JPH08289588A - 電力変換装置 - Google Patents
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- JPH08289588A JPH08289588A JP7115057A JP11505795A JPH08289588A JP H08289588 A JPH08289588 A JP H08289588A JP 7115057 A JP7115057 A JP 7115057A JP 11505795 A JP11505795 A JP 11505795A JP H08289588 A JPH08289588 A JP H08289588A
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- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
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- H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 安価な制御演算装置を用いながら、出力電圧
の電圧利用率を向上させるに好適な電力変換装置を提供
することにある。 【構成】 電圧演算回路５において、電圧指令ベクトル
としての回転座標系のｄ軸、ｑ軸電圧指令と回転座標系
の回転角度θを入力すると、電圧指令ベクトルを回転座
標変換部６で静止座標系のα軸、β軸電圧指令に変換す
る。一方、モード判定部７で静止座標系上に一方の軸
（ここではα軸とする）を３相の軸の１つに一致させて
３つの区間を形成し、入力された電圧指令ベクトルが位
置する区間判定を行う。次に、３相電圧発生部８でこの
区間判定の結果に基づいて演算内容を切替え、かつ、前
記α軸とβ軸の電圧指令値を用いて３相電圧指令値を演
算する。 【効果】演算と処理は簡単な加減算、シフト演算で実行
でき、電圧利用率の向上と共に高性能の電力変換装置を
安価に実現できる。
の電圧利用率を向上させるに好適な電力変換装置を提供
することにある。 【構成】 電圧演算回路５において、電圧指令ベクトル
としての回転座標系のｄ軸、ｑ軸電圧指令と回転座標系
の回転角度θを入力すると、電圧指令ベクトルを回転座
標変換部６で静止座標系のα軸、β軸電圧指令に変換す
る。一方、モード判定部７で静止座標系上に一方の軸
（ここではα軸とする）を３相の軸の１つに一致させて
３つの区間を形成し、入力された電圧指令ベクトルが位
置する区間判定を行う。次に、３相電圧発生部８でこの
区間判定の結果に基づいて演算内容を切替え、かつ、前
記α軸とβ軸の電圧指令値を用いて３相電圧指令値を演
算する。 【効果】演算と処理は簡単な加減算、シフト演算で実行
でき、電圧利用率の向上と共に高性能の電力変換装置を
安価に実現できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電源電圧を３相の出力
電圧に変換する電力変換装置に係り、特に、出力電圧の
電圧利用率を向上させる電力変換装置に関する。
電圧に変換する電力変換装置に係り、特に、出力電圧の
電圧利用率を向上させる電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、３相の出力電圧を発生させる電力
変換装置において、電圧利用率を向上させる方法として
は、必要な３相出力電圧指令に電圧利用率向上のための
同じ電圧値を各相にそれぞれ加算してＰＷＭ信号を得る
方法と、電力変換装置のスイッチング状態から発生する
空間ベクトルを算出してＰＷＭ信号を得る方法がよく知
られている。なお、電圧利用率を向上させる方法とは、
発生する相電圧は低くても線間電圧が相対的に大きな正
弦波を得ることができる方法である。前者の方法として
は、例えば、特開平３−１０７３７３号公報、ＵＳＰ
４，３２１，６６３号明細書、特開平２−２８５９６７
号公報などに記載されている。第１の公知例の方法は、
３相の出力電圧指令のうち、大きさが中間の電圧を見つ
け、その１／２倍した電圧を各相に加算することで電圧
利用率を向上させる方法である。第２、第３の公知例の
方法についても、同様の考え方でＰＷＭ信号を得るもの
である。また、後者の空間ベクトルを用いてＰＷＭ信号
を発生する方法の代表的な公知例として、ＵＳＰ４，４
８０，３０１号明細書に記載の方法がある。これは３相
の電力変換装置のスイッチング状態が８つ（空間的な電
圧ベクトルとしては、７種類）であることを考慮して、
所望の電圧ベクトル指令を得るために、８つのスイッチ
ング状態を時間的に組み合わせる方法である。この方法
によっても電圧利用率を向上させることができる。
変換装置において、電圧利用率を向上させる方法として
は、必要な３相出力電圧指令に電圧利用率向上のための
同じ電圧値を各相にそれぞれ加算してＰＷＭ信号を得る
方法と、電力変換装置のスイッチング状態から発生する
空間ベクトルを算出してＰＷＭ信号を得る方法がよく知
られている。なお、電圧利用率を向上させる方法とは、
発生する相電圧は低くても線間電圧が相対的に大きな正
弦波を得ることができる方法である。前者の方法として
は、例えば、特開平３−１０７３７３号公報、ＵＳＰ
４，３２１，６６３号明細書、特開平２−２８５９６７
号公報などに記載されている。第１の公知例の方法は、
３相の出力電圧指令のうち、大きさが中間の電圧を見つ
け、その１／２倍した電圧を各相に加算することで電圧
利用率を向上させる方法である。第２、第３の公知例の
方法についても、同様の考え方でＰＷＭ信号を得るもの
である。また、後者の空間ベクトルを用いてＰＷＭ信号
を発生する方法の代表的な公知例として、ＵＳＰ４，４
８０，３０１号明細書に記載の方法がある。これは３相
の電力変換装置のスイッチング状態が８つ（空間的な電
圧ベクトルとしては、７種類）であることを考慮して、
所望の電圧ベクトル指令を得るために、８つのスイッチ
ング状態を時間的に組み合わせる方法である。この方法
によっても電圧利用率を向上させることができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】一般的に、交流３相モ
ータを高応答でトルク制御する方法として、ベクトル制
御と呼ばれる制御方法が知られている。回転座標系にお
ける電圧指令ベクトルを演算するベクトル制御方法は、
電力変換装置の出力周波数が高周波になった場合に特に
有利になる。また、電力変換装置の出力周波数が高いと
きには、モータの速度も高く、印加しなければならない
電圧も大きくなるので、電圧利用率の向上が必要になっ
てくる。このような場合、前者の方法では、ベクトル制
御で得られた回転座標系の電圧指令ベクトルを用いて３
相の相電圧指令をそれぞれ演算した後、これらの相電圧
指令から各相に加算すべき追加電圧を算出しなければな
らない。この結果を用いて追加電圧を各相に加算し、Ｐ
ＷＭ信号発生の処理を行う必要がある。この場合、電圧
利用率を向上するために演算を行うため、通常のマイク
ロプロセッサを用いたとき、処理時間が長くなってしま
うという欠点がある。また、後者の方法は、ＰＷＭ信号
の１周期ごと（例えば、１０ｋＨｚのスイッチング周波
数であれば、１００μｓごと）にスイッチング状態の選
択とその継続時間を演算して出力する必要がある。この
方法は、直接的にＰＷＭ信号を発生することができる特
徴があるものの、演算の処理周期が短い点と、条件の判
断や継続時間の演算に処理時間が長い点とに短所があ
り、高性能のマイクロプロセッサが必要不可欠である。
ータを高応答でトルク制御する方法として、ベクトル制
御と呼ばれる制御方法が知られている。回転座標系にお
ける電圧指令ベクトルを演算するベクトル制御方法は、
電力変換装置の出力周波数が高周波になった場合に特に
有利になる。また、電力変換装置の出力周波数が高いと
きには、モータの速度も高く、印加しなければならない
電圧も大きくなるので、電圧利用率の向上が必要になっ
てくる。このような場合、前者の方法では、ベクトル制
御で得られた回転座標系の電圧指令ベクトルを用いて３
相の相電圧指令をそれぞれ演算した後、これらの相電圧
指令から各相に加算すべき追加電圧を算出しなければな
らない。この結果を用いて追加電圧を各相に加算し、Ｐ
ＷＭ信号発生の処理を行う必要がある。この場合、電圧
利用率を向上するために演算を行うため、通常のマイク
ロプロセッサを用いたとき、処理時間が長くなってしま
うという欠点がある。また、後者の方法は、ＰＷＭ信号
の１周期ごと（例えば、１０ｋＨｚのスイッチング周波
数であれば、１００μｓごと）にスイッチング状態の選
択とその継続時間を演算して出力する必要がある。この
方法は、直接的にＰＷＭ信号を発生することができる特
徴があるものの、演算の処理周期が短い点と、条件の判
断や継続時間の演算に処理時間が長い点とに短所があ
り、高性能のマイクロプロセッサが必要不可欠である。
【０００４】本発明の目的は、安価な制御演算装置（あ
るいは、マイクロプロセッサ）を用いながら、出力電圧
の電圧利用率を向上させるに好適な電力変換装置を提供
することにある。
るいは、マイクロプロセッサ）を用いながら、出力電圧
の電圧利用率を向上させるに好適な電力変換装置を提供
することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的は、与えられた
電圧指令ベクトルを用いて３相電圧指令値を演算し、Ｐ
ＷＭ信号を発生する制御装置と、該ＰＷＭ信号により電
源電圧を３相の出力電圧に変換する複数のスイッチング
素子群を備えた電力変換装置において、前記電圧指令ベ
クトルを静止座標系の直交するα軸とβ軸の電圧指令値
に変換する座標変換手段と、前記電圧指令ベクトルが静
止座標系上に位置する区間の判定を行う判定手段と、該
区間判定の結果に基づいて演算内容を切替え、かつ、前
記α軸とβ軸の電圧指令値を用いて前記３相電圧指令値
を演算する３相電圧演算手段を設けることにより、達成
される。
電圧指令ベクトルを用いて３相電圧指令値を演算し、Ｐ
ＷＭ信号を発生する制御装置と、該ＰＷＭ信号により電
源電圧を３相の出力電圧に変換する複数のスイッチング
素子群を備えた電力変換装置において、前記電圧指令ベ
クトルを静止座標系の直交するα軸とβ軸の電圧指令値
に変換する座標変換手段と、前記電圧指令ベクトルが静
止座標系上に位置する区間の判定を行う判定手段と、該
区間判定の結果に基づいて演算内容を切替え、かつ、前
記α軸とβ軸の電圧指令値を用いて前記３相電圧指令値
を演算する３相電圧演算手段を設けることにより、達成
される。
【０００６】
【作用】本発明は、制御装置において、与えられた電圧
指令ベクトルを用いて座標変換を行い、静止座標系の直
交するα軸とβ軸の電圧指令値を演算する。このα軸と
β軸の電圧指令値を２相／３相変換しただけでは従来の
方法と同じになってしまうが、ここで、α軸とβ軸の電
圧指令値を用いて演算内容を切替える区間判定を行う。
この点が重要な本発明のポイントである。特に、このと
き、静止座標系の一方の軸（ここではα軸とする）を３
相の軸の１つに一致させるとともに、β軸の電圧指令値
を１／√３倍したβ軸変換指令値と上記α軸の電圧指令
値を比較する。このとき、その両者の符号の関係と絶対
値の大きさの比較により、３つのモードを区間判定す
る。この判定された区間ごとに予め決められた２相の出
力電圧の絶対値が一致するように、上記β軸変換指令値
と上記α軸の電圧指令値と用いて上記３相出力電圧指令
値を演算する。本発明では、このような演算を行うこと
により、直接、電圧利用率を向上させる電圧指令値を得
ることができ、しかも、これらの演算は簡単な加減算、
シフト演算で得られるので、比較的処理能力の低いマイ
クロプロセッサを用いることができ、したがって、制御
装置を安価にできる利点を有する。
指令ベクトルを用いて座標変換を行い、静止座標系の直
交するα軸とβ軸の電圧指令値を演算する。このα軸と
β軸の電圧指令値を２相／３相変換しただけでは従来の
方法と同じになってしまうが、ここで、α軸とβ軸の電
圧指令値を用いて演算内容を切替える区間判定を行う。
この点が重要な本発明のポイントである。特に、このと
き、静止座標系の一方の軸（ここではα軸とする）を３
相の軸の１つに一致させるとともに、β軸の電圧指令値
を１／√３倍したβ軸変換指令値と上記α軸の電圧指令
値を比較する。このとき、その両者の符号の関係と絶対
値の大きさの比較により、３つのモードを区間判定す
る。この判定された区間ごとに予め決められた２相の出
力電圧の絶対値が一致するように、上記β軸変換指令値
と上記α軸の電圧指令値と用いて上記３相出力電圧指令
値を演算する。本発明では、このような演算を行うこと
により、直接、電圧利用率を向上させる電圧指令値を得
ることができ、しかも、これらの演算は簡単な加減算、
シフト演算で得られるので、比較的処理能力の低いマイ
クロプロセッサを用いることができ、したがって、制御
装置を安価にできる利点を有する。
【０００７】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。図１は、本発明の第１の実施例を示す電力変換装置
である。この電力変換装置は、電源１、３相の電力変換
回路２、負荷である３相交流モータ３、回転座標系電圧
指令回路４、制御装置として機能する電圧演算回路５か
らなり、３相交流モータ３に電源１のエネルギーを３相
の電力変換回路２を介して供給し、駆動するシステムで
ある。ここでは、電源１は、バッテリーを実施例として
示しているが、商用電源から整流した整流回路であって
もよい。また、回転座標系電圧指令回路４は、３相交流
モータ３をよく知られたベクトル制御方法により制御す
る電圧指令回路であり、３相交流モータ３のモータ速
度、モータ電流のフィードバック制御演算を行い、回転
座標系のｄ軸、及び、ｑ軸電圧指令Ｖd、Ｖqを出力す
る。また、静止座標系から見た回転座標系の回転角度θ
も出力している。なお、ｄ軸を交流モータの回転磁束と
一致した軸とし、それに直交する軸をｑ軸とする。これ
らの出力は電圧演算回路５に入力され、３相の交流電圧
を発生するためのＰＷＭ信号を演算し、電力変換回路２
を制御している。これにより、３相交流モータ３が所望
の駆動力で駆動される。
る。図１は、本発明の第１の実施例を示す電力変換装置
である。この電力変換装置は、電源１、３相の電力変換
回路２、負荷である３相交流モータ３、回転座標系電圧
指令回路４、制御装置として機能する電圧演算回路５か
らなり、３相交流モータ３に電源１のエネルギーを３相
の電力変換回路２を介して供給し、駆動するシステムで
ある。ここでは、電源１は、バッテリーを実施例として
示しているが、商用電源から整流した整流回路であって
もよい。また、回転座標系電圧指令回路４は、３相交流
モータ３をよく知られたベクトル制御方法により制御す
る電圧指令回路であり、３相交流モータ３のモータ速
度、モータ電流のフィードバック制御演算を行い、回転
座標系のｄ軸、及び、ｑ軸電圧指令Ｖd、Ｖqを出力す
る。また、静止座標系から見た回転座標系の回転角度θ
も出力している。なお、ｄ軸を交流モータの回転磁束と
一致した軸とし、それに直交する軸をｑ軸とする。これ
らの出力は電圧演算回路５に入力され、３相の交流電圧
を発生するためのＰＷＭ信号を演算し、電力変換回路２
を制御している。これにより、３相交流モータ３が所望
の駆動力で駆動される。
【０００８】次に、電圧演算回路５の処理方法について
説明する。この電圧演算回路５は、回転座標変換部６、
モード判定部７、３相電圧発生部８、搬送波発生部９、
及びＰＷＭ発生部１０、１１、１２から構成する。３相
電圧発生部８で出力される各相の電圧指令Ｖu、Ｖv、Ｖ
wの演算方法については後述するが、それぞれの電圧指
令Ｖu、Ｖv、Ｖwに対して、搬送波発生部９から出力さ
れる搬送波ｆcをＰＷＭ発生部１０、１１、１２におい
て比較し、その大きさの大小によりＰＷＭ信号を発生す
る。これらのＰＷＭ信号は電力変換回路２に出力する。
搬送波発生部９、ＰＷＭ発生部１０、１１、１２は一般
的に行われている方法である。
説明する。この電圧演算回路５は、回転座標変換部６、
モード判定部７、３相電圧発生部８、搬送波発生部９、
及びＰＷＭ発生部１０、１１、１２から構成する。３相
電圧発生部８で出力される各相の電圧指令Ｖu、Ｖv、Ｖ
wの演算方法については後述するが、それぞれの電圧指
令Ｖu、Ｖv、Ｖwに対して、搬送波発生部９から出力さ
れる搬送波ｆcをＰＷＭ発生部１０、１１、１２におい
て比較し、その大きさの大小によりＰＷＭ信号を発生す
る。これらのＰＷＭ信号は電力変換回路２に出力する。
搬送波発生部９、ＰＷＭ発生部１０、１１、１２は一般
的に行われている方法である。
【０００９】電圧演算回路５において、本発明の特徴で
ある処理内容を以下説明する。回転座標変換部６では、
ｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖd、Ｖq、回転角度θを入力して、
静止座標系のα軸電圧指令Ｖα、β軸電圧指令Ｖβを算
出する。これらの電圧指令の関係を図２に示す。回転座
標系のｄ軸は静止座標系のα軸から回転角度θだけ回転
しており、交流モータの回転磁束の回転とともに回転角
度θで回転していく。このベクトル和である電圧指令ベ
クトルＶRを静止座標系に投影したものがα軸電圧指令
Ｖα、β軸電圧指令Ｖβである。図３に、回転座標変換
部６の具体的な処理をフローチャートで示す。ステップ
１０１、１０２はα軸電圧指令Ｖα、β軸電圧指令Ｖβ
をそれぞれ演算するもので、図２のベクトル図から容易
にこれらの演算式を得ることができる。次に、ステップ
１０３では、β軸電圧指令Ｖβを１／√３倍してβ軸電
圧比較値Ｖβ3を演算している。これはモード判定部
７、３相電圧発生部８の演算をより簡単化するために行
っているものであり、図１に示すように、β軸電圧比較
値Ｖβ3（β軸電圧指令Ｖβではなく）を出力してい
る。
ある処理内容を以下説明する。回転座標変換部６では、
ｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖd、Ｖq、回転角度θを入力して、
静止座標系のα軸電圧指令Ｖα、β軸電圧指令Ｖβを算
出する。これらの電圧指令の関係を図２に示す。回転座
標系のｄ軸は静止座標系のα軸から回転角度θだけ回転
しており、交流モータの回転磁束の回転とともに回転角
度θで回転していく。このベクトル和である電圧指令ベ
クトルＶRを静止座標系に投影したものがα軸電圧指令
Ｖα、β軸電圧指令Ｖβである。図３に、回転座標変換
部６の具体的な処理をフローチャートで示す。ステップ
１０１、１０２はα軸電圧指令Ｖα、β軸電圧指令Ｖβ
をそれぞれ演算するもので、図２のベクトル図から容易
にこれらの演算式を得ることができる。次に、ステップ
１０３では、β軸電圧指令Ｖβを１／√３倍してβ軸電
圧比較値Ｖβ3を演算している。これはモード判定部
７、３相電圧発生部８の演算をより簡単化するために行
っているものであり、図１に示すように、β軸電圧比較
値Ｖβ3（β軸電圧指令Ｖβではなく）を出力してい
る。
【００１０】モード判定部７では、図２の電圧指令ベク
トルＶRが図４に示す３つの区間のいずれにあるかを判
定する処理を行っている。図４において、α軸から６０
°までと１８０°から２４０°までの範囲を区間１、６
０°から１２０°までと２４０°から３００°までの範
囲を区間２、１２０°から１８０°までと３００°から
３６０°までの範囲を区間３としている。なお、α軸は
Ｕ相軸と一致した方向としている。Ｖ相軸、Ｗ相軸はそ
れぞれα軸に対して１２０°、２４０°の方向になる。
この処理内容を図５のフローチャートに示す。ステップ
１０４では、α軸電圧指令Ｖαの絶対値とβ軸電圧比較
値Ｖβ3の絶対値との比較を行う。β軸電圧比較値Ｖβ3
の絶対値がα軸電圧指令Ｖαの絶対値より大きい場合に
は、区間２であると判定して、ステップ１０５において
モード信号ＭＤを２にしている。この理由は、図４のＶ
相軸、Ｗ相軸はそれぞれ
トルＶRが図４に示す３つの区間のいずれにあるかを判
定する処理を行っている。図４において、α軸から６０
°までと１８０°から２４０°までの範囲を区間１、６
０°から１２０°までと２４０°から３００°までの範
囲を区間２、１２０°から１８０°までと３００°から
３６０°までの範囲を区間３としている。なお、α軸は
Ｕ相軸と一致した方向としている。Ｖ相軸、Ｗ相軸はそ
れぞれα軸に対して１２０°、２４０°の方向になる。
この処理内容を図５のフローチャートに示す。ステップ
１０４では、α軸電圧指令Ｖαの絶対値とβ軸電圧比較
値Ｖβ3の絶対値との比較を行う。β軸電圧比較値Ｖβ3
の絶対値がα軸電圧指令Ｖαの絶対値より大きい場合に
は、区間２であると判定して、ステップ１０５において
モード信号ＭＤを２にしている。この理由は、図４のＶ
相軸、Ｗ相軸はそれぞれ
【数１】Ｖβ＝（√３）Ｖα
【数２】Ｖβ＝−（√３）Ｖα で表せるので、区間２は次式となる。
【数３】｜Ｖβ｜＞（√３）｜Ｖα｜ したがって、β軸電圧指令Ｖβの代わりにβ軸電圧比較
値Ｖβ3を用いれば、大きさの比較だけでステップ１０
４の判定により区間２か否かを判断できる。β軸電圧比
較値Ｖβ3の絶対値がα軸電圧指令Ｖαの絶対値以下の
ときには、ステップ１０６にジャンプする（｜Ｖα｜＝
｜Ｖβ3｜の場合には、接するいずれの区間にしてもよ
い。）。ステップ１０６では、区間１か、区間３かの判
定を行っている。図４から分かるように、区間１は第
１、第３象限に存在するのに対して、区間３は第２、第
４象限に存在するので、α軸電圧指令Ｖαとβ軸電圧比
較値Ｖβ3の符号により判定することができる。つま
り、ステップ１０６において、α軸電圧指令Ｖαとβ軸
電圧比較値Ｖβ3が同符号であれば、区間１であるの
で、ステップ１０７でモード信号ＭＤを１にセットす
る。また、異符号であれば、ステップ１０８にジャンプ
してモード信号ＭＤを３に設定する。
値Ｖβ3を用いれば、大きさの比較だけでステップ１０
４の判定により区間２か否かを判断できる。β軸電圧比
較値Ｖβ3の絶対値がα軸電圧指令Ｖαの絶対値以下の
ときには、ステップ１０６にジャンプする（｜Ｖα｜＝
｜Ｖβ3｜の場合には、接するいずれの区間にしてもよ
い。）。ステップ１０６では、区間１か、区間３かの判
定を行っている。図４から分かるように、区間１は第
１、第３象限に存在するのに対して、区間３は第２、第
４象限に存在するので、α軸電圧指令Ｖαとβ軸電圧比
較値Ｖβ3の符号により判定することができる。つま
り、ステップ１０６において、α軸電圧指令Ｖαとβ軸
電圧比較値Ｖβ3が同符号であれば、区間１であるの
で、ステップ１０７でモード信号ＭＤを１にセットす
る。また、異符号であれば、ステップ１０８にジャンプ
してモード信号ＭＤを３に設定する。
【００１１】３相電圧発生部８では、回転座標変換部６
で演算されたα軸電圧指令Ｖαとβ軸電圧比較値
Ｖβ3、モード判定部７で得られたモード信号ＭＤを入
力し、電圧利用率を向上させるための各相の電圧指令Ｖ
u、Ｖv、Ｖwを演算する。この演算内容を図６に示す。
また、ここで行う演算の意味を図７のベクトル図で示
す。ステップ１０９において、モード信号ＭＤが１の場
合（つまり、区間１の場合）には、ステップ１１０に示
す演算を行う。すなわち、
で演算されたα軸電圧指令Ｖαとβ軸電圧比較値
Ｖβ3、モード判定部７で得られたモード信号ＭＤを入
力し、電圧利用率を向上させるための各相の電圧指令Ｖ
u、Ｖv、Ｖwを演算する。この演算内容を図６に示す。
また、ここで行う演算の意味を図７のベクトル図で示
す。ステップ１０９において、モード信号ＭＤが１の場
合（つまり、区間１の場合）には、ステップ１１０に示
す演算を行う。すなわち、
【数４】Ｖv＝（−Ｖα＋３Ｖβ3）／２
【数５】Ｖu＝（Ｖα＋Ｖβ3）／２
【数６】Ｖw＝−Ｖu この演算は、電圧指令ベクトルＶRを図７（ａ）に示す
ように、各相の電圧指令Ｖu、Ｖv、Ｖwに分配したもの
である。つまり、図７（ａ）において、電圧指令ベクト
ルＶRをまずＶ相電圧指令Ｖvとそれに直交する電圧指令
Ｖuwにベクトル分割する。次に、電圧指令ＶuwをＵ相電
圧指令ＶuとＷ相電圧指令Ｖwに分割する。このようにし
て、各相の電圧指令を求めればよい。これをα軸電圧指
令Ｖαとβ軸電圧比較値Ｖβ3から求める演算がステッ
プ１１０である。この演算式は、図７（ａ）のベクトル
図から得られる。ここでも、β軸電圧指令Ｖβの代わり
にβ軸電圧比較値Ｖβ3を用いることにより、加減算、
シフトの容易な命令で算出できる（３倍は３回の加算、
１／２はシフト命令で処理できる。）ので、マイクロプ
ロセッサを用いた場合にも演算時間を最小限に抑えるこ
とができるメリットがある。ここで、本実施例では、こ
のベクトルの分け方が重要であり、次のような意味を持
っている。すなわち、電圧利用率を向上させるというこ
とは、同じ電圧指令ベクトルＶRに対して、３相の電圧
指令のうち、その最大値、あるいは、最小値の絶対値を
小さくすることを意味している。これを行うためには、
３相の電圧指令のうち、最大値と最小値の絶対値を一致
させるように各相の電圧指令を求める必要がある。これ
を直接的に行う方法が図７に示すような方法により電圧
ベクトルを分割することである。モード信号ＭＤ＝１、
つまり、区間１の場合に各相の電圧指令を通常の正弦波
電圧とすると、３相の電圧指令のうち、最大値と最小値
はＵ相電圧指令ＶuとＷ相電圧指令Ｖwのいずれかであ
り、Ｖ相電圧指令Ｖvになることはない。したがって、
Ｕ相電圧指令ＶuとＷ相電圧指令Ｖwの絶対値が一致する
ようにベクトルを分解することが重要な点であり、これ
を直接演算できるようにした点が本実施例の特徴であ
る。それはＶ軸とそれに直交する軸とにベクトルを分割
したことである。このようにすると、Ｖ軸に直交する軸
はＵ軸とＷ軸をそれぞれ３０°ずつに２分割する直線と
なるので、この軸に分割された電圧指令ＶuwをＵ軸とＷ
軸に分割すると、Ｕ相電圧指令ＶuとＷ相電圧指令Ｖwの
絶対値が常に一致するようになる。このような演算は、
ステップ１１０の演算を行うことにより、自動的に処理
していることになる。図６のステップ１０９でモード信
号ＭＤが２の場合（つまり、区間２の場合）には、ステ
ップ１１１において、各相の電圧指令は更に容易に求ま
る。
ように、各相の電圧指令Ｖu、Ｖv、Ｖwに分配したもの
である。つまり、図７（ａ）において、電圧指令ベクト
ルＶRをまずＶ相電圧指令Ｖvとそれに直交する電圧指令
Ｖuwにベクトル分割する。次に、電圧指令ＶuwをＵ相電
圧指令ＶuとＷ相電圧指令Ｖwに分割する。このようにし
て、各相の電圧指令を求めればよい。これをα軸電圧指
令Ｖαとβ軸電圧比較値Ｖβ3から求める演算がステッ
プ１１０である。この演算式は、図７（ａ）のベクトル
図から得られる。ここでも、β軸電圧指令Ｖβの代わり
にβ軸電圧比較値Ｖβ3を用いることにより、加減算、
シフトの容易な命令で算出できる（３倍は３回の加算、
１／２はシフト命令で処理できる。）ので、マイクロプ
ロセッサを用いた場合にも演算時間を最小限に抑えるこ
とができるメリットがある。ここで、本実施例では、こ
のベクトルの分け方が重要であり、次のような意味を持
っている。すなわち、電圧利用率を向上させるというこ
とは、同じ電圧指令ベクトルＶRに対して、３相の電圧
指令のうち、その最大値、あるいは、最小値の絶対値を
小さくすることを意味している。これを行うためには、
３相の電圧指令のうち、最大値と最小値の絶対値を一致
させるように各相の電圧指令を求める必要がある。これ
を直接的に行う方法が図７に示すような方法により電圧
ベクトルを分割することである。モード信号ＭＤ＝１、
つまり、区間１の場合に各相の電圧指令を通常の正弦波
電圧とすると、３相の電圧指令のうち、最大値と最小値
はＵ相電圧指令ＶuとＷ相電圧指令Ｖwのいずれかであ
り、Ｖ相電圧指令Ｖvになることはない。したがって、
Ｕ相電圧指令ＶuとＷ相電圧指令Ｖwの絶対値が一致する
ようにベクトルを分解することが重要な点であり、これ
を直接演算できるようにした点が本実施例の特徴であ
る。それはＶ軸とそれに直交する軸とにベクトルを分割
したことである。このようにすると、Ｖ軸に直交する軸
はＵ軸とＷ軸をそれぞれ３０°ずつに２分割する直線と
なるので、この軸に分割された電圧指令ＶuwをＵ軸とＷ
軸に分割すると、Ｕ相電圧指令ＶuとＷ相電圧指令Ｖwの
絶対値が常に一致するようになる。このような演算は、
ステップ１１０の演算を行うことにより、自動的に処理
していることになる。図６のステップ１０９でモード信
号ＭＤが２の場合（つまり、区間２の場合）には、ステ
ップ１１１において、各相の電圧指令は更に容易に求ま
る。
【数７】Ｖu＝Ｖα
【数８】Ｖv＝Ｖβ3
【数９】Ｖw＝−Ｖv このときの電圧指令ベクトルＶRの分割方法を図７
（ｂ）に示す。Ｕ相電圧指令ｖuはα軸電圧指令Ｖ
αに、Ｖ相電圧指令Ｖvはβ軸電圧比較値Ｖβ3に、Ｗ相
電圧指令Ｖwは符号を反転したβ軸電圧比較値Ｖβ3に、
それぞれなることが図７（ｂ）から分かる。この区間２
では、Ｖ相電圧指令ＶvとＷ相電圧指令Ｖwの絶対値を一
致させる演算を行うことにより、電圧利用率を向上させ
ることができる。モード信号ＭＤ＝３の場合（つまり、
区間３の場合）は、ステップ１１２の処理により各相の
電圧指令を求められる。
（ｂ）に示す。Ｕ相電圧指令ｖuはα軸電圧指令Ｖ
αに、Ｖ相電圧指令Ｖvはβ軸電圧比較値Ｖβ3に、Ｗ相
電圧指令Ｖwは符号を反転したβ軸電圧比較値Ｖβ3に、
それぞれなることが図７（ｂ）から分かる。この区間２
では、Ｖ相電圧指令ＶvとＷ相電圧指令Ｖwの絶対値を一
致させる演算を行うことにより、電圧利用率を向上させ
ることができる。モード信号ＭＤ＝３の場合（つまり、
区間３の場合）は、ステップ１１２の処理により各相の
電圧指令を求められる。
【数１０】Ｖw＝（−Ｖα−３Ｖβ3）／２
【数１１】Ｖu＝（Ｖα−Ｖβ3）／２
【数１２】Ｖv＝−Ｖu これについても同様にして演算式を得ることができる。
以上の処理を行うことにより、各相の電圧指令の波形は
図８に示すような波形になり、各相の電圧の最大値を減
少することができる。これを搬送波ｆｃと比較してＰＷ
Ｍ信号を発生することを述べたが、図８の各相の電圧指
令と搬送波ｆｃの比較によりこれを達成できる。
以上の処理を行うことにより、各相の電圧指令の波形は
図８に示すような波形になり、各相の電圧の最大値を減
少することができる。これを搬送波ｆｃと比較してＰＷ
Ｍ信号を発生することを述べたが、図８の各相の電圧指
令と搬送波ｆｃの比較によりこれを達成できる。
【００１２】従って、本実施例によれば、簡単な処理演
算により電圧利用率を向上させる電圧をインバータから
発生できるので、より大きな正弦波の線間電圧を得るこ
とができる。そのため、安価なコントローラを用いて広
い範囲で歪の少ない３相交流電流を流すことができる有
利性を持つ。特に、電源電圧が大幅に変動するような場
合、例えば、バッテリーを電源としたときなど、電源電
圧が低下しても、所定の正弦波電圧を出力して性能を確
保することができ、有効である。
算により電圧利用率を向上させる電圧をインバータから
発生できるので、より大きな正弦波の線間電圧を得るこ
とができる。そのため、安価なコントローラを用いて広
い範囲で歪の少ない３相交流電流を流すことができる有
利性を持つ。特に、電源電圧が大幅に変動するような場
合、例えば、バッテリーを電源としたときなど、電源電
圧が低下しても、所定の正弦波電圧を出力して性能を確
保することができ、有効である。
【００１３】図９から図１２は、本発明の第２の実施例
を示す。本実施例は、第１の実施例と構成が同じである
が、電圧演算回路の処理方法すなわち電圧演算回路５の
モード判定部７、３相電圧発生部８の演算方法が異な
る。本実施例では、３相の電力変換回路のスイッチング
素子のうち、１相だけを上アームあるいは下アームのい
ずれかを常にオンさせることを容易な処理演算で行うこ
とに特徴がある。以下、電圧演算回路５のモード判定部
７、３相電圧発生部８の演算方法ついて説明する。図９
は、モード判定部７の区間の分け方を示したベクトル空
間であり、図４の区間分けと異なっている。区間Ｕ、区
間Ｖ、区間Ｗはそれぞれの相軸を中心とした±３０°
（６０°）以内の領域になっている。
を示す。本実施例は、第１の実施例と構成が同じである
が、電圧演算回路の処理方法すなわち電圧演算回路５の
モード判定部７、３相電圧発生部８の演算方法が異な
る。本実施例では、３相の電力変換回路のスイッチング
素子のうち、１相だけを上アームあるいは下アームのい
ずれかを常にオンさせることを容易な処理演算で行うこ
とに特徴がある。以下、電圧演算回路５のモード判定部
７、３相電圧発生部８の演算方法ついて説明する。図９
は、モード判定部７の区間の分け方を示したベクトル空
間であり、図４の区間分けと異なっている。区間Ｕ、区
間Ｖ、区間Ｗはそれぞれの相軸を中心とした±３０°
（６０°）以内の領域になっている。
【００１４】図１０は、モード判定部７において図９の
区間分けをするためのフローチャートである。ステップ
１１３では、α軸電圧指令Ｖαの絶対値とβ軸電圧比較
値Ｖβ 3の絶対値の３倍、つまり、β軸電圧指令Ｖβの
√３倍の値とを比較して、区間Ｕであるか否かを判断す
る。これは図４の説明で述べた区間２の判定方法と同じ
ような考え方である。α軸電圧指令Ｖαの絶対値が大き
い場合には、区間Ｕであるので、ステップ１１４でモー
ド信号ＭＤをＵに設定する。α軸電圧指令Ｖαの絶対値
がβ軸電圧比較値Ｖβ3の絶対値の３倍の値以下の場合
には、ステップ１１５においてα軸電圧指令Ｖαとβ軸
電圧比較値Ｖβ3の符号により判定を行う。同符号のと
きは、図９から分かるように区間Ｗであるので、ステッ
プ１１６でモード信号ＭＤをＷに設定する。また、異符
号のときには区間Ｖであり、モード信号ＭＤをＶと設定
する。区間判定は、本実施例の場合にも簡単にできる特
徴がある。
区間分けをするためのフローチャートである。ステップ
１１３では、α軸電圧指令Ｖαの絶対値とβ軸電圧比較
値Ｖβ 3の絶対値の３倍、つまり、β軸電圧指令Ｖβの
√３倍の値とを比較して、区間Ｕであるか否かを判断す
る。これは図４の説明で述べた区間２の判定方法と同じ
ような考え方である。α軸電圧指令Ｖαの絶対値が大き
い場合には、区間Ｕであるので、ステップ１１４でモー
ド信号ＭＤをＵに設定する。α軸電圧指令Ｖαの絶対値
がβ軸電圧比較値Ｖβ3の絶対値の３倍の値以下の場合
には、ステップ１１５においてα軸電圧指令Ｖαとβ軸
電圧比較値Ｖβ3の符号により判定を行う。同符号のと
きは、図９から分かるように区間Ｗであるので、ステッ
プ１１６でモード信号ＭＤをＷに設定する。また、異符
号のときには区間Ｖであり、モード信号ＭＤをＶと設定
する。区間判定は、本実施例の場合にも簡単にできる特
徴がある。
【００１５】次に、図１１に、本実施例を行うときの図
１の３相電圧発生部８の処理をフローチャートに示す。
ステップ１１８において、モード信号ＭＤの値を調べ、
ＭＤ＝Ｕ、ＭＤ＝Ｖ、ＭＤ＝Ｗに対してそれぞれステッ
プ１１９、１２０、１２１の処理を行う。ステップ１１
９の処理は、区間Ｕのときの各相の電圧指令を演算する
ものであり、電力変換回路２のＵ相の上アームあるいは
下アームを常にオンにしながら、所定の電圧指令ベクト
ルＶRを発生させるようにしている。このときのベクト
ル図を図１２（ａ）に示す。この図において、電圧指令
ベクトルＶRは区間Ｕにあり、しかも、α軸電圧指令Ｖ
αが正であるので、Ｕ相電圧指令ｖuを相電圧として発
生できる最大値Ｖmaxに設定する。これがステップ１１
９におけるＵ相電圧指令Ｖuの処理の意味である。これ
により、Ｕ相は常に上アームがオン状態になる。図１２
（ａ）でＶu＝Ｖmaxとしたまま、所定の電圧指令ベクト
ルＶRを得るには、ＶRからＶuを差し引いた電圧ベクト
ルＶVWをＶ相電圧指令ＶVとＷ相電圧指令ＶWの和になる
ように、ＶV、ＶWを決定しなければならない。図１２
（ａ）のベクトル図になるようなＶ相電圧指令ＶVとＷ
相電圧指令ＶWの演算が図１１のステップ１１９であ
る。すなわち、
１の３相電圧発生部８の処理をフローチャートに示す。
ステップ１１８において、モード信号ＭＤの値を調べ、
ＭＤ＝Ｕ、ＭＤ＝Ｖ、ＭＤ＝Ｗに対してそれぞれステッ
プ１１９、１２０、１２１の処理を行う。ステップ１１
９の処理は、区間Ｕのときの各相の電圧指令を演算する
ものであり、電力変換回路２のＵ相の上アームあるいは
下アームを常にオンにしながら、所定の電圧指令ベクト
ルＶRを発生させるようにしている。このときのベクト
ル図を図１２（ａ）に示す。この図において、電圧指令
ベクトルＶRは区間Ｕにあり、しかも、α軸電圧指令Ｖ
αが正であるので、Ｕ相電圧指令ｖuを相電圧として発
生できる最大値Ｖmaxに設定する。これがステップ１１
９におけるＵ相電圧指令Ｖuの処理の意味である。これ
により、Ｕ相は常に上アームがオン状態になる。図１２
（ａ）でＶu＝Ｖmaxとしたまま、所定の電圧指令ベクト
ルＶRを得るには、ＶRからＶuを差し引いた電圧ベクト
ルＶVWをＶ相電圧指令ＶVとＷ相電圧指令ＶWの和になる
ように、ＶV、ＶWを決定しなければならない。図１２
（ａ）のベクトル図になるようなＶ相電圧指令ＶVとＷ
相電圧指令ＶWの演算が図１１のステップ１１９であ
る。すなわち、
【数１３】Ｖu＝±Ｖmax （符号はＶαと同符号）
【数１４】ＶV＝Ｖβ3＋Ｖu−Ｖα
【数１５】ＶW＝−Ｖβ3＋Ｖu−Ｖα この式は図１２（ａ）のベクトル図から求めることがで
きる。ステップ１１９は、加減算だけの簡単な式であ
り、安価なマイクロプロセッサでも処理できる特徴があ
る。ステップ１２０、１２１は、それぞれ区間Ｖ、区間
Ｗのときの処理を示す。すなわち、
きる。ステップ１１９は、加減算だけの簡単な式であ
り、安価なマイクロプロセッサでも処理できる特徴があ
る。ステップ１２０、１２１は、それぞれ区間Ｖ、区間
Ｗのときの処理を示す。すなわち、
【数１６】ＶV＝±Ｖmax （符号はＶβ3と同符号）
【数１７】Ｖu＝−Ｖβ3＋ＶV＋Ｖα
【数１８】ＶW＝−２Ｖβ3＋ＶV
【数１９】ＶW＝±Ｖmax （符号はＶβ3と異符号）
【数２０】Ｖu＝Ｖβ3＋ＶW＋Ｖα
【数２１】ＶV＝２Ｖβ3＋ＶW この演算式は区間Ｕの場合と同様にして得られる。な
お、図１２（ｂ）は区間Ｗで、かつ、β軸電圧指令Ｖβ
が正の場合である。このときは、Ｗ相電圧指令ＶWを相
電圧の最小値−Ｖmaxにしている。つまり、電力変換回
路２のＷ相の下アームを常にオン状態にしている。他の
Ｕ相電圧指令Ｖu、Ｖ相電圧指令ＶVは、３相の電圧指令
のベクトル和が所定の電圧指令ベクトルＶRになるよう
に、ステップ１２１の演算を行う。図１１の処理では、
いずれもβ軸電圧比較値Ｖβ3を用いることにより、加
減算だけで処理できるという長所がある。
お、図１２（ｂ）は区間Ｗで、かつ、β軸電圧指令Ｖβ
が正の場合である。このときは、Ｗ相電圧指令ＶWを相
電圧の最小値−Ｖmaxにしている。つまり、電力変換回
路２のＷ相の下アームを常にオン状態にしている。他の
Ｕ相電圧指令Ｖu、Ｖ相電圧指令ＶVは、３相の電圧指令
のベクトル和が所定の電圧指令ベクトルＶRになるよう
に、ステップ１２１の演算を行う。図１１の処理では、
いずれもβ軸電圧比較値Ｖβ3を用いることにより、加
減算だけで処理できるという長所がある。
【００１６】このようにして処理して得られる３相の電
圧指令Ｖu、ＶV、ＶWの波形は図１３のようになる。つ
まり、図１０、図１１に示す処理を行えば、３相のＰＷ
Ｍ信号のうち、いずれか１相は常に上アームあるいは下
アームをオン状態にするため、スイッチング回数を通常
の２／３にすることができる。したがって、本実施例を
用いれば、スイッチングに伴う損失を低減できるので、
電力変換回路２の効率を向上できる特徴がある。
圧指令Ｖu、ＶV、ＶWの波形は図１３のようになる。つ
まり、図１０、図１１に示す処理を行えば、３相のＰＷ
Ｍ信号のうち、いずれか１相は常に上アームあるいは下
アームをオン状態にするため、スイッチング回数を通常
の２／３にすることができる。したがって、本実施例を
用いれば、スイッチングに伴う損失を低減できるので、
電力変換回路２の効率を向上できる特徴がある。
【００１７】図１４は、本発明の第３の実施例を示す。
本実施例は、電力変換回路２の温度を温度センサ１３に
より検出し、電圧演算回路５の温度信号処理部１４に入
力する構成が図１に示す第１の実施例の構成と異なり、
温度センサ１３が検出した温度（ＴＥＮＰ）をモード判
定部７と３相電圧発生部８のそれぞれの演算に用いるこ
とに特徴がある。図１５に、モード判定部７の処理を示
すフローチャートを示す。ステップ１２２では、温度信
号ＴＥＭＰが第１の温度制限値Ｔ1より高いか低いかに
分け、温度信号ＴＥＭＰが第１の温度制限値Ｔ1より低
い場合にはステップ１２３に、Ｔ1以上の場合にはステ
ップ１２４に飛ぶ。ステップ１２３では電力変換回路２
の温度が低いので、図５に示す電圧利用率を向上すると
きの区間判定の処理（区間判定１と記す。）を行う。ま
た、電力変換回路２の温度が第１の温度制限値Ｔ1以上
の場合に行うステップ１２４では、図１０に示すスイッ
チング損失を低減するときの区間判定の処理（区間判定
２と記す。）を行う。次に、図１６に、３相電圧発生部
８で行う処理を示したフローチャートを示す。ステップ
１２５では、温度信号ＴＥＭＰの大きさにより３つの処
理に分ける。ここで、図１６に示す第２の温度制限値Ｔ
2と第１の温度制限値Ｔ1との関係は、Ｔ1＜Ｔ2とする。
温度信号ＴＥＭＰが第１の温度制限値Ｔ1より低いとき
には、ステップ１２６において図６に示した電圧演算
（電圧演算１と記す。）を行う。前述したように低い相
電圧指令範囲でより高い正弦波の線間電圧を発生できる
電圧利用率向上のための処理を行うことになる。また、
温度信号ＴＥＭＰが第１の温度制限値Ｔ1以上で、か
つ、第２の温度制限値Ｔ2未満の場合には、ステップ１
２７で３相のうち２相だけをスイッチングする電圧演算
（電圧演算２と記す。）を行う。これは、図１１に示し
た処理方法であり、電力変換回路２の損失を低減するこ
とができる。そのため、線間電圧を変えることなく、電
力変換回路２の温度上昇を抑制して第１の温度制限値Ｔ
1以下にするように電圧演算回路５だけで制御すること
ができる有利な点を持っている。なお、温度信号ＴＥＭ
Ｐが第２の温度制限値Ｔ2以上のときには、温度異常と
してステップ１２８で各相の電圧指令Ｖu、ＶV、ＶWを
すべて０にするとともに、電力変換回路２を停止する処
理を行う。本実施例によれば、温度が低い場合には、電
圧利用率を第１の実施例と同じように向上できる。ま
た、電力変換回路２の温度が上昇した場合には、通常と
同じ線間電圧を発生しながら、第２の実施例のように損
失を低減することができるので、性能を低下させないで
信頼性を向上させることができる。なお、図１４におい
て、温度信号処理部１４に外部スイッチ２２を設け、ス
イッチ信号Ｓｗを入力して、外部スイッチ２２により強
制的に損失を低減する電圧指令に移行することができ
る。つまり、スイッチ信号Ｓｗがオンのとき、そのモー
ドに移行し、オフのとき、上述したモードにする。この
ようにすると、温度信号処理部１４では、スイッチ信号
Ｓｗがオフのときには、温度センサ１３で検出した値が
そのまま温度信号ＴＥＭＰとして出力される。それに対
して、スイッチ信号Ｓｗがオンのときには、温度信号Ｔ
ＥＭＰについて次の操作を行う。つまり、温度センサ１
３で検出した値が第１の温度制限値Ｔ1より低い場合に
は、温度信号ＴＥＭＰをＴ1にする。また、検出値がＴ1
以上の場合にはそのままの値を温度信号ＴＥＭＰとす
る。この処理により、電力変換回路２の温度がＴ1より
低いときにだけ、スイッチ信号Ｓｗの操作により相電圧
の演算方法を手動により切替えるようにする。これによ
り、低温のときには、手動により損失低減の電圧演算と
するため、電流脈動、磁気音が問題にならないときには
損失低減を優先することができる。
本実施例は、電力変換回路２の温度を温度センサ１３に
より検出し、電圧演算回路５の温度信号処理部１４に入
力する構成が図１に示す第１の実施例の構成と異なり、
温度センサ１３が検出した温度（ＴＥＮＰ）をモード判
定部７と３相電圧発生部８のそれぞれの演算に用いるこ
とに特徴がある。図１５に、モード判定部７の処理を示
すフローチャートを示す。ステップ１２２では、温度信
号ＴＥＭＰが第１の温度制限値Ｔ1より高いか低いかに
分け、温度信号ＴＥＭＰが第１の温度制限値Ｔ1より低
い場合にはステップ１２３に、Ｔ1以上の場合にはステ
ップ１２４に飛ぶ。ステップ１２３では電力変換回路２
の温度が低いので、図５に示す電圧利用率を向上すると
きの区間判定の処理（区間判定１と記す。）を行う。ま
た、電力変換回路２の温度が第１の温度制限値Ｔ1以上
の場合に行うステップ１２４では、図１０に示すスイッ
チング損失を低減するときの区間判定の処理（区間判定
２と記す。）を行う。次に、図１６に、３相電圧発生部
８で行う処理を示したフローチャートを示す。ステップ
１２５では、温度信号ＴＥＭＰの大きさにより３つの処
理に分ける。ここで、図１６に示す第２の温度制限値Ｔ
2と第１の温度制限値Ｔ1との関係は、Ｔ1＜Ｔ2とする。
温度信号ＴＥＭＰが第１の温度制限値Ｔ1より低いとき
には、ステップ１２６において図６に示した電圧演算
（電圧演算１と記す。）を行う。前述したように低い相
電圧指令範囲でより高い正弦波の線間電圧を発生できる
電圧利用率向上のための処理を行うことになる。また、
温度信号ＴＥＭＰが第１の温度制限値Ｔ1以上で、か
つ、第２の温度制限値Ｔ2未満の場合には、ステップ１
２７で３相のうち２相だけをスイッチングする電圧演算
（電圧演算２と記す。）を行う。これは、図１１に示し
た処理方法であり、電力変換回路２の損失を低減するこ
とができる。そのため、線間電圧を変えることなく、電
力変換回路２の温度上昇を抑制して第１の温度制限値Ｔ
1以下にするように電圧演算回路５だけで制御すること
ができる有利な点を持っている。なお、温度信号ＴＥＭ
Ｐが第２の温度制限値Ｔ2以上のときには、温度異常と
してステップ１２８で各相の電圧指令Ｖu、ＶV、ＶWを
すべて０にするとともに、電力変換回路２を停止する処
理を行う。本実施例によれば、温度が低い場合には、電
圧利用率を第１の実施例と同じように向上できる。ま
た、電力変換回路２の温度が上昇した場合には、通常と
同じ線間電圧を発生しながら、第２の実施例のように損
失を低減することができるので、性能を低下させないで
信頼性を向上させることができる。なお、図１４におい
て、温度信号処理部１４に外部スイッチ２２を設け、ス
イッチ信号Ｓｗを入力して、外部スイッチ２２により強
制的に損失を低減する電圧指令に移行することができ
る。つまり、スイッチ信号Ｓｗがオンのとき、そのモー
ドに移行し、オフのとき、上述したモードにする。この
ようにすると、温度信号処理部１４では、スイッチ信号
Ｓｗがオフのときには、温度センサ１３で検出した値が
そのまま温度信号ＴＥＭＰとして出力される。それに対
して、スイッチ信号Ｓｗがオンのときには、温度信号Ｔ
ＥＭＰについて次の操作を行う。つまり、温度センサ１
３で検出した値が第１の温度制限値Ｔ1より低い場合に
は、温度信号ＴＥＭＰをＴ1にする。また、検出値がＴ1
以上の場合にはそのままの値を温度信号ＴＥＭＰとす
る。この処理により、電力変換回路２の温度がＴ1より
低いときにだけ、スイッチ信号Ｓｗの操作により相電圧
の演算方法を手動により切替えるようにする。これによ
り、低温のときには、手動により損失低減の電圧演算と
するため、電流脈動、磁気音が問題にならないときには
損失低減を優先することができる。
【００１８】図１７は、本発明の第４の実施例を示す。
本実施例は、モータの出力の大きさにより電圧指令の発
生方法を切替え、電圧利用率の向上と正弦波からの歪を
最小限に抑えることを特徴とする。図１７において、３
相交流モータ３のモータ速度ωMを検出する速度センサ
１５と電力変換回路２の２相の出力電流を検出する電流
センサ１６、１７を制御装置１８に入力し、また、制御
装置１８には３相交流モータ３のトルクを指示するトル
ク指令τRも入力する。制御装置１８においては、前述
したように回転座標系電圧指令回路４で一般によく知ら
れたベクトル制御演算が行われる。具体的には、トルク
指令τRとモータ速度ωMから、磁束を発生するための励
磁電流指令ｉMR、トルクを発生するためのトルク電流指
令ｉTR、及び、静止座標系から見た回転磁束の回転座標
系の回転角度θを演算する。次に、電力変換回路２の２
相の出力電流から３相交流モータ３の励磁電流ｉMとト
ルク電流ｉTを求め、フィードバック制御により電流制
御を行う。この結果得られるものが回転座標系のｄ軸、
及び、ｑ軸電圧指令Ｖd、Ｖqである。これをもとに演算
を行う回転座標変換部６、モード判定部７、３相電圧発
生部８については、図１に示す第１の実施例と同じであ
り、これにより電圧利用率を向上した３相の電圧指令Ｖ
u1、Ｖv1、Ｖw1を演算する。また、正弦波相電圧発生部
２０では、回転座標変換部６と同じ回転座標変換により
静止座標系のα軸電圧指令Ｖα、β軸電圧指令Ｖβを演
算した後、これを通常の２相／３相変換を行う。これに
より、３相の各相の電圧指令Ｖu2、Ｖv2、Ｖw2を得る。
このときの電圧指令Ｖu、Ｖv、Ｖwはいずれも正弦波で
あり、電圧利用率を向上しない通常の電圧波形である。
また、出力判定部１９では、トルク指令τRとモータ速
度ωMから出力モード切替信号Ｓｖを求める。出力モー
ド切替信号Ｓｖは図１８に示す領域で判定する。したが
って、Ｓｖ＝０のときには低出力領域であり、３相交流
モータ３に印加する各相の相電圧は比較的低い値になっ
ている。それに対して、Ｓｖ＝１のときには高出力領域
であり、各相の相電圧は最大値付近の高い値になってい
る。この出力モード切替信号Ｓｖは電圧切替部２１に入
力され、Ｓｖ＝０のときには、正弦波相電圧発生部２０
の電圧指令Ｖu2、Ｖv2、Ｖw2がＰＷＭ発生部１０、１
１、１２に出力される。また、Ｓｖ＝１のとき、電圧切
替部２１では３相電圧発生部８からの電圧指令Ｖu1、Ｖ
v1、Ｖw1を出力するように電圧指令の切替えを行う。以
上の処理を行うことにより、電力変換回路２は相電圧が
高くない低出力領域では通常の正弦波状の相電圧を出力
し、高出力領域では電圧利用率を向上する相電圧を出力
することができる。電圧利用率を向上するときの各相の
波形は、正弦波ではなく、線間電圧を正弦波にするもの
であるため、各相の電圧指令に対して実際の相電圧の遅
れにバラツキがあると、線間電圧が正弦波にならないこ
とがある。本実施例を用いれば、低出力時には相電圧の
遅れがある場合にも線間電圧は正弦波とすることがで
き、しかも、高出力時の電圧の確保も可能となる。
本実施例は、モータの出力の大きさにより電圧指令の発
生方法を切替え、電圧利用率の向上と正弦波からの歪を
最小限に抑えることを特徴とする。図１７において、３
相交流モータ３のモータ速度ωMを検出する速度センサ
１５と電力変換回路２の２相の出力電流を検出する電流
センサ１６、１７を制御装置１８に入力し、また、制御
装置１８には３相交流モータ３のトルクを指示するトル
ク指令τRも入力する。制御装置１８においては、前述
したように回転座標系電圧指令回路４で一般によく知ら
れたベクトル制御演算が行われる。具体的には、トルク
指令τRとモータ速度ωMから、磁束を発生するための励
磁電流指令ｉMR、トルクを発生するためのトルク電流指
令ｉTR、及び、静止座標系から見た回転磁束の回転座標
系の回転角度θを演算する。次に、電力変換回路２の２
相の出力電流から３相交流モータ３の励磁電流ｉMとト
ルク電流ｉTを求め、フィードバック制御により電流制
御を行う。この結果得られるものが回転座標系のｄ軸、
及び、ｑ軸電圧指令Ｖd、Ｖqである。これをもとに演算
を行う回転座標変換部６、モード判定部７、３相電圧発
生部８については、図１に示す第１の実施例と同じであ
り、これにより電圧利用率を向上した３相の電圧指令Ｖ
u1、Ｖv1、Ｖw1を演算する。また、正弦波相電圧発生部
２０では、回転座標変換部６と同じ回転座標変換により
静止座標系のα軸電圧指令Ｖα、β軸電圧指令Ｖβを演
算した後、これを通常の２相／３相変換を行う。これに
より、３相の各相の電圧指令Ｖu2、Ｖv2、Ｖw2を得る。
このときの電圧指令Ｖu、Ｖv、Ｖwはいずれも正弦波で
あり、電圧利用率を向上しない通常の電圧波形である。
また、出力判定部１９では、トルク指令τRとモータ速
度ωMから出力モード切替信号Ｓｖを求める。出力モー
ド切替信号Ｓｖは図１８に示す領域で判定する。したが
って、Ｓｖ＝０のときには低出力領域であり、３相交流
モータ３に印加する各相の相電圧は比較的低い値になっ
ている。それに対して、Ｓｖ＝１のときには高出力領域
であり、各相の相電圧は最大値付近の高い値になってい
る。この出力モード切替信号Ｓｖは電圧切替部２１に入
力され、Ｓｖ＝０のときには、正弦波相電圧発生部２０
の電圧指令Ｖu2、Ｖv2、Ｖw2がＰＷＭ発生部１０、１
１、１２に出力される。また、Ｓｖ＝１のとき、電圧切
替部２１では３相電圧発生部８からの電圧指令Ｖu1、Ｖ
v1、Ｖw1を出力するように電圧指令の切替えを行う。以
上の処理を行うことにより、電力変換回路２は相電圧が
高くない低出力領域では通常の正弦波状の相電圧を出力
し、高出力領域では電圧利用率を向上する相電圧を出力
することができる。電圧利用率を向上するときの各相の
波形は、正弦波ではなく、線間電圧を正弦波にするもの
であるため、各相の電圧指令に対して実際の相電圧の遅
れにバラツキがあると、線間電圧が正弦波にならないこ
とがある。本実施例を用いれば、低出力時には相電圧の
遅れがある場合にも線間電圧は正弦波とすることがで
き、しかも、高出力時の電圧の確保も可能となる。
【００１９】以上、本発明の実施例について、ベクトル
制御を行う場合を中心として述べたが、電圧指令により
交流モータ、負荷を駆動する場合についても、同じよう
に簡単な制御処理により、電圧利用率を向上できる。ま
た、電圧利用率向上のための処理と損失低減のための処
理の切替方法を電力変換回路の温度だけでなく、電源電
圧の大きさや手動によっても切替られるようにしてもよ
い。
制御を行う場合を中心として述べたが、電圧指令により
交流モータ、負荷を駆動する場合についても、同じよう
に簡単な制御処理により、電圧利用率を向上できる。ま
た、電圧利用率向上のための処理と損失低減のための処
理の切替方法を電力変換回路の温度だけでなく、電源電
圧の大きさや手動によっても切替られるようにしてもよ
い。
【００２０】
【発明の効果】本発明によれば、安価な制御演算装置を
用いながら、簡単な処理により電力変換回路の出力線間
電圧をより高い電圧まで正弦波にすることができるの
で、電圧利用率を向上させる高性能の電力変換装置を安
価に提供できる効果がある。また、回転座標系において
演算された電圧指令ベクトルを容易な制御演算で処理す
ることにより、電圧利用率の向上を図ることができる効
果がある。また、電源電圧の変動幅が大きいバッテリー
などを用いるシステムでは、広範囲で線間電圧を正弦波
にできるので、電力変換装置として性能が向上する効果
がある。
用いながら、簡単な処理により電力変換回路の出力線間
電圧をより高い電圧まで正弦波にすることができるの
で、電圧利用率を向上させる高性能の電力変換装置を安
価に提供できる効果がある。また、回転座標系において
演算された電圧指令ベクトルを容易な制御演算で処理す
ることにより、電圧利用率の向上を図ることができる効
果がある。また、電源電圧の変動幅が大きいバッテリー
などを用いるシステムでは、広範囲で線間電圧を正弦波
にできるので、電力変換装置として性能が向上する効果
がある。
【図１】本発明の第１の実施例を示す構成図である。
【図２】図１の回転座標変換部６の入出力の電圧の関係
を示すベクトル図である。
を示すベクトル図である。
【図３】回転座標変換部６の処理方法を示すフローチャ
ートである。
ートである。
【図４】電圧利用率を向上するときにモード判定部７で
判定する３つの区間を示すベクトル空間である。
判定する３つの区間を示すベクトル空間である。
【図５】電圧利用率を向上させるためのモード判定部７
の処理方法を示すフローチャートである。
の処理方法を示すフローチャートである。
【図６】電圧利用率を向上させるために３相電圧発生部
８で行われる電圧指令の演算方法を示したフローチャー
トである。
８で行われる電圧指令の演算方法を示したフローチャー
トである。
【図７】図６の処理により電圧利用率が向上することを
説明するための電圧ベクトル図である。
説明するための電圧ベクトル図である。
【図８】図６の処理により得られる３相の相電圧の波形
を示すタイムチャートである。
を示すタイムチャートである。
【図９】本発明の第２の実施例である電力変換回路の損
失を低減するためにモード判定部７で判定する３つの区
間を示すベクトル空間である。
失を低減するためにモード判定部７で判定する３つの区
間を示すベクトル空間である。
【図１０】電力変換回路の損失を低減するためのモード
判定部７の処理方法を示すフローチャートである。
判定部７の処理方法を示すフローチャートである。
【図１１】電力変換回路の損失を低減するために３相電
圧発生部８で行われる電圧指令の演算方法を示したフロ
ーチャートである。
圧発生部８で行われる電圧指令の演算方法を示したフロ
ーチャートである。
【図１２】図１１の処理で行われる各相の電圧指令の関
係を示す電圧ベクトル図である。
係を示す電圧ベクトル図である。
【図１３】図１１の処理により得られる３相の相電圧の
波形を示すタイムチャートである。
波形を示すタイムチャートである。
【図１４】本発明の第３の実施例を示す構成図である。
【図１５】電力変換回路の温度により区間判定方法を切
替るモード判定部７の処理方法を示すフローチャートで
ある。
替るモード判定部７の処理方法を示すフローチャートで
ある。
【図１６】電力変換回路の温度により区間判定方法を切
替るために３相電圧発生部８で行われる電圧指令の演算
方法を示すフローチャートである。
替るために３相電圧発生部８で行われる電圧指令の演算
方法を示すフローチャートである。
【図１７】本発明の第４の実施例を示す構成図である。
【図１８】図１７の出力判定部１９において演算される
出力モード切替信号Ｓｖの領域を示したトルクモータ速
度特性図である。
出力モード切替信号Ｓｖの領域を示したトルクモータ速
度特性図である。
１ 電源 ２ 電力変換回路 ３ ３相交流モータ ４ 回転座標系電圧指令回路 ５ 電圧演算回路 ６ 回転座標変換部 ７ モード判定部 ８ ３相電圧発生部 ９ 搬送波発生部 １０、１１、１２ ＰＷＭ発生部 １３ 温度センサ １４ 温度信号処理部 １５ 速度センサ １６、１７ 電流センサ １８ 制御装置 １９ 出力判定部 ２０ 正弦波相電圧発生部 ２１ 電圧切替部 ２２ 外部スイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高本 祐介 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 石田 誠司 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 小原 三四郎 茨城県ひたちなか市大字高場2520番地 株 式会社日立製作所自動車機器事業部内
Claims (13)
- 【請求項１】 与えられた電圧指令ベクトルを用いて３
相電圧指令値を演算し、ＰＷＭ信号を発生する制御装置
と、該ＰＷＭ信号により電源電圧を３相の出力電圧に変
換する複数のスイッチング素子群を備えた電力変換装置
において、前記電圧指令ベクトルを静止座標系の直交す
るα軸とβ軸の電圧指令値に変換する座標変換手段と、
前記電圧指令ベクトルが静止座標系上に位置する区間の
判定を行う判定手段と、該区間判定の結果に基づいて演
算内容を切替え、かつ、前記α軸とβ軸の電圧指令値を
用いて前記３相電圧指令値を演算する３相電圧演算手段
を設けることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 請求項１において、判定手段は、静止座
標系の一方の軸（ここでは、α軸とする）を３相の軸の
１つに一致させるとともに、静止座標系の直交するα軸
とβ軸の電圧指令値のそれぞれの符号と大きさに基づい
て区間判定することを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項３】 請求項２において、静止座標系のβ軸の
電圧指令値を１／√３倍したβ軸変換指令値とα軸の電
圧指令値を比較して区間判定を行うことを特徴とする電
力変換装置。 - 【請求項４】 請求項１、請求項２または請求項３にお
いて、３相電圧演算手段は、判定された区間ごとに予め
決められた２相の出力電圧の絶対値が一致するように、
β軸変換指令値とα軸の電圧指令値を用いて３相電圧指
令値を演算することを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項５】 請求項２において、静止座標系のβ軸の
電圧指令値を√３倍したβ軸変換指令値と、α軸の電圧
指令値とを比較して区間判定を行うことを特徴とする電
力変換装置。 - 【請求項６】 請求項１、請求項２または請求項５にお
いて、３相電圧演算手段は、判定された区間ごとに予め
決められた１相の上アームあるいは下アームのいずれか
一方を常にオンにするとともに、他の２相の出力電圧指
令値により電圧指令ベクトルになるように演算すること
を特徴とする電力変換装置。 - 【請求項７】 請求項１または請求項２において、スイ
ッチング素子の温度または電源電圧を検出し、処理する
手段を設け、区間判定及び３相電圧指令値の演算に検出
した温度または電源電圧を用いることを特徴とする電力
変換装置。 - 【請求項８】 請求項７において、検出したスイッチン
グ素子の温度または電源電圧に基づいて、静止座標系の
β軸の電圧指令値を１／√３倍したβ軸変換指令値とα
軸の電圧指令値を比較して行う区間判定モードと、静止
座標系のβ軸の電圧指令値を√３倍したβ軸変換指令値
とα軸の電圧指令値を比較して行う区間判定モードを変
更することを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項９】 請求項７または請求項８において、検出
したスイッチング素子の温度または電源電圧に基づい
て、判定された区間ごとに予め決められた２相の出力電
圧の絶対値が一致するように、β軸変換指令値とα軸の
電圧指令値とを用いて行う３相電圧指令値の演算モード
と、判定された区間ごとに予め決められた１相の上アー
ムあるいは下アームのいずれか一方を常にオンにすると
ともに、他の２相の出力電圧指令値により電圧指令ベク
トルになるように行う演算モードを変更することを特徴
とする電力変換装置。 - 【請求項１０】 請求項７、請求項８または請求項９に
おいて、スイッチング素子の温度または電源電圧を検出
し、処理する手段に外部から操作できるモード切替スイ
ッチを接続し、区間判定及び３相電圧指令値の演算の各
モードを切替えることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項１１】 請求項１から請求項１０のいずれかに
おいて、電圧指令ベクトルは、回転座標系の直交する２
軸の回転座標電圧指令値として与えられることを特徴と
する電力変換装置。 - 【請求項１２】 モータ速度とトルク指令を用いて回転
座標系の直交する２軸の回転座標電圧指令値として与え
られる電圧指令ベクトルに変換し、該電圧指令ベクトル
を用いて３相電圧指令値を演算し、ＰＷＭ信号を発生す
る制御装置と、該ＰＷＭ信号により電源電圧を３相の出
力電圧に変換してモータに供給する複数のスイッチング
素子群を備えた電力変換装置において、前記電圧指令ベ
クトルを静止座標系の直交するα軸とβ軸の電圧指令値
に変換する座標変換手段と、前記電圧指令ベクトルが静
止座標系上に位置する区間の判定を行う判定手段と、該
区間判定の結果に基づいて演算内容を切替え、かつ、前
記α軸とβ軸の電圧指令値を用いて前記３相電圧指令値
を演算する３相電圧演算手段と、前記電圧指令ベクトル
を２相／３相変換する正弦波相電圧発生手段と、前記ト
ルク指令とモータ速度から出力モードを切替える出力判
定手段と、該出力判定結果に基づいて、前記正弦波相電
圧発生手段の電圧指令と前記３相電圧発生手段の電圧指
令を切替える電圧切替手段を設けることを特徴とする電
力変換装置。 - 【請求項１３】 請求項１２において、出力判定手段
は、トルク指令とモータ速度に基づいて、３相交流モー
タに印加する各相の相電圧が比較的低い低出力領域と、
前記各相の相電圧が最大値付近の高い高出力領域を判定
し、出力モードを切替えることを特徴とする電力変換装
置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11505795A JP3236983B2 (ja) | 1995-04-17 | 1995-04-17 | 電力変換装置 |
| US08/633,000 US5631819A (en) | 1995-04-17 | 1996-04-16 | Power converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11505795A JP3236983B2 (ja) | 1995-04-17 | 1995-04-17 | 電力変換装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001150966A Division JP3412017B2 (ja) | 2001-05-21 | 2001-05-21 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08289588A true JPH08289588A (ja) | 1996-11-01 |
| JP3236983B2 JP3236983B2 (ja) | 2001-12-10 |
Family
ID=14653114
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11505795A Expired - Lifetime JP3236983B2 (ja) | 1995-04-17 | 1995-04-17 | 電力変換装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5631819A (ja) |
| JP (1) | JP3236983B2 (ja) |
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| NL1030489C1 (nl) * | 2005-11-22 | 2007-05-23 | Maasland Nv | Voerinrichting. |
| WO2011114765A1 (ja) * | 2010-03-17 | 2011-09-22 | 日立建機株式会社 | アクチュエータの制御装置およびこれを備えた作業機械 |
| KR20190060966A (ko) * | 2011-03-24 | 2019-06-04 | 가부시키가이샤 다이헨 | 전력변환회로를 제어하는 제어회로, 이 제어회로를 구비한 인버터 장치 및 이 인버터 장치를 구비한 계통연계 인버터 시스템 |
| DE102012210648A1 (de) * | 2012-06-22 | 2013-12-24 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zum Ansteuern eines Wechselrichters |
| DE102012210650A1 (de) | 2012-06-22 | 2013-12-24 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zum Ansteuern eines Wechelrichters |
| DE102012210652A1 (de) | 2012-06-22 | 2013-12-24 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zum Ansteuern eines Wechselrichters |
| DE102012210667A1 (de) | 2012-06-22 | 2013-12-24 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zum Ansteuern eines Wechselrichters |
| CN104485865B (zh) * | 2014-11-28 | 2017-02-22 | 四川长虹电器股份有限公司 | 一种线性区基于输出电压线性控制的控制方法 |
| JP6341165B2 (ja) * | 2015-09-01 | 2018-06-13 | 株式会社安川電機 | 電力変換装置、相電流検出装置および相電流検出方法 |
| WO2019038815A1 (ja) * | 2017-08-21 | 2019-02-28 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置および電動パワーステアリング装置 |
| CN109378982B (zh) * | 2018-09-19 | 2022-11-08 | 国网河南省电力公司新乡供电公司 | 一种三相电压型pwm整流器自适应连续变结构预测控制方法 |
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|---|---|---|---|---|
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