JPH05204461A - ディジタルサーボ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ディジタルサーボ制御においてサーボモータ
の出力トルクの変動を防止し制御性能を向上させるこ
と。 【構成】 検出された電流のｄ軸成分及びｑ軸成分、検
出された電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分、検出された回転
角、検出された回転角速度から、ディジタルサーボ制御
系に対する同一次元オブザーバによる演算により、現実
の制御時期における負荷電流のｄ軸成分及びｑ軸成分を
予測する電流予測手段と、電流予測手段により得られた
負荷電流のｄ軸成分及びｑ軸成分を電流のフィードバッ
ク値とし、その値と電流の目標値とに応じて電流制御を
行う電流制御手段を設けた。電流検出時刻と電流制御時
刻との時間差を無くすることができるので、ディジタル
サーボモータのトルク振動が防止され、制御性能が向上
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は交流サーボモータをディ
ジタル制御するためのディジタルサーボ制御装置に関
し、特に、トルク変動を防止したものに関する。

【０００２】

【従来技術】近年、アナログ制御系の欠点を解消するた
めに、ディジタルサーボ制御装置が使用されるようにな
った。このディジタルサーボ制御装置は、目標値及びフ
ィードバック値をディジタル値で与えると共に、両者の
偏差演算をディジタルコンピュータで行い、その偏差に
応じた指令値をディジタル値で与え、その値に応じて制
御量をディジタル制御するものである。このようなサー
ボ制御装置は、一般に、位置、速度及び電流のフィード
バックループを備えている。

【０００３】上記フィードバックループのうち電流フィ
ードバックループにおいては、電流はカレントトランス
フォーマ（CT) で検出され、その出力はアナログ増幅器
で増幅され、その増幅器の出力が所定の周期でサンプリ
ングされて、ディジタル化される。

【０００４】そして、検出された各相の電流がdq変換さ
れ、そのd 軸成分とq 軸成分とが、各軸の目標値に等し
くなるように制御されている。負荷電流のd 軸成分は無
効電流を意味し、q 軸成分は、サーボモータが同期モー
タであり励磁磁界の大きさが一定である場合には、サー
ボモータのトルクに比例する。したがって、電流のフィ
ードバック制御は、同期モータの場合には、検出された
負荷電流のd 軸成分が零となり、q 軸成分が出力トルク
の目標値に等しくなるように制御される。

【０００５】このように、d 軸成分とq 軸成分は、励磁
磁場と電機子コイルの基準軸との成す電気角、たとえ
ば、回転励磁子型の同期モータでは、回転磁界の回転角
θ、回転電機子型の同期モータでは、電機子の回転角、
誘導電動機では一次側( 静止座標) から見た回転磁界の
回転角、にかかわらず、直流成分だけとなるため、電流
制御が容易になるという利点がある。又、速度フィード
バックループと位置フィードバックループの制御周期は
電流フィードバックループの整数倍に設定されている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上記のディ
ジタルサーボ制御装置においては、電流検出、電流のｄ
ｑ変換、電流偏差演算、指令電流値演算、ｄｑ逆変換、
ＰＷＭ制御パターン出力が、ディジタルコンピュータに
よって演算される。この結果、ディジタルコンピュータ
による演算時間のために、現実の電流制御時刻が演算時
間だけ電流検出時刻に対して遅れることになる。即ち、
電流の制御時刻においては、既に、電流値は検出された
値と異なるために、現実の電流値と異なった値に基づい
て電流制御を行うことになり、制御特性が悪くなり、ト
ルク変動を生じることになる。

【０００７】本発明は上記課題を解決するために成され
たものであり、その目的は、ディジタルサーボ制御にお
いて、サーボモータの出力トルクの変動を防止し、制御
性能を向上させることである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の発明の構成は、所定の制御周期で、多相交流サーボモ
ータの負荷電流をサンプリングして電流フィードバック
値として、その値と電流の目標値に応じて、負荷電流を
ディジタル制御する電流フィードバックループを有した
ディジタルサーボ制御装置において、各サンプリング時
刻における交流サーボモータの負荷電流のｄ軸成分とｑ
軸成分とを検出する電流検出手段と、各サンプリング時
刻におけるサーボモータの回転角を検出する角度検出手
段と、各サンプリング時刻におけるサーボモータの回転
角速度を検出する速度検出手段と、各サンプリング時刻
における交流サーボモータの印加電圧のｄ軸成分とｑ軸
成分とを検出する電圧検出手段と、検出された電流のｄ
軸成分及びｑ軸成分、検出された電圧のｄ軸成分及びｑ
軸成分、検出された回転角、検出された回転角速度か
ら、ディジタルサーボ制御系に対する同一次元オブザー
バによる演算により、現実の制御時期における負荷電流
のｄ軸成分及びｑ軸成分を予測する電流予測手段と、電
流予測手段により得られた負荷電流のｄ軸成分及びｑ軸
成分を電流のフィードバック値とし、その値と電流の目
標値とに応じて電流制御を行う電流制御手段とを設けた
ことである。

【０００９】

【作用】ディジタル制御系に対する同一次元オブザーバ
による演算により、電流検出のサンプリング時刻での電
流値、電圧値から、未来の電流制御時刻での電流値が予
測演算される。この予測された電流値を電流のフィード
バック値とし、その値と電流の目標値とから電流の指令
値が演算され、その指令値に応じて電流が制御される。

【００１０】従って、電流の現実の制御時刻における電
流値が予測演算され、その時刻における電流値に基づい
て、電流が制御される。よって、電流検出時刻と電流制
御時刻との時間差を無くすることができるので、ディジ
タルサーボモータのトルク振動が防止され、制御性能が
向上する。

【００１１】

【実施例】以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説
明する。図１は本発明に係るディジタルサーボ制御装置
の構成を示したブロックダイヤグラムである。ディジタ
ルサーボ制御装置１０は主として、ＣＰＵ１１、ＲＯＭ
１２、ＲＡＭ１３、ディジタルシグナルプロセッサ（以
下「ＤＳＰ」という）１４、共通ＲＡＭ１７，Ａ／Ｄ変
換器１５ａ，１５ｂ及び現在値カウンタ１６から構成さ
れている。ＣＰＵ１１にはインタフェース１９を介して
キーボード２１及びＣＲＴ表示装置２２が接続されてい
る。

【００１２】ＤＳＰ１４の出力はインバータ２５に入力
され、そのインバータ２５はＤＳＰ１４の出力信号に応
じてサーボモータ３１を駆動する。サーボモータ３１に
は同期モータが用いられ、インバータ２５のＰＷＭ電圧
制御によりサーボモータ３１の負荷電流が制御され、そ
の結果、出力トルクが制御される。

【００１３】サーボモータ３１のu 相及びv 相の負荷電
流はＣＴ３２ａ，３２ｂにより検出され、増幅器１８
ａ，１８ｂにより増幅される。その増幅器１８ａ，１８
ｂの出力は、Ａ／Ｄ変換器１５ａ，１５ｂに入力され、
所定の周期でサンプリングされ、ディジタル値に変換さ
れる。そのサンプリングされた値は、瞬時負荷電流のフ
ィードバック値として、ＤＳＰ１４に入力する。又、サ
ーボモータ３１にはパルスエンコーダ３３が接続され、
その現在位置が検出される。パルスエンコーダ３３の出
力は波形成形・方向判別回路３４を介して現在値カウン
タ１６に接続されている。

【００１４】波形成形・方向判別回路３４を介して現在
値カウンタ１６に入力されるパルスエンコーダ３３から
の出力信号は現在値カウンタ１６の値を加減させる。Ｄ
ＳＰ１４により、現在値カウンタ１６の値は現在位置フ
ィードバック値として読み込まれ、ＤＳＰ１４により、
ＣＰＵ１１から出力された目標値と比較され位置偏差が
算出される。そして、ＤＳＰ１４により、その位置偏差
に基づいて速度目標値が算出される。

【００１５】又、ＤＳＰ１４に入力された現在位置フィ
ードバック値は微分され、速度フィードバック値が算出
される。ＤＳＰ１４により、位置偏差に応じて決定され
る速度目標値と速度フィードバック値とが比較され速度
偏差が算出され、その速度偏差に基づいて電流目標値が
算出される。

【００１６】一方、ＣＴ３２ａ，３２ｂにて検出された
負荷電流は、増幅器１８，１８ｂ及びＡ／Ｄ変換器１５
ａ，１５ｂを介してＤＳＰ１４に入力する。そして、後
で詳しく説明するように、電流サンプリング時刻におけ
る検出電流値に基づいて電流制御時刻における電流値が
電流フィードバック値として予測演算される。

【００１７】そして、ＤＳＰ１４により、電流目標値と
予測演算された電流フィードバック値と比較され、電流
偏差が算出される。その時の瞬時電流偏差と瞬時電流偏
差の累積値と電流目標値とに基づいて、即ち、比例積分
演算により、その電流制御時刻における瞬時電流指令値
が演算される。その瞬時電流指令値は高周波数の三角波
と比較され、インバータ２５の各相のトランジスタのオ
ンオフを制御する電圧制御ＰＷＭ信号が生成される。

【００１８】その電圧制御ＰＷＭ信号は、インバータ２
５に出力され、そのインバータ２５の各相のトランジス
タがそれぞれ駆動される。このインバータ２５のスイッ
チングにより、各相の負荷電流は電流目標値に制御され
ることになる。尚、サーボモータ３１の位置決めは、Ｃ
ＰＵ１１により、現在値カンウタ１６の出力値が位置の
目標値に等しくなったと判定された時に完了される。
又、Ａ／Ｄ変換器１５ａ，１５ｂによってサンプリング
されたu 相,v相の負荷電流値は、ＤＳＰ１４によりdq変
換される。

【００１９】本実施例のディジタルサーボ制御装置は、
上述したように、位置、速度及び電流の３つのフィード
バックループにより構成されている。より下位のフィー
ドバックループ程、より高い応答性が要求され、例え
ば、最下位の電流フィードバックループは 100μs 、速
度フィードバックループはその数倍、位置フィードバッ
クループは更にその数倍の時間間隔で同期を取ってデー
タのサンプリングが実行され、それぞれのフィードバッ
クループの処理が実行される。

【００２０】次に、本実施例装置の作動について説明す
る。図２のプログラムは、ＤＳＰ１４によって、所定の
最小周期毎に繰り返し実行される。ステップ100 では、
現実行サイクルが位置偏差演算タイミングか否かが判定
され、位置偏差演算タンミングであれば、ステップ102
で現在値カウンタ１６に保持された位置の現在値が読み
込まれ、目標値に対する位置偏差が演算される。次に、
ステップ104 において、位置偏差に応じて速度目標値が
演算される。この位置のフィードバック制御は、図３の
信号S1で示すタイミングで実行される。

【００２１】次に、ステップ106 において、現実行サイ
クルが速度偏差演算タイミングか否かが判定される。第
p 速度制御周期における速度偏差演算タンミングであれ
ば、ステップ108 で、現在値カウンタ１６に保持された
位置の現在値( 電気角) θ(p) が読み込まれる。次に、
ステップ110 において、前回第p-1 速度制御周期におけ
る速度偏差演算タイミング時に読み込まれた位置の現在
値( 電気角) θ(p-1) と、速度制御周期D とから現速度
制御期間における電気角速度の現在値ω(p) が次式によ
って演算される。

【００２２】

【数１】 ω(p)= (θ(p)-θ(p-1))/D …(1)

【００２３】又、ステップ104 で設定された速度目標値
に対する偏差、即ち、速度偏差が演算される。そして、
次のステップ112 において、その速度偏差に応じて、d
軸成分とq 軸成分の電流目標値が演算される。この速度
フィードバック制御は、図３の信号S2で示すタイミング
で実行される。

【００２４】次に、ステップ114 において、前回の速度
制御周期において検出された角速度ω(p-1) と今回の速
度制御周期において検出された角速度ω(p) とを用い
て、今回の電気角加速度A(p)が次式により演算される。

【００２５】

【数２】 A(p)=(ω(p)-ω(p-1))/D …(2)
次に、ステップ116 に移行して、現実行サイクルが第n
電流制御周期における電流偏差演算タイミングか否かが
判定される。尚、n は、1 つの速度制御周期において、
1,2,…と変化する値であり、電流検出及び電流制御の時
刻に関連している。電流偏差演算タイミングであれば、
ステップ118 へ移行する。ステップ118以下は電流フィ
ードバック制御であり、この制御は、図３の信号S3に示
すタイミングで実行される。

【００２６】ステップ118 では、第p 速度制御周期にお
ける第n 電流制御周期の電流検出時の電気角θ(n) と電
流制御時の電気角θ(n+1) が次式により演算される。
尚、本実施例では、図３に示すように、電流制御時は電
流検出時に比べて、1電流制御周期分だけ遅れるとし、
第n 電流制御周期の電流制御が行われた後、時間遅れな
く、第n+1 電流制御周期の電流検出が行われるものとし
ている。即ち、第n 電流制御周期の電流制御時刻と第n+
1 電流制御周期の電流検出時刻は同一である仮定してい
る。

【００２７】

【数３】 θ(n)=θ(p)+ω(p)nT …(3)

【数４】 θ(n+1)=θ(p)+ω(p)(n+1)T …(4)
但し、T は電流制御周期である。又、電流検出時刻にお
ける電気角速度ω(n) が次式により補間演算される。

【数５】 ω(n) ＝ω(p) ＋A(p)nT …(5)

【００２８】次に、120 へ移行して、u 相、v 相の瞬時
負荷電流の現在値Iu(n),Iv(n) がＡ／Ｄ変換器１５ａ，
１５ｂから読み込まれる。尚、w 相の瞬時負荷電流の現
在値Iw(n) は、Iw(n)=-(Iu(n)+Iv(n))により演算され
る。次に、ステップ122 において、その電流の現在値Iu
(n),Iv(n),Iw(n) はdq変換されて、電流検出時刻におけ
る d軸成分Id(n) と q軸成分Iq(n) とが、次式により演
算される。

【００２９】

【数６】

【００３０】尚、dq座標系は、良く知られたように、 d
軸は励磁磁場と同相にとられ、 q軸は励磁磁場と電気角
で90°の位相差にとられた座標系である。 d軸成分は無
効成分をq 軸成分は有効成分を表す。

【００３１】次に、ステップ124 において、電流検出時
刻(n) における検出電流の現在値のd軸成分Id(n) と q
軸成分Iq(n) から、電流制御時刻(n+1) における負荷電
流の予測値の d軸成分Id(n+1)'と q軸成分Iq(n+1)'が演
算される。

【００３２】次にその手順を図４に基づいて説明する。
ステップ200 において、電流検出時刻におけるサーボモ
ータの速度起電力のq 軸成分Eq(n) が、電流検出時刻に
おける電気角速度ω(n) を用いて、Eq(n)=Φ×ω(n) に
より演算される。

【００３３】次に、ステップ202 において、ディジタル
制御系に対する同一次元オブザーバによる演算により、
電流検出時刻(n) における検出電流の d軸成分Id(n) _,
q 軸成分Iq(n) _, 速度起電力のq 軸成分Eq(n) _, 電圧指
令値の d軸成分Vd(n)^*, q 軸成分Vq(n)^*とから、電流制
御時刻(n+1) における電流の予測値の d軸成分Id(n+1)'
_, q 軸成分Iq(n+1)'が演算される。

【００３４】次に、同一次元オブザーバについて説明す
る。電圧の d軸成分Vd, q軸成分Vqと、電流の d軸成分
Id_, q軸成分Iqとの間には、次の関係が成立する。

【数７】

【００３５】上記(7) 式を(Id,Iq) に関する一次微分方
程式に書き改めると、

【００３６】

【数８】 となる。さらに、上記(8) 式を離散化することにより、
次式が得られる。

【００３７】

【数９】 但し、

【数１０】

【数１１】

【００３８】上記の(9) 式は、サーボモータの電流と電
圧間の特性を示しており、時刻(n)における電圧、電流
から時刻(n+1) における電流が予測できることを示して
いる。上記(9) 式によるサーボモータのディジタル電流
制御に関す伝達特性は、図５に示すように表現される。
この制御系に対して、同様な伝達特性を示す制御系を構
成し、誤差の収束性を考慮した負帰還回路（伝達関数チ
ルトＫを有する回路）を付加した同一次元オブザーバを
図５に示すように構成する。現実の制御系と同一次元オ
ブザーバとでは、誤差の帰還ブロックが同一次元オブザ
ーバに付加されているのを除いて、各ブロックの伝達関
数は同一である。

【００３９】このような図５に示す同一次元オブザーバ
の伝達特性に関して、次の関係式が成立する。

【数１２】 但し、

【数１３】 である。行列チルトＡ、チルトＢは、式(10),(11) で定
義されたように、ディジタル制御系における伝達行列が
用いられる。又、行列チルトＫは、誤差の収束性を考慮
して適当に設定される。又、行列チルトｅは、第n 制御
時における予測誤差を表しており、零に収束されるはず
のものである。このように、式(12)によって、第n+1 制
御時における電流の予測値のd 軸成分Id(n+1)'とq 軸成
分Iq(n+1)'を誤差なく求めることが可能となる。

【００４０】次に、図２のステップ126 に戻り、ステッ
プ112 で設定された電流目標値のd軸成分とq 軸成分(
電流目標値は速度制御周期の期間不変である。即ち、電
流目標値は、電流検出時刻(n) と電流制御時刻(n+1) と
で等しい) に対する電流の予測値のd 軸成分Id(n+1)'と
q 軸成分Iq(n+1)'の偏差に応じて、電流制御時刻(n+1)
における電圧指令値のd 軸成分Vd(n+1)^*とq 軸成分Vq(n
+1)^*とが演算される。次に、ステップ128 において、次
式により、電圧指令値Vd(n+1)^*,Vq(n+1)^* を逆dq変換し
て、電流制御時刻(n+1) における各相電圧指令値Vu(n+
1)^* ,Vv(n+1)^*,Iw(n+1)^* が演算される。

【００４１】

【数１４】

【００４２】次に、ステップ130 において各相電圧指令
値Vu(n+1)^* ,Vv(n+1)^* ,Vw(n+1)^*と高周波数の三角波と
のレベル関係を利用して、即ち、平均電圧法を用いて、
各相のＰＷＭ信号のオン時間が演算される。そして、ス
テップ132 において、ＤＳＰ１４に内在された各タイマ
にそのオン時間を設定することで、その設定された時間
だけ高レベルとなる各相のＰＷＭ信号がインバータ２５
に出力される。尚、明示していないが、各相のＰＷＭ信
号を生成する時、同相の２つのトランジスタが同時にオ
ンしないようにデッドタイム処理が施されている。

【００４３】このようにして、１つの実行サイクルの処
理が完了する。この実行サイクルは、最小の制御周期で
実行されており、その整数倍で電流フィードバックルー
プが制御され、その整数倍で速度フィードバックループ
が制御され、その整数倍で位置フィードバックループが
制御されるように、ステップ100 、106 、114 で判定の
基準となる回数が設定されている。上記のサイクルが繰
り返し実行されることで、図３に示すタイミングで、位
置、速度、電流のフィードバック制御が行われる。

【００４４】尚、上記実施例において、電流予測の演算
式(12)において、電流検出時(n) における電圧の指令値
Vd(n)^*, Vq(n)^*に代えて、電圧を実測によって求めても
よい。又、角速度ω(n) をタコジェネレータによって求
めても良い。

【００４５】

【発明の効果】本発明は、検出された電流のｄ軸成分及
びｑ軸成分、検出された電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分、
検出された回転角、検出された回転角速度から、ディジ
タルサーボ制御系に対する同一次元オブザーバによる演
算により、現実の制御時期における負荷電流のｄ軸成分
及びｑ軸成分を予測する電流予測手段と、電流予測手段
により得られた負荷電流のｄ軸成分及びｑ軸成分を電流
のフィードバック値とし、その値と電流の目標値とに応
じて電流制御を行う電流制御手段とを設けているので、
未来の電流制御時刻での電流値を予測することができ、
この予測された電流値を電流のフィードバック値とし
て、電流を制御することが可能となる。よって、電流検
出時刻と電流制御時刻との時間差を無くすることができ
るので、ディジタルサーボモータのトルク振動を防止す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の具体的な一実施例に係るディジタルサ
ーボ制御装置の構成を示したブロックダイヤグラム。

【図２】同実施例装置で使用されているＤＳＰによる処
理手順を示したフローチャート。

【図３】同じくＤＳＰによる位置、速度、電流フィード
バック制御のタイミングを示したタイミングチャート。

【図４】同一次元オブザーバによる電流値の予測手順を
示したフローチャート。

【図５】同一次元オブザーバとディジタル制御系との関
係を示したブロック図。

【符号の説明】

１０…ディジタルサーボ制御装置 １１…ＣＰＵ １２…ＲＯＭ １３…ＲＡＭ １４…ＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ） １５ａ，１５ｂ…Ａ／Ｄ変換器 １６…現在値カウンタ ２５…インバータ ３１…サーボモータ ３２ａ，３２ｂ…カレントトランスフォーマ(CT)３３…
パルスエンコーダ

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【手続補正書】

【提出日】平成４年１０月１９日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】発明の名称

【補正方法】変更

【補正内容】

【発明の名称】 ディジタルサーボ制御装置

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】請求項１

【補正方法】変更

【補正内容】

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】所定の制御周期で、多相交流サーボモータ
   の負荷電流をサンプリングして電流フィードバック値と
   して、その値と電流の目標値に応じて、負荷電流をディ
   ジタル制御する電流フィードバックループを有したディ
   ジタルサーボ制御装置において、 各サンプリング時刻における前記交流サーボモータの前
   記負荷電流のｄｑ座標系における無効電流成分のｄ軸成
   分と有効電流成分のｑ軸成分とを検出する電流検出手段
   と、 各サンプリング時刻における前記サーボモータの回転角
   を検出する角度検出手段と、 各サンプリング時刻における前記サーボモータの回転角
   速度を検出する速度検出手段と、 各サンプリング時刻における前記交流サーボモータの印
   加電圧のｄｑ座標系における無効電流成分のｄ軸成分と
   有効電流成分のｑ軸成分とを検出する電圧検出手段と、 前記電流検出手段により検出された電流のｄ軸成分及び
   ｑ軸成分、前記電圧検出手段により検出された電圧のｄ
   軸成分及びｑ軸成分、前記角度検出手段により検出され
   た前記回転角、前記速度検出手段により検出された前記
   回転角速度から、ディジタルサーボ制御系に対する同一
   次元オブザーバによる演算により、現実の制御時期にお
   ける負荷電流のｄ軸成分及びｑ軸成分を予測する電流予
   測手段と、 前記電流予測手段により得られた負荷電流のｄ軸成分及
   びｑ軸成分を電流のフィードバック値とし、その値と電
   流の前記目標値とに応じて電流制御を行う電流制御手段
   とを有するディジィタルサーボ制御装置。