JPH03117211A - 半導体素子の駆動回路 - Google Patents
半導体素子の駆動回路Info
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- JPH03117211A JPH03117211A JP1254882A JP25488289A JPH03117211A JP H03117211 A JPH03117211 A JP H03117211A JP 1254882 A JP1254882 A JP 1254882A JP 25488289 A JP25488289 A JP 25488289A JP H03117211 A JPH03117211 A JP H03117211A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract 3
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 abstract 3
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
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- XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N water Substances O XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/04—Modifications for accelerating switching
- H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0412—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
- H03K17/04123—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
- H03K17/08122—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
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- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT
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- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[発明の目的]
(産業上の利用分野)
本発明は、制御電極端子付きの半導体素子をターンオン
、ターンオフするための駆動回路に関する。
、ターンオフするための駆動回路に関する。
(従来の技術)
一般に半導体素子を高周波でスイッチング動作させる場
合、浮遊容量や浮遊インダクタンスが高速動作を妨げる
大きい原因となる。電力用の電流スイッチング素子であ
るIGBTを例にとってこのことを以下に図面を用いて
説明する。
合、浮遊容量や浮遊インダクタンスが高速動作を妨げる
大きい原因となる。電力用の電流スイッチング素子であ
るIGBTを例にとってこのことを以下に図面を用いて
説明する。
第3図は、I GBT7とそのゲート駆動回路を示して
いる。1はターンオン用電源、11はターンオフ用電源
であり、2.12は電流制限抵抗であり、4.14は電
源を切り替えるスイッチである。IGBT7のゲート・
ソース間には浮遊容量78.漏れ抵抗72が存在する。
いる。1はターンオン用電源、11はターンオフ用電源
であり、2.12は電流制限抵抗であり、4.14は電
源を切り替えるスイッチである。IGBT7のゲート・
ソース間には浮遊容量78.漏れ抵抗72が存在する。
ゲート駆動回路内には、高速動作時に問題となる浮遊イ
ンダクタンス3,13.5が存在する。
ンダクタンス3,13.5が存在する。
第4図はこの様なゲート駆動回路の動作タイミング図で
ある。浮遊インダクタンス3,13.5の影響によって
、IGBT7のゲートの浮遊容量71の充電、放電の際
の電流上昇率が制限されるが、図ではこの電流上昇率の
大きい場合を破線で、小さい場合を実線で示している。
ある。浮遊インダクタンス3,13.5の影響によって
、IGBT7のゲートの浮遊容量71の充電、放電の際
の電流上昇率が制限されるが、図ではこの電流上昇率の
大きい場合を破線で、小さい場合を実線で示している。
時刻t。でオン制御信号が与えられたとすると、電流上
昇率が小さいときのIGBT7のターンオン開始までの
時間1. −1.、およびターンオン開始からオン状態
になるまでのスイッチング時間t21、 はそれぞれ
、電流上昇率が大きい場合のターンオン開始までの時間
i+ iosおよびターンオン開始からオン状態間
での時間12−1.より大きい。
昇率が小さいときのIGBT7のターンオン開始までの
時間1. −1.、およびターンオン開始からオン状態
になるまでのスイッチング時間t21、 はそれぞれ
、電流上昇率が大きい場合のターンオン開始までの時間
i+ iosおよびターンオン開始からオン状態間
での時間12−1.より大きい。
オン制御信号を印加したときからIGBT7がターンオ
ン動作を開始するまでの時間i1 jo+11−1
.は無駄時間である。IGBT7の駆動周波数を高くす
ると、駆動周期に対するこの無駄時間が長くなり、高周
波駆動が妨げられることになる。またI GBT7がオ
フ状態からオン状態に移行するスイッチング時間t2−
t1.t2−1. は、I GBT7の電力損失と密
接な関係にあり、このスイッチング時間が長いとIGB
T7の電力損失が大きくなってやはり高周波駆動が出来
なくなる。したがって、I GBT7の高周波駆動を行
うためには、高い電流上昇率でオン制御信号を与えるこ
とが必要になる。
ン動作を開始するまでの時間i1 jo+11−1
.は無駄時間である。IGBT7の駆動周波数を高くす
ると、駆動周期に対するこの無駄時間が長くなり、高周
波駆動が妨げられることになる。またI GBT7がオ
フ状態からオン状態に移行するスイッチング時間t2−
t1.t2−1. は、I GBT7の電力損失と密
接な関係にあり、このスイッチング時間が長いとIGB
T7の電力損失が大きくなってやはり高周波駆動が出来
なくなる。したがって、I GBT7の高周波駆動を行
うためには、高い電流上昇率でオン制御信号を与えるこ
とが必要になる。
ところで、オン制御信号の電流上昇率は、電源1の電圧
Eと、回路のインダクタンス3,5の和しによって決ま
り、E/Lで定義される。浮遊インダクタンスの値しは
、回路を組み立てたときの部品や配線のインダクタンス
で決まり、物理的な条件からこの値は数百nHとなる。
Eと、回路のインダクタンス3,5の和しによって決ま
り、E/Lで定義される。浮遊インダクタンスの値しは
、回路を組み立てたときの部品や配線のインダクタンス
で決まり、物理的な条件からこの値は数百nHとなる。
またオン制御信号用の電源1の電圧Eは、IGBT7の
ゲート・ソース間耐圧より高くすることができないがら
、これは十数Vである。したがって電流上昇率は、数十
A/μ5438程度に制限される。なおここでI GB
T7のゲート・ソース間耐圧とは、破壊限界ではなく、
信頼性を劣化させずに済む許容限界電圧の意である。
ゲート・ソース間耐圧より高くすることができないがら
、これは十数Vである。したがって電流上昇率は、数十
A/μ5438程度に制限される。なおここでI GB
T7のゲート・ソース間耐圧とは、破壊限界ではなく、
信頼性を劣化させずに済む許容限界電圧の意である。
ここまで、IGBT7のターンオン動作を説明したが、
ターンオフ動作についても、電圧、電流の極性が逆にな
ることを除けば事情は同じである。
ターンオフ動作についても、電圧、電流の極性が逆にな
ることを除けば事情は同じである。
すなわちオフ制御信号を時刻t、に印加したとき、電流
上昇率が大きいときのI GBT7のターンオフ開始ま
での時間j4 *3、およびターンオフ開始からオフ
状態になる間でのスイッチング時間t、−t、4はそれ
ぞれ、電流上昇率が小さい場合のターンオフ開始までの
時間14−1.、およびターンオン開始からオン状態ま
での時間1、 −14 より小さい。そしてターンオン
動作の場合と同様、I GBT7を高周波駆動しようと
すると高い電流上昇率が必要になるが、回路の浮遊イン
ダクタンスとIGBT7の耐圧により制限される電源電
圧のため、十分に大きい電流上昇率を得ることが出来な
い。
上昇率が大きいときのI GBT7のターンオフ開始ま
での時間j4 *3、およびターンオフ開始からオフ
状態になる間でのスイッチング時間t、−t、4はそれ
ぞれ、電流上昇率が小さい場合のターンオフ開始までの
時間14−1.、およびターンオン開始からオン状態ま
での時間1、 −14 より小さい。そしてターンオン
動作の場合と同様、I GBT7を高周波駆動しようと
すると高い電流上昇率が必要になるが、回路の浮遊イン
ダクタンスとIGBT7の耐圧により制限される電源電
圧のため、十分に大きい電流上昇率を得ることが出来な
い。
I GBT7がオン或いはオフの定常状態になった後は
、ゲート・ソース間の洩れ抵抗72にそれぞれ、第4図
に示す微小電流’ 11% + l IImが供給さ
れれば良い。この点でIGBTは電圧制御型と呼ばれる
。
、ゲート・ソース間の洩れ抵抗72にそれぞれ、第4図
に示す微小電流’ 11% + l IImが供給さ
れれば良い。この点でIGBTは電圧制御型と呼ばれる
。
ゲート部がpn接合で構成されるGTO等の電流スイッ
チング素子でも同様の問題がある。
チング素子でも同様の問題がある。
GTOは電流制御型と呼ばれ、IGBTとは異なって定
常状態を保つための制御電流を多く必要とする。しかし
、高速駆動を行うためにはゲート駆動回路に高い電流上
昇率を必要とすること、それが耐圧や回路の浮遊インダ
クタンス等によって制限されること、はIGBTの場合
と同様である。
常状態を保つための制御電流を多く必要とする。しかし
、高速駆動を行うためにはゲート駆動回路に高い電流上
昇率を必要とすること、それが耐圧や回路の浮遊インダ
クタンス等によって制限されること、はIGBTの場合
と同様である。
(発明が解決しようとする課題)
以上のように、制御電極端子付き半導体素子を高速にタ
ーンオン、ターンオフ駆動しようとすると、ゲート駆動
には高い電流上昇率が要求されるが、素子の耐圧から電
源電圧を高くすることが制限され、また駆動回路の浮遊
インダクタンスが無視できないため、十分に高い電流上
昇率を得ることができない、という問題があった。
ーンオン、ターンオフ駆動しようとすると、ゲート駆動
には高い電流上昇率が要求されるが、素子の耐圧から電
源電圧を高くすることが制限され、また駆動回路の浮遊
インダクタンスが無視できないため、十分に高い電流上
昇率を得ることができない、という問題があった。
本発明はこの様な問題を解決して、高速のターンオン、
ターンオフ動作を可能とした半導体素子の駆動回路を提
供することを目的とする。
ターンオフ動作を可能とした半導体素子の駆動回路を提
供することを目的とする。
[発明の構成コ
(課題を解決するための手段)
本発明に係る半導体素子の制御駆動回路では、オンゲー
ト駆動回路またはオフゲート駆動回路の少なくとも一方
について、高い電流上昇率を得るための高電圧?!!源
と、これと併設されて素子の定常状態を保持するための
用いられる低電圧電源を有する。そしてこれらの電源を
時間制御して素子の制御電極端子に供給するためのスイ
ッチ回路が設けられる。また高電圧電源から素子の耐圧
を越える電圧が印加されるのを防止するため、好ましく
は素子の制御電極端子に電圧制限手段が設けられる。
ト駆動回路またはオフゲート駆動回路の少なくとも一方
について、高い電流上昇率を得るための高電圧?!!源
と、これと併設されて素子の定常状態を保持するための
用いられる低電圧電源を有する。そしてこれらの電源を
時間制御して素子の制御電極端子に供給するためのスイ
ッチ回路が設けられる。また高電圧電源から素子の耐圧
を越える電圧が印加されるのを防止するため、好ましく
は素子の制御電極端子に電圧制限手段が設けられる。
(作用)
本発明によれば、高電圧電源によって高い電流上昇率の
オン制御信号またはオフ制御信号を素子の制御電極端子
に供給することができ、高速のターンオン、ターンオフ
動作ができる。素子の制御電極端子に電圧制限手段を設
ければ、高電圧電源の出力電圧が素子の耐圧を越えるも
のであっても、素子の破壊や信頓性低下は防止される。
オン制御信号またはオフ制御信号を素子の制御電極端子
に供給することができ、高速のターンオン、ターンオフ
動作ができる。素子の制御電極端子に電圧制限手段を設
ければ、高電圧電源の出力電圧が素子の耐圧を越えるも
のであっても、素子の破壊や信頓性低下は防止される。
(実施N)
以下、本発明の詳細な説明する。
第1図は一実施例のIGBTゲート駆動回路である。第
3図と対応する部分には第3図と同一符号を付して詳細
な説明は省略する。
3図と対応する部分には第3図と同一符号を付して詳細
な説明は省略する。
オンゲート駆動回路側の電源は、併設された低電圧電源
1.と高電圧電源12により構成されている。これらの
電源出力はそれぞれ電流制限抵抗20,2□を介し、M
OSFET等の切り替えスイッチ4I、4□を介してI
GBT7のゲート端子に供給されるようになっている。
1.と高電圧電源12により構成されている。これらの
電源出力はそれぞれ電流制限抵抗20,2□を介し、M
OSFET等の切り替えスイッチ4I、4□を介してI
GBT7のゲート端子に供給されるようになっている。
高電圧電源1□は、数百A/μSeeを越える電流上昇
率の電流をI GBT7に供給できるように、その出力
電圧がI GBT7のゲート・ソース間耐圧を越える値
に設定されている。ここに耐圧とは、先にも述べたよう
に破壊限界ではなくて、信頼性を劣化させないような許
容限界電圧の意味である。低電圧電源1.は、I GB
T7の定常オン状態を維持するに十分な電流を供給でき
る値に設定されている。
率の電流をI GBT7に供給できるように、その出力
電圧がI GBT7のゲート・ソース間耐圧を越える値
に設定されている。ここに耐圧とは、先にも述べたよう
に破壊限界ではなくて、信頼性を劣化させないような許
容限界電圧の意味である。低電圧電源1.は、I GB
T7の定常オン状態を維持するに十分な電流を供給でき
る値に設定されている。
オフゲート駆動回路側も同様に、低電圧電源111と高
電圧電源112とから構成され、これらが電流制限抵抗
121,122を介し、MOSFET等の切り替えスイ
ッチ141142を介してIGBT7のゲート端子に供
給されるようになっている。高電圧電源112は、数百
へ/μSeeを越える電流上昇率の電流をIGBT7に
供給できるように、その出力電圧がIGBT7のゲート
・ソース間耐圧を越える値に設定されている。低電圧電
源111は、IGBT7の定常オフ状態を維持するに十
分な電流を供給できる値に設定されている。ダイオード
8.18はそれぞれ、高電圧電源1□、11□から低電
圧電源1..111への電流の回り込みを防止する逆流
素子用として設けられている。
電圧電源112とから構成され、これらが電流制限抵抗
121,122を介し、MOSFET等の切り替えスイ
ッチ141142を介してIGBT7のゲート端子に供
給されるようになっている。高電圧電源112は、数百
へ/μSeeを越える電流上昇率の電流をIGBT7に
供給できるように、その出力電圧がIGBT7のゲート
・ソース間耐圧を越える値に設定されている。低電圧電
源111は、IGBT7の定常オフ状態を維持するに十
分な電流を供給できる値に設定されている。ダイオード
8.18はそれぞれ、高電圧電源1□、11□から低電
圧電源1..111への電流の回り込みを防止する逆流
素子用として設けられている。
IGBT7のゲート・ソース間にはツェナー・ダイオー
ドの逆直列回路61を用いた電圧制限手段6が設けられ
ている。高電圧電源1□、11□の出力電圧がIGBT
7のゲート・ソースm1に直接印加されると、IGBT
7が破壊し、或いは信頼性が低下するためである。
ドの逆直列回路61を用いた電圧制限手段6が設けられ
ている。高電圧電源1□、11□の出力電圧がIGBT
7のゲート・ソースm1に直接印加されると、IGBT
7が破壊し、或いは信頼性が低下するためである。
IGBT7のゲート・ソース間には浮遊容量71.1i
I21れ抵抗72が存在し、ゲート駆動回路内には浮遊
インダクタンス311 32.13.132.5が存在
し、電圧制限手段6にも並列に漏れ抵抗6□が存在する
。
I21れ抵抗72が存在し、ゲート駆動回路内には浮遊
インダクタンス311 32.13.132.5が存在
し、電圧制限手段6にも並列に漏れ抵抗6□が存在する
。
このように構成されたゲート駆動回路の動作を、第2図
のタイミング図を用いて次に説明する。ターンオン時は
、時刻t1でスイッチ41゜42がオンし、ターンオン
用電源11.12からIGBT7のゲート・ソース間の
浮遊容量71に電流が供給される。高電圧電源1□から
の電流が低電圧電、11!11からの電流より十分に上
昇率が高く、はぼ高電圧電源12で決まる数百A/μ5
(3eを越える電流上昇率をもって浮遊容量7.が充電
される。この浮遊容量7.の充71i?!圧がIGBT
7のしきい値電圧に達すると、l GBT7はターンオ
ン状態に入る(時刻1+ )。その後浮遊容量7.の
充電電圧が電圧制限手段6により決まる制限電圧値V、
に達すると(時刻t2)、それ以降浮遊容量71の電圧
は制限電圧Vjに保持される。この後ターンオン用電源
からの電流は、電圧制限手段6に流れることになり、こ
の電流が電流制限抵抗22で決まる値tr、に達すると
、以後電流はその値に保持される。
のタイミング図を用いて次に説明する。ターンオン時は
、時刻t1でスイッチ41゜42がオンし、ターンオン
用電源11.12からIGBT7のゲート・ソース間の
浮遊容量71に電流が供給される。高電圧電源1□から
の電流が低電圧電、11!11からの電流より十分に上
昇率が高く、はぼ高電圧電源12で決まる数百A/μ5
(3eを越える電流上昇率をもって浮遊容量7.が充電
される。この浮遊容量7.の充71i?!圧がIGBT
7のしきい値電圧に達すると、l GBT7はターンオ
ン状態に入る(時刻1+ )。その後浮遊容量7.の
充電電圧が電圧制限手段6により決まる制限電圧値V、
に達すると(時刻t2)、それ以降浮遊容量71の電圧
は制限電圧Vjに保持される。この後ターンオン用電源
からの電流は、電圧制限手段6に流れることになり、こ
の電流が電流制限抵抗22で決まる値tr、に達すると
、以後電流はその値に保持される。
なお、ゲート・ソース間の浮遊容量7.1の電圧が制限
電圧V、に達した後は、ターンオン用電源から供給され
る電流はIGBT7のターンオン動作に不要の電流であ
る。そこで時刻t2後の適当な時刻t3でスイッチ42
をオフとして無駄な電流の供給を防止している。すなわ
ちターンオン用電源のうち高電圧電源1□はターンオン
初期にのみ用いられる。
電圧V、に達した後は、ターンオン用電源から供給され
る電流はIGBT7のターンオン動作に不要の電流であ
る。そこで時刻t2後の適当な時刻t3でスイッチ42
をオフとして無駄な電流の供給を防止している。すなわ
ちターンオン用電源のうち高電圧電源1□はターンオン
初期にのみ用いられる。
時刻t、以降は、低電圧電源1.からの電流のみが供給
され、IGBT7のゲート・ソース間電圧は一定値に保
持される。このとき、電圧制限手段6の電圧制限値を、
低電圧電源1.の出力電圧値とほぼ等しいか、それより
僅かに高い値に設定しておけば、電圧制限手段6にほと
んど電流を流す必要はない。定常オン状態でのゲート・
ソース間の漏れ抵抗7□に流れる電流1jlpおよび、
電圧制限手段6の漏れ抵抗62に流れる電流i1.。
され、IGBT7のゲート・ソース間電圧は一定値に保
持される。このとき、電圧制限手段6の電圧制限値を、
低電圧電源1.の出力電圧値とほぼ等しいか、それより
僅かに高い値に設定しておけば、電圧制限手段6にほと
んど電流を流す必要はない。定常オン状態でのゲート・
ソース間の漏れ抵抗7□に流れる電流1jlpおよび、
電圧制限手段6の漏れ抵抗62に流れる電流i1.。
は、低電圧電源11による小さい電流に保持される。
ターンオフ動作は、電圧、電流の極性を逆転して考えれ
ばターンオン動作と同様である。すなわち時刻t4でオ
ンゲート駆動回路側のスイッチ41をオフ、オンゲート
駆動回路側のスイッチ141.142をオンとする。タ
ーンオフ用の高電圧電源112でほぼ決まる大きい電流
上昇率でIGBT7にオフゲート信号が供給され、時刻
t4 でターンオフ状態に入り、時刻t5でIGBT7
に印加される電圧が制限される。その後適当な時刻t6
でスイッチ142がオフとなり、高電圧電源112から
の無駄な電流供給が停止される。すなわち定常オフ状態
でのゲート・ソース間の漏れ抵抗7□に流れる電流i、
、、および電圧制限手段6の漏れ抵抗62に流れる電流
i11.は低電圧電源11.により決まる小さい値に保
たれる。
ばターンオン動作と同様である。すなわち時刻t4でオ
ンゲート駆動回路側のスイッチ41をオフ、オンゲート
駆動回路側のスイッチ141.142をオンとする。タ
ーンオフ用の高電圧電源112でほぼ決まる大きい電流
上昇率でIGBT7にオフゲート信号が供給され、時刻
t4 でターンオフ状態に入り、時刻t5でIGBT7
に印加される電圧が制限される。その後適当な時刻t6
でスイッチ142がオフとなり、高電圧電源112から
の無駄な電流供給が停止される。すなわち定常オフ状態
でのゲート・ソース間の漏れ抵抗7□に流れる電流i、
、、および電圧制限手段6の漏れ抵抗62に流れる電流
i11.は低電圧電源11.により決まる小さい値に保
たれる。
なお第2図に示したように、ターンオン時の時刻t2お
よびターンオフ時の時刻t、付近で、過渡的に電圧制限
手段6による制限電圧値以上の電圧が発生する。しかし
この過電圧発生は極めて短時間のものであるので、IG
BT7の特性に影響を与えることはない。
よびターンオフ時の時刻t、付近で、過渡的に電圧制限
手段6による制限電圧値以上の電圧が発生する。しかし
この過電圧発生は極めて短時間のものであるので、IG
BT7の特性に影響を与えることはない。
こうしてこの実施例によれば、IGBT7のターンオン
初期およびターンオフ初期に高電圧電源1□、11□に
よって数百へ/μ513eの高い電流上昇率の電流が供
給され、これによりI GBT7の高速スイッチング動
作が可能になる。高電圧電源12,112はそれぞれタ
ーンオフ初期およびターンオフ初期にのみ用いられるの
で、それ程の電流容量は必要とせず、したがって駆動回
路の大容量化やコスト上昇をもたらさない。またこれら
の高電圧電源12.11□の出力電圧値がI GBT7
の耐圧を越えるものであっても、電圧制限手段6によっ
てそれが直接ゲート・ソース間に印加されることはなく
、IGBT7の信頼性を損なうことはない。
初期およびターンオフ初期に高電圧電源1□、11□に
よって数百へ/μ513eの高い電流上昇率の電流が供
給され、これによりI GBT7の高速スイッチング動
作が可能になる。高電圧電源12,112はそれぞれタ
ーンオフ初期およびターンオフ初期にのみ用いられるの
で、それ程の電流容量は必要とせず、したがって駆動回
路の大容量化やコスト上昇をもたらさない。またこれら
の高電圧電源12.11□の出力電圧値がI GBT7
の耐圧を越えるものであっても、電圧制限手段6によっ
てそれが直接ゲート・ソース間に印加されることはなく
、IGBT7の信頼性を損なうことはない。
本発明は上記実施例に限られるものではない。
例えば実施例では、IGBTの駆動回路を説明したが、
MOSFETや絶縁ゲート型すイリスタ等他の電圧駆動
型の電流スイッチング素子、さらにGTRやGTO等の
電流駆動型の電流スイツチング素子に同様に本発明を適
用することができる。
MOSFETや絶縁ゲート型すイリスタ等他の電圧駆動
型の電流スイッチング素子、さらにGTRやGTO等の
電流駆動型の電流スイツチング素子に同様に本発明を適
用することができる。
また実施例では、ターンオン、ターンオフの両しとも高
速化する場合を説明したが、本発明はオニゲート駆動回
路またはオフゲート駆動回路のい〕れか一方のみに適用
しても有効である。さらに5施例では電圧制限手段とし
てツェナーダイオ−1を用いたが、他の非線形特性を持
つ電圧1.11限索らを用いてもよいし、或いは単に抵
抗を用いて電と制限用抵抗21,2□、121,122
との分りにより制限電圧を得るようにしてもよい。さら
1・また、素子の耐圧が十分大きい場合には、電圧11
限手段は必ずしも設けなくてもよく、その場合1も高い
電流上昇率を得るための高電圧電源と定り状態を維持す
るための低電圧電源の二種を用意することは有効である
。
速化する場合を説明したが、本発明はオニゲート駆動回
路またはオフゲート駆動回路のい〕れか一方のみに適用
しても有効である。さらに5施例では電圧制限手段とし
てツェナーダイオ−1を用いたが、他の非線形特性を持
つ電圧1.11限索らを用いてもよいし、或いは単に抵
抗を用いて電と制限用抵抗21,2□、121,122
との分りにより制限電圧を得るようにしてもよい。さら
1・また、素子の耐圧が十分大きい場合には、電圧11
限手段は必ずしも設けなくてもよく、その場合1も高い
電流上昇率を得るための高電圧電源と定り状態を維持す
るための低電圧電源の二種を用意することは有効である
。
その池水発明はその趣旨を逸脱しない範囲でE々変形し
て実施することができる。
て実施することができる。
[発明の効果]
以上述べたように本発明によれば、ゲート駆1回路に高
電圧電源と低電圧電源を設けることにJって、制御電極
端子付きの半導体素子の高速スイッチング動作をおこな
わせる事ができる。
電圧電源と低電圧電源を設けることにJって、制御電極
端子付きの半導体素子の高速スイッチング動作をおこな
わせる事ができる。
第1図は本発明の一実施例のIGBT駆動回路を示す図
、 第2図はその動作を説明するためのタイミング図、 第3図は従来のIGBT駆動回路を示す図、第4図はそ
の動作を説明するためのタイミング図である。 1、・・・低電圧電Fj、(オンゲート) 12・・・
高電圧電源(オンゲート)、11.・・・低電圧電源(
オフゲート) 112・・・高電圧電源(オフゲート
) 2+、2□、121 12□・・・電流制限抵抗
、48,42.14+ 、14□・・・スイッチ、6・
・・電圧制限手段、7・・・IGBT。 8.18・・・逆流素子ダイオード。
、 第2図はその動作を説明するためのタイミング図、 第3図は従来のIGBT駆動回路を示す図、第4図はそ
の動作を説明するためのタイミング図である。 1、・・・低電圧電Fj、(オンゲート) 12・・・
高電圧電源(オンゲート)、11.・・・低電圧電源(
オフゲート) 112・・・高電圧電源(オフゲート
) 2+、2□、121 12□・・・電流制限抵抗
、48,42.14+ 、14□・・・スイッチ、6・
・・電圧制限手段、7・・・IGBT。 8.18・・・逆流素子ダイオード。
Claims (2)
- (1)電流スイッチングを行う制御電極端子付き半導体
素子の前記制御電極端子にオン制御信号を供給するオン
ゲート駆動回路およびオフ制御信号を供給するオフゲー
ト駆動回路を有し、オンゲート駆動回路またはオフゲー
ト駆動回路の少なくとも一方が、前記制御電極端子に高
い電流上昇率の制御電流を供給する高電圧電源と、この
高電圧電源と併設されて前記制御電極端子に前記半導体
素子の定常状態を保持するに足る制御電流を供給する低
電圧電源と、前記高電圧電源の出力をターンオン初期ま
たはターンオフ初期に前記制御電極端子に供給し、前記
低電圧電源の出力を前記半導体素子の定常オン状態また
定常オフ状態で前記制御電極端子に供給するスイッチ回
路とを有することを特徴とする半導体素子の駆動回路。 - (2)電流スイッチングを行う制御電極端子付き半導体
素子の前記制御電極端子にオン制御信号を供給するオン
ゲート駆動回路およびオフ制御信号を供給するオフゲー
ト駆動回路を有し、オンゲート駆動回路またはオフゲー
ト駆動回路の少なくとも一方が、前記制御電極端子に高
い電流上昇率の制御電流を供給する高電圧電源と、この
高電圧電源と併設されて前記制御電極端子に前記半導体
素子の定常状態を保持するに足る制御電流を供給する低
電圧電源と、前記高電圧電源の出力をターンオン初期ま
たはターンオフ初期に前記制御電極端子に供給し、前記
低電圧電源の出力を前記半導体素子の定常オン状態また
定常オフ状態で前記制御電極端子に供給するスイッチ回
路とを有し、かつ、前記制御電極端子に電圧制限手段を
有することを特徴とする半導体素子の駆動回路。
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