、速度目標値が位置偏差Δ
Ｐ（ｉ−Δｔ）に比例した値、即ち、次式により演算さ
れる。 Ｖ＝kP・Δｐ（ｉ−Δｔ） この位置のフィードバック制御は、第４図の信号S1で
示したタイミングで実行される。 次に、ステップ114において、現実行サイクルが速度
偏差演算タイミングか否かが判定される。 速度偏差演算タンミングであればステップ116に移行
し、現在値カウンタ16に保持された位置の現在値（電気
角）θ（ｎ）が読み込まれる。 次にステップ118に移行して、時刻（ｉ−Δｔ）にお
けるスムージングされたフィードフォワード値が共通RA
M17から読み出されて、フィードフォワード制御による
速度目標値が次式により演算され更新される。 Ｖ＝Ｖ＋dP（ｉ−Δｔ） 次に、ステップ120において、前回の速度偏差演算タ
イミング時に読み込まれた位置の現在値（電気角）θ
（ｎ−１）と、速度制御周期Ｄとから現速度制御期間に
おける速度の現在値Ｖ（ｎ）が次式によって演算され
る。 ｖ（ｎ）＝（θ（ｎ）−θ（ｎ−１））/D …（１） 又、ステップ112で設定された速度目標値に対する偏
差、即ち、速度偏差が演算される。 そして、次のステップ122において、その速度偏差に
応じて、ｄ軸成分とｑ軸成分の電流目標値が演算され
る。この速度フィードバック制御は、第４図の信号S2で
示したタイミングで実行される。 次に、ステップ124において、現実行サイクルが電流
偏差演算タイミングか否かが判定される。 電流偏差演算タイミングであれば、ステップ126に移
行する。 ステップ126以下は電流フィードバック制御であり、
この制御は、第４図の信号S3に示したタイミングで実行
される。 ステップ126は、電流制御期間の先頭から測定した次
のステップ128での電流検出時刻Δt1と、電流制御期間
の先頭から測定した負荷電流の制御時刻Δt2を用いて、
その時刻に対応した電気角である電流検出時電気θ１と
制御時電気角度θ２が補間演算される。 θ１＝θ（ｎ）＋ΔＶ（ｎ）・Δt1 …（２） θ２＝θ（ｎ）＋ΔＶ（ｎ）・Δt2 …（３） この時刻Δt1,Δt2と電気角θ1,θ２とは第４図に示
したように対応している。 次にステップ128に移行して、ｕ相、ｖ相の瞬時負荷
電流の現在値Iu,IvがA/D変換器15a,15bから読み込まれ
る。 次に、ステップ130において、その電流の現在値Iu,Iv
はdq変換されて、ｄ軸成分Idとｑ軸成分Iqとが次式によ
って演算される。 尚、dq座標系は、良く知られたように、ｄ軸は励磁磁
場と同相にとられ、ｑ軸は励磁磁場と電気角で90゜の位
相差にとられた座標系である。ｄ軸成分は無効成分をｑ
軸成分は有効成分を表す。 次に、ステップ132において、ステップ122で設定され
たｄ軸成分とｑ軸成分の電流目標値を基準として、比較
積分演算により、現時点でのｄ軸成分とｑ軸成分の電流
指令値Id＊,Iq＊が演算される。 次に、ステップ134において、次式により、電流指令
値Id＊,Iq＊を逆dq変換して、各相電流指令値Iu＊,I
v＊,Iw＊が演算される。 尚、Iw＊は、Iw＊＝−（Iu＊＋Iv＊）によって演算さ
れる。 次に、ステップ136,138において、各相電流指令値Iu
＊,Iv＊,Iw＊と高周波数の三角波とのレベル関係を利用
して、即ち、平均電圧法を用いて、１つの制御周期内に
おける一連のPWM信号が生成される。 一連のPWM信号は、第５図に示したように、各相の電
圧印加状態を示した電圧ベクトルで表すことができる。
回転磁界ベクトルは、この電圧ベクトルの積分として表
される。 従って、第６図に示したように、各電圧ベクトル×継
続時間の和によって回転磁界ベクトルの先端の軌跡が描
かれる。回転磁界を角度２π/n毎に円周上の点に最短経
路で位置決めするためには、１制御周期毎に、第５図に
示した隣接する２つの電圧ベクトルと零ベクトルV0との
３つのベクトルでインバータ25が制御される必要があ
る。この３つの電圧ベクトルの組合せと回転磁界の位相
とは一意的に対応する。回転磁界の位相と電圧ベクトル
の組合せの対応表（零ベクトルV0は必ず組合せの１要素
となるので、２つの電圧ベクトルの組だけで良い）が、
第７図に示したように、予めROM12に記憶されている。 ステップ136では、制御時電気角θ２（回転磁界の位
相）から、ROM12における上記のテーブルを検索してそ
の時の電圧ベクトルの組合せを求める。 ステップ138では、各電圧ベクトルの継続時間t1,t2,t
3が演算される。 例えば、その電圧ベクトルの組合せが、第８図に示し
たように、V6＝（1,1,0）,V1＝（1,0,0）,V0＝（0,0,
0）となったとして、各電圧ベクトルの継続時間t1,t2,t
3が演算される。その演算方法は、本実施例では、良く
知られた平均電圧法が用いられている。 即ち、各相電流指令値Iu＊,Iv＊,Iw＊のうち、絶対値
の大きい２つを大きい順にI1 ＊,I2 ＊とするとき、継続
時間t1,t2,t3は次式で求められる。 t1＝|2I2 ＊＋I1 ＊｜・T/Vdc …（８） t2＝|I1 ＊−I2 ＊｜・T/Vdc …（９） t3＝Ｔ−（t1＋t2） …（10） 但し、Ｔは周期、Vdcは印加直流電圧である。 次に、ステップ140において、１組の電圧ベクトルに
よるPWM信号が、継続時間t1,t2,t3だけ出力される。例
えば、第８図に示したように、V6＝（1,1,0）,V1＝（1,
0,0）,V0＝（0,0,0）の順に、継続時間t1,t2,t3だけ出
力される。又、換言すれば、Ｕ相はt1＋t2だけ電圧が印
加され、Ｖ相はt1だけ電圧が印加され、Ｗ相にはその制
御期間、電圧は印加されない。 このようにして、１つの実行サイクルの処理が完了す
る。この実行サイクルは、最小の制御周期で実行されて
おり、その整数倍n1で電流フィードバックループが制御
され、その整数倍n2で速度フィードバックループが制御
され、その整数倍n3で位置フィードバックループが制御
されるように、ステップ100,114,124で判定の基準とな
る回数が設定されている。但し、n1＜n2≦n3である。 上記のサイクルが繰り返し実行されることで、第４図
に示したタイミングで、位置、速度、電流のフィードバ
ック制御が行われる。 但し、第４図に示したタイミングはCPU11によるプロ
グラム実行時からの計時によって検出される。 このように、フィードフォワード値は予め所定時間に
て平均化されて安定した値となる。又、時間遅れ補償が
行われることにより、指令された目標位置と位置フィー
ドバックループの帰還値とフィードフォワード値とを同
期させることができる。
成を示したブロックダイヤグラムである。 ディジタルサーボ制御装置10は主として、CPU11、ROM
12、RAM13、ディジタルシグナルプロセッサ（以下「DS
P」という）14、共通RAM17,A/D変換器15a,15b及び現在
値カウンタ16から構成されている。CPU11にはインタフ
ェース19を介してキーボード21及びCRT表示装置22が接
続されている。 DSP14の出力はインバータ25に入力され、そのインバ
ータ25はDSP14の出力信号に応じてサーボモータ31を駆
動する。サーボモータ31には同期モータが用いられ、イ
ンバータ25のPWM電圧制御によりサーボモータ31の負荷
電流が制御され、その結果、出力トルクが制御される。 サーボモータ31のｕ相及びｖ相の負荷電流はCT32a,32
bにより検出され、増幅器18a,18bにより増幅される。そ
の増幅器18a,18bの出力は、A/D変換器15a,15bに入力さ
れ、所定の周期でサンプリングされ、ディジタル値に変
換される。そのサンプリングされた値は、瞬時負荷電流
のフィードバック値として、DSP14に入力する。 又、サーボモータ31にはパルスエンコーダ33が接続さ
れ、その現在位置が検出される。パルスエンコーダ33の
出力は波形成形・方向判別回路34を介して現在値カウン
タ16に接続されている。 波形成形・方向判別回路34を介して現在値カウンタ16
に入力されるパルスエンコーダ33からの出力信号は現在
値カウンタ16の値を加減させる、DSP14により、現在値
カウンタ16の値は現在位置フィードバック値として読み
込まれ、DSP14により、CPU11から出力された目標値と比
較され位置偏差が算出される。そして、DSP14により、
その位置偏差に基づいて速度目標値が算出される。 又、DSP14に入力された現在位置フィードバック値は
微分され、速度フィードバック値が算出される。DSP14
により、位置偏差に応じて決定される速度目標値と速度
フィードバック値とが比較され速度偏差が算出され、そ
の速度偏差に基づいて電流目標値が算出される。 DSP14により、この電流目標値は、増幅器18a,18b及び
A/D変換器15a,15bを介してCT32a,32bにて検出された負
荷電流の電流フィードバック値と比較され、電流偏差が
算出される。その時の瞬時電流偏差と瞬時電流偏差の累
積値と電流目標値とに基づいて、即ち、比例積分演算に
より、その時の瞬時電流指令値が演算される。その瞬時
電流指令値は高周波数の三角波と比較され、インバータ
25の各相のトランジスタのオンオフを制御する電圧制御
PWM信号が生成される。その電圧制御PWM信号は、インバ
ータ25に出力され、そのインバータ25の各相のトランジ
スタがそれぞれ駆動される。このインバータ25のスイッ
チングにより、各相の負荷電流は電流目標値に制御され
ることになる。 尚、サーボモータ31の位置決めは、CPU11により、現
在値カウンタ16の出力値が位置の目標値に等しくなった
と判定された時に完了される。 又、A/D変換器15a,15bによってサンプリングされたｕ
相、ｖ相の負荷電流値は、DSP14によりdq変換される。 本実施例のディジタルサーボ制御装置は、上述したよ
うに、位置、速度及び電流の３つのフィードバックルー
プにより構成されている。より下位のフィードバックル
ープ程、より高い応答性が要求され、例えば、最下位の
電流フィードバックループは100μｓ、速度フィードバ
ックループはその数倍、位置フィードバックループは更
にその数倍の時間間隔で同期をとってデータのサンプリ
ングが実行され、それぞれのフィードバックループの処
理が実行される。 第２図は、上述された本実施例装置の位置、速度及び
電流の３つのフィードバックループに対するフィードフ
ォワード制御の概念を示したブロックダイヤグラムであ
る。 現在時刻（ｉ＋t/2）において、指令された目標位置
（ｆｉ＋t/2）は、フィードフォワードループで微分器
Ｓにより微分され、フィードフォワードゲインＫにより
現在時刻における速度目標値のフィードフォワード値
（Ｋ・ｆｉ＋t/2・Ｓ）が演算される。そして、それら
の値は過去一定時間ｔ内のデータのみ保存される。 次に、過去の所定時間内、即ち、（ｉ−t/2）時刻か
ら（ｉ＋t/2）時刻までの時間ｔにおいて記憶されたフ
ィードフォワード値（Kf・Ｓ）は、スムージング処理さ
れて、フィードフォワード値（Ｋ′ｆ・Ｓ）となる。 そして、所定の遅延時刻（ｉ−Δｔ）におけるスムー
ジング処理されたフィードフォワード値（Ｋ′ｆ
ｉ−Δｔ・Ｓ）が速度フィードバックループの指令値に
加算される。尚、Δｔは位置フィードバックループにお
ける帰還データの遅延時間である。 一方、現在時刻（ｉ＋t/2）における指令された目標
位置（ｆｉ＋t/2）は、時間遅れ補償により｛（−t/2）
−Δｔ｝時間だけ前の目標位置（ｆｉ−Δｔ）が位置フ
ィードバックループの指令値として出力される。 尚、Kpは位置フィードバックループゲインである。 このようにして、速度フィードバックループにおける
フィードフォワード値と速度指令値とにおける位相ズレ
がなくなる。 次に、本実施例装置の作動について説明する。 第３図のプログラムは、DSP14によって、所定の最小
周期毎に繰り返し実行される。 ステップ100では、現実行サイクルが位置偏差演算タ
イミングか否かが判定され、位置偏差演算タンミングで
あればステップ102に移行し、共通RAMからCPU11により
指令された目標位置P0が入力され記憶される。又、過去
一定時間ｔ内の目標位置は共通RAM17に記憶されてい
る。 次に、フィードフォワード値演算手段を達成するステ
ップ104に移行し、ステップ102で記憶された目標位置P0
を微分演算し、フィードフォワード値を演算する。過去
一定時間ｔ内のこれらの値は共通RAM17に保存され、新
しいフィードフォワード値が生成される毎に最も古いフ
ィードフォワード値は捨てられる。 次に、スムージング手段を達成するステップ106に移
行し、スムージング処理としてステップ104で算出され
たフィードフォワード値の所定の時間ｔにおける平均値
dPが算出される。そのdPが時刻ｉ（時間ｔの中央時刻）
におけるスムージングされたフィードフォワード値とさ
れる。一定時間ｔ内のこれらの値はRAM17に保存され
る。 次にステップ108に移行して、現在値カウンタ16に保
持された位置の現在値Paが読み込まれる。 次に、ステップ110において、現在時刻（ｉ＋t/2）か
ら｛（t/2）−Δｔ｝遅延された（ｉ−Δｔ）時刻の目
標位置Ｐ（ｉ−Δｔ）と現在位置Paとの位置偏差ΔＰ
（ｉ−Δｔ）が演算される。この値は、共通RAM17のＰ
（ｉ）,P（ｉ−１）の値をΔｔで補間して求められる。 次に、ステップ12において、速度目標値が位置偏差Δ
Ｐ（ｉ−Δｔ）に比例した値、即ち、次式により演算さ
れる。 Ｖ＝kP・Δｐ（ｉ−Δｔ） この位置のフィードバック制御は、第４図の信号S1で
示したタイミングで実行される。 次に、ステップ114において、現実行サイクルが速度
偏差演算タイミングか否かが判定される。 速度偏差演算タンミングであればステップ116に移行
し、現在値カウンタ16に保持された位置の現在値（電気
角）θ（ｎ）が読み込まれる。 次にステップ118に移行して、時刻（ｉ−Δｔ）にお
けるスムージングされたフィードフォワード値が共通RA
M17から読み出されて、フィードフォワード制御による
速度目標値が次式により演算され更新される。 Ｖ＝Ｖ＋dP（ｉ−Δｔ） 次に、ステップ120において、前回の速度偏差演算タ
イミング時に読み込まれた位置の現在値（電気角）θ
（ｎ−１）と、速度制御周期Ｄとから現速度制御期間に
おける速度の現在値Ｖ（ｎ）が次式によって演算され
る。 ｖ（ｎ）＝（θ（ｎ）−θ（ｎ−１））/D …（１） 又、ステップ112で設定された速度目標値に対する偏
差、即ち、速度偏差が演算される。 そして、次のステップ122において、その速度偏差に
応じて、ｄ軸成分とｑ軸成分の電流目標値が演算され
る。この速度フィードバック制御は、第４図の信号S2で
示したタイミングで実行される。 次に、ステップ124において、現実行サイクルが電流
偏差演算タイミングか否かが判定される。 電流偏差演算タイミングであれば、ステップ126に移
行する。 ステップ126以下は電流フィードバック制御であり、
この制御は、第４図の信号S3に示したタイミングで実行
される。 ステップ126は、電流制御期間の先頭から測定した次
のステップ128での電流検出時刻Δt1と、電流制御期間
の先頭から測定した負荷電流の制御時刻Δt2を用いて、
その時刻に対応した電気角である電流検出時電気θ１と
制御時電気角度θ２が補間演算される。 θ１＝θ（ｎ）＋ΔＶ（ｎ）・Δt1 …（２） θ２＝θ（ｎ）＋ΔＶ（ｎ）・Δt2 …（３） この時刻Δt1,Δt2と電気角θ1,θ２とは第４図に示
したように対応している。 次にステップ128に移行して、ｕ相、ｖ相の瞬時負荷
電流の現在値Iu,IvがA/D変換器15a,15bから読み込まれ
る。 次に、ステップ130において、その電流の現在値Iu,Iv
はdq変換されて、ｄ軸成分Idとｑ軸成分Iqとが次式によ
って演算される。 尚、dq座標系は、良く知られたように、ｄ軸は励磁磁
場と同相にとられ、ｑ軸は励磁磁場と電気角で90゜の位
相差にとられた座標系である。ｄ軸成分は無効成分をｑ
軸成分は有効成分を表す。 次に、ステップ132において、ステップ122で設定され
たｄ軸成分とｑ軸成分の電流目標値を基準として、比較
積分演算により、現時点でのｄ軸成分とｑ軸成分の電流
指令値Id＊,Iq＊が演算される。 次に、ステップ134において、次式により、電流指令
値Id＊,Iq＊を逆dq変換して、各相電流指令値Iu＊,I
v＊,Iw＊が演算される。 尚、Iw＊は、Iw＊＝−（Iu＊＋Iv＊）によって演算さ
れる。 次に、ステップ136,138において、各相電流指令値Iu
＊,Iv＊,Iw＊と高周波数の三角波とのレベル関係を利用
して、即ち、平均電圧法を用いて、１つの制御周期内に
おける一連のPWM信号が生成される。 一連のPWM信号は、第５図に示したように、各相の電
圧印加状態を示した電圧ベクトルで表すことができる。
回転磁界ベクトルは、この電圧ベクトルの積分として表
される。 従って、第６図に示したように、各電圧ベクトル×継
続時間の和によって回転磁界ベクトルの先端の軌跡が描
かれる。回転磁界を角度２π/n毎に円周上の点に最短経
路で位置決めするためには、１制御周期毎に、第５図に
示した隣接する２つの電圧ベクトルと零ベクトルV0との
３つのベクトルでインバータ25が制御される必要があ
る。この３つの電圧ベクトルの組合せと回転磁界の位相
とは一意的に対応する。回転磁界の位相と電圧ベクトル
の組合せの対応表（零ベクトルV0は必ず組合せの１要素
となるので、２つの電圧ベクトルの組だけで良い）が、
第７図に示したように、予めROM12に記憶されている。 ステップ136では、制御時電気角θ２（回転磁界の位
相）から、ROM12における上記のテーブルを検索してそ
の時の電圧ベクトルの組合せを求める。 ステップ138では、各電圧ベクトルの継続時間t1,t2,t
3が演算される。 例えば、その電圧ベクトルの組合せが、第８図に示し
たように、V6＝（1,1,0）,V1＝（1,0,0）,V0＝（0,0,
0）となったとして、各電圧ベクトルの継続時間t1,t2,t
3が演算される。その演算方法は、本実施例では、良く
知られた平均電圧法が用いられている。 即ち、各相電流指令値Iu＊,Iv＊,Iw＊のうち、絶対値
の大きい２つを大きい順にI1 ＊,I2 ＊とするとき、継続
時間t1,t2,t3は次式で求められる。 t1＝|2I2 ＊＋I1 ＊｜・T/Vdc …（８） t2＝|I1 ＊−I2 ＊｜・T/Vdc …（９） t3＝Ｔ−（t1＋t2） …（10） 但し、Ｔは周期、Vdcは印加直流電圧である。 次に、ステップ140において、１組の電圧ベクトルに
よるPWM信号が、継続時間t1,t2,t3だけ出力される。例
えば、第８図に示したように、V6＝（1,1,0）,V1＝（1,
0,0）,V0＝（0,0,0）の順に、継続時間t1,t2,t3だけ出
力される。又、換言すれば、Ｕ相はt1＋t2だけ電圧が印
加され、Ｖ相はt1だけ電圧が印加され、Ｗ相にはその制
御期間、電圧は印加されない。 このようにして、１つの実行サイクルの処理が完了す
る。この実行サイクルは、最小の制御周期で実行されて
おり、その整数倍n1で電流フィードバックループが制御
され、その整数倍n2で速度フィードバックループが制御
され、その整数倍n3で位置フィードバックループが制御
されるように、ステップ100,114,124で判定の基準とな
る回数が設定されている。但し、n1＜n2≦n3である。 上記のサイクルが繰り返し実行されることで、第４図
に示したタイミングで、位置、速度、電流のフィードバ
ック制御が行われる。 但し、第４図に示したタイミングはCPU11によるプロ
グラム実行時からの計時によって検出される。 このように、フィードフォワード値は予め所定時間に
て平均化されて安定した値となる。又、時間遅れ補償が
行われることにより、指令された目標位置と位置フィー
ドバックループの帰還値とフィードフォワード値とを同
期させることができる。
本発明は、平均演算によりスムージングされたフィー
ドフォワード値が目標位置と位置フィードバックループ
からの帰還値との出力値と同期するように目標位置又は
フィードフォワード値に対して時間遅れ補償して更新す
るようにしたものである。 つまり、フィードフォワード値はスムージングされ、
且つ、目標位置と位置フィードバックループからの帰還
値とフィードフォワード値との時間ズレがなくなってモ
ータに対する指令速度が不必要に変化することがない。 従って、本発明に係るフィードフォワード制御におい
ては、サーボ系の振動が抑えられ工作物の仕上げ形状が
良くなる。
ドフォワード値が目標位置と位置フィードバックループ
からの帰還値との出力値と同期するように目標位置又は
フィードフォワード値に対して時間遅れ補償して更新す
るようにしたものである。 つまり、フィードフォワード値はスムージングされ、
且つ、目標位置と位置フィードバックループからの帰還
値とフィードフォワード値との時間ズレがなくなってモ
ータに対する指令速度が不必要に変化することがない。 従って、本発明に係るフィードフォワード制御におい
ては、サーボ系の振動が抑えられ工作物の仕上げ形状が
良くなる。
第１図は本発明の具体的な一実施例に係るディジタルサ
ーボ制御装置の構成を示したブロックダイヤグラム。第
２図は同実施例装置の位置、速度及び電流の３つのフィ
ードバックループに対するフィードフォワード制御の概
念を示したブロックダイヤグラム。第３図は同実施例装
置で使用されているDSPによる処理手順を示したフロー
チャート。第４図は同じくDSPによる位置、速度、電流
フィードバック制御のタイミングを示したタイミングチ
ャート。第５図はPWM信号に対応した電圧ベクトルを示
したベクトル図。第６図は電圧ベクトルと回転磁界との
関係を示したベクトル図。第７図は回転磁界の位相と電
圧ベクトルとの組の対応関係を示した説明図。第８図は
PWM信号を示したタイミングチャートである。 10……ディジタルサーボ制御装置 11……CPU、12……ROM、13……RAM 14……DSP（ディジタルシグナルプロセッサ） 15a,15b……A/D変換器 16……現在値カウンタ 25……インバータ、31……サーボモータ 32a,32b……カレントトランスフォーマ（CT） 33……パルスエンコーダ
ーボ制御装置の構成を示したブロックダイヤグラム。第
２図は同実施例装置の位置、速度及び電流の３つのフィ
ードバックループに対するフィードフォワード制御の概
念を示したブロックダイヤグラム。第３図は同実施例装
置で使用されているDSPによる処理手順を示したフロー
チャート。第４図は同じくDSPによる位置、速度、電流
フィードバック制御のタイミングを示したタイミングチ
ャート。第５図はPWM信号に対応した電圧ベクトルを示
したベクトル図。第６図は電圧ベクトルと回転磁界との
関係を示したベクトル図。第７図は回転磁界の位相と電
圧ベクトルとの組の対応関係を示した説明図。第８図は
PWM信号を示したタイミングチャートである。 10……ディジタルサーボ制御装置 11……CPU、12……ROM、13……RAM 14……DSP（ディジタルシグナルプロセッサ） 15a,15b……A/D変換器 16……現在値カウンタ 25……インバータ、31……サーボモータ 32a,32b……カレントトランスフォーマ（CT） 33……パルスエンコーダ
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−191908（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G05D 3/12 305
Claims (1)
- 【請求項１】位置フィードバックループ、速度フィード
バックループ、電流フィードバックループを有し、指令
値及び帰還値をディジタル量で与えたディジタルサーボ
制御装置において、 現在時刻において指令された目標位置の時間変動から算
出された指令速度に対応した現在時刻のフィードフォワ
ード値を算出するフィードフォワード値演算手段と、 前記フィードフォワード値演算手段により過去所定時間
内に算出されたフィードフォワード値を記憶する記憶手
段と、 前記記憶手段に記憶されたフィードフォワード値の平均
値を現在時刻より所定の遅延時間だけ遅延した時刻にお
けるフィードフォワード値として前記速度フィードバッ
クループに加算出力するフィードフォワード出力手段
と、 前記所定の遅延時間だけ前記目標位置の出力を遅延させ
て前記位置フィードバックループに出力する目標位置遅
延手段と を備えたことを特徴とするディジタルサーボ制御装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25922990A JP3164580B2 (ja) | 1990-09-27 | 1990-09-27 | ディジタルサーボ制御装置 |
| US07/764,825 US5313147A (en) | 1990-09-27 | 1991-09-24 | Digital servo-control apparatus |
| EP91116448A EP0479136A1 (en) | 1990-09-27 | 1991-09-26 | Digital servo-control apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25922990A JP3164580B2 (ja) | 1990-09-27 | 1990-09-27 | ディジタルサーボ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04135215A JPH04135215A (ja) | 1992-05-08 |
| JP3164580B2 true JP3164580B2 (ja) | 2001-05-08 |
Family
ID=17331203
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25922990A Expired - Fee Related JP3164580B2 (ja) | 1990-09-27 | 1990-09-27 | ディジタルサーボ制御装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5313147A (ja) |
| EP (1) | EP0479136A1 (ja) |
| JP (1) | JP3164580B2 (ja) |
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