JPH028552Y2 - - Google Patents
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- JPH028552Y2 JPH028552Y2 JP18620583U JP18620583U JPH028552Y2 JP H028552 Y2 JPH028552 Y2 JP H028552Y2 JP 18620583 U JP18620583 U JP 18620583U JP 18620583 U JP18620583 U JP 18620583U JP H028552 Y2 JPH028552 Y2 JP H028552Y2
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 66
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 19
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 14
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 5
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
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Description
【考案の詳細な説明】
本考案は直流電圧の電圧変換を行なう自励発振
型コンバータ装置に関する。
型コンバータ装置に関する。
第1図は従来の自励発振型コンバータ装置を示
すもので、自励発振回路1、整流平滑回路2、出
力電圧検出回路3により構成されている。Tは1
次巻線N1、帰還巻線N2及び出力巻線N3を有する
コンバータトランス、Q1はスイツチングトラン
ジスタ、C1は共振用コンデンサ、R1は起動用抵
抗、R2は抵抗である。D1はコンバータトランス
Tの出力巻線N3に接続したダイオード、C2は平
滑用コンデンサ、VR1はスイツチングトランジス
タQ1のベースに接続された可変抵抗、Q2は可変
抵抗VR1で検出した電圧を入力信号とし増幅する
トランジスタである。Lは整流平滑回路の出力に
接続された負荷、Eは直流電源、C3は起動用コ
ンデンサ、D2はベース電流用ダイオードである。
すもので、自励発振回路1、整流平滑回路2、出
力電圧検出回路3により構成されている。Tは1
次巻線N1、帰還巻線N2及び出力巻線N3を有する
コンバータトランス、Q1はスイツチングトラン
ジスタ、C1は共振用コンデンサ、R1は起動用抵
抗、R2は抵抗である。D1はコンバータトランス
Tの出力巻線N3に接続したダイオード、C2は平
滑用コンデンサ、VR1はスイツチングトランジス
タQ1のベースに接続された可変抵抗、Q2は可変
抵抗VR1で検出した電圧を入力信号とし増幅する
トランジスタである。Lは整流平滑回路の出力に
接続された負荷、Eは直流電源、C3は起動用コ
ンデンサ、D2はベース電流用ダイオードである。
次にこの装置の動作について説明する。直流電
源Eから電圧が印加されると、起動用抵抗R1を
介してスイツチングトランジスタQ1のベース、
エミツタが順バイアスされる。従つてスイツチン
グトランジスタQ1は導通を開始し、コンバータ
トランスTの1次巻線N1に電圧が発生する。こ
のときコンデンサC2は、抵抗R1を介して流れる
電流が抵抗R2を介して流れトランジスタQ1のベ
ース電流が不足するのを防止している。この電圧
により帰還巻線N2には、スイツチングトランジ
スタQ1をさらに順バイアスする極性で電圧が発
生し、ダイオードD2、抵抗R2を介してベース電
流が流れ、スイツチングトランジスタQ1は急速
に完全導通となる。この時、1次巻線N1に流れ
る電流は直線的に増加し、スイツチングトランジ
スタQ1のベース電流Ib、コレクタ電流Ic電流増幅
率hfeとすれば、Ic=hfe・Ibとなつた時スイツチ
ングトランジスタQ1に流れるコレクタ電流が制
限され、前述の起動時と逆の現象によりスイツチ
ングトランジスタQ1は急速に遮断となる。この
ためコンバータトランスTの1次巻線N1と共振
用コンデンサC1の並列共振により共振電圧が発
生する。帰還巻線N2に発生する電圧がスイツチ
ングトランジスタQ1のベース、エミツタを順バ
イアスする方向になると、再びスイツチングトラ
ンジスタQ1は導通状態となり、前述の動作をく
り返し自励発振回路1が発振する。この発振作用
により出力巻線N3に発生するパルス電圧を整流
平滑回路2により整流平滑し直列出力を得ると共
に、負荷Lに電力を供給している。この時、出力
電圧検出回路3は可変抵抗VR1により出力電圧を
検出し、トランジスタQ2によりスイツチングト
ランジスタQ1のベース電流を制御し、出力電圧
を安定化している。即ち、電源電圧変動及び負荷
変動により出力電圧が高くなると、トランジスタ
Q2のベース電流、コレクタ電流が増加し、スイ
ツチングトランジスタQ1のベース電流が少なく
なつて該トランジスタQ1の導通期間が短かくな
る。また出力電圧が低くなると、トランジスタ
Q2のベース電流、コレクタ電流が減少し、、スイ
ツチングトランジスタQ1のベース電流が多くな
つて該トランジスタQ1の導通期間が長くなる。
その結果出力電圧が変動するのを防止するように
動作するのである。
源Eから電圧が印加されると、起動用抵抗R1を
介してスイツチングトランジスタQ1のベース、
エミツタが順バイアスされる。従つてスイツチン
グトランジスタQ1は導通を開始し、コンバータ
トランスTの1次巻線N1に電圧が発生する。こ
のときコンデンサC2は、抵抗R1を介して流れる
電流が抵抗R2を介して流れトランジスタQ1のベ
ース電流が不足するのを防止している。この電圧
により帰還巻線N2には、スイツチングトランジ
スタQ1をさらに順バイアスする極性で電圧が発
生し、ダイオードD2、抵抗R2を介してベース電
流が流れ、スイツチングトランジスタQ1は急速
に完全導通となる。この時、1次巻線N1に流れ
る電流は直線的に増加し、スイツチングトランジ
スタQ1のベース電流Ib、コレクタ電流Ic電流増幅
率hfeとすれば、Ic=hfe・Ibとなつた時スイツチ
ングトランジスタQ1に流れるコレクタ電流が制
限され、前述の起動時と逆の現象によりスイツチ
ングトランジスタQ1は急速に遮断となる。この
ためコンバータトランスTの1次巻線N1と共振
用コンデンサC1の並列共振により共振電圧が発
生する。帰還巻線N2に発生する電圧がスイツチ
ングトランジスタQ1のベース、エミツタを順バ
イアスする方向になると、再びスイツチングトラ
ンジスタQ1は導通状態となり、前述の動作をく
り返し自励発振回路1が発振する。この発振作用
により出力巻線N3に発生するパルス電圧を整流
平滑回路2により整流平滑し直列出力を得ると共
に、負荷Lに電力を供給している。この時、出力
電圧検出回路3は可変抵抗VR1により出力電圧を
検出し、トランジスタQ2によりスイツチングト
ランジスタQ1のベース電流を制御し、出力電圧
を安定化している。即ち、電源電圧変動及び負荷
変動により出力電圧が高くなると、トランジスタ
Q2のベース電流、コレクタ電流が増加し、スイ
ツチングトランジスタQ1のベース電流が少なく
なつて該トランジスタQ1の導通期間が短かくな
る。また出力電圧が低くなると、トランジスタ
Q2のベース電流、コレクタ電流が減少し、、スイ
ツチングトランジスタQ1のベース電流が多くな
つて該トランジスタQ1の導通期間が長くなる。
その結果出力電圧が変動するのを防止するように
動作するのである。
上述のようにして安定化した直流電圧を負荷L
に供給することができるが、負荷電流が微少のと
きに負荷Lが無かつたり、電源電圧が非常に高く
なつた場合、出力電圧が一定でなく高くなつた
り、自励発振回路1が連続して発振せず、発振し
ている期間と発振していない期間が生じ、出力電
圧のリツプルが大きくなるという問題があつた。
に供給することができるが、負荷電流が微少のと
きに負荷Lが無かつたり、電源電圧が非常に高く
なつた場合、出力電圧が一定でなく高くなつた
り、自励発振回路1が連続して発振せず、発振し
ている期間と発振していない期間が生じ、出力電
圧のリツプルが大きくなるという問題があつた。
即ち、負荷電流が少なくなると、コンデンサ
C2の放電電流が少なくなる為、トランジスタQ1
の遮断時の共振電圧が大きくなり、出力巻線N3
の電圧が高くなり、出力電圧が高くなろうとす
る。この時のトランジスタQ2のベース電流、コ
レクタ電流が増加し、スイツチングトランジスタ
Q1のベース電流が減少し、スイツチングトラン
ジスタQ1の導通期間が短かくなり、スイツチン
グトランジスタQ1が導通時に1次巻線N1に蓄積
されるエネルギーを少なくし、共振電圧を低くす
るように動作するが、電源電圧が非常に高かつた
場合及び無負荷にした場合、スイツチングトラン
ジスタQ1が極短時間導通しても出力電圧が高く
なつたり、出力電圧が高くなつた為トランジスタ
Q2が連続して導通し、スイツチングトランジス
タQ1が完全にオフして発振が停止し、その後出
力電圧が低くなつた後発振が再開し、発振してい
る時と発振が停止している時の出力電圧の差が生
じて出力電圧のリツプルが大きくなる。またスイ
ツチングトランジスタQ1がわずかな期間導通し
た場合、1次巻線N1の電流はゆつくり増加する
為、1次巻線N1にたくわえられるエネルギーは
小さいが、共振コンデンサC1は電源電圧まで充
電され、スイツチングトランジスタQ1がオフ時、
コンデンサC1、1次巻線N1にたくわえられるエ
ネルギーは小さいが、共振コンデンサC1は電源
電圧まで充電され、スイツチングトランジスタ
Q1のオフ時にコンデンサC1、1次巻線N1にたく
わえられたエネルギーにより共振が生じる為、わ
ずかな期間オンしただけでも共振電圧は、電源電
圧が高くなると、設定出力電圧を越えてしまうこ
とが生じるのである。
C2の放電電流が少なくなる為、トランジスタQ1
の遮断時の共振電圧が大きくなり、出力巻線N3
の電圧が高くなり、出力電圧が高くなろうとす
る。この時のトランジスタQ2のベース電流、コ
レクタ電流が増加し、スイツチングトランジスタ
Q1のベース電流が減少し、スイツチングトラン
ジスタQ1の導通期間が短かくなり、スイツチン
グトランジスタQ1が導通時に1次巻線N1に蓄積
されるエネルギーを少なくし、共振電圧を低くす
るように動作するが、電源電圧が非常に高かつた
場合及び無負荷にした場合、スイツチングトラン
ジスタQ1が極短時間導通しても出力電圧が高く
なつたり、出力電圧が高くなつた為トランジスタ
Q2が連続して導通し、スイツチングトランジス
タQ1が完全にオフして発振が停止し、その後出
力電圧が低くなつた後発振が再開し、発振してい
る時と発振が停止している時の出力電圧の差が生
じて出力電圧のリツプルが大きくなる。またスイ
ツチングトランジスタQ1がわずかな期間導通し
た場合、1次巻線N1の電流はゆつくり増加する
為、1次巻線N1にたくわえられるエネルギーは
小さいが、共振コンデンサC1は電源電圧まで充
電され、スイツチングトランジスタQ1がオフ時、
コンデンサC1、1次巻線N1にたくわえられるエ
ネルギーは小さいが、共振コンデンサC1は電源
電圧まで充電され、スイツチングトランジスタ
Q1のオフ時にコンデンサC1、1次巻線N1にたく
わえられたエネルギーにより共振が生じる為、わ
ずかな期間オンしただけでも共振電圧は、電源電
圧が高くなると、設定出力電圧を越えてしまうこ
とが生じるのである。
そこで、この問題を解決するためには無負荷及
び電源電圧が高くなつた時、スイツチングトラン
ジスタQ1を完全導通状態にせず、A級動作即ち
コレクタ、エミツタ間に電圧がかかつている状態
でコレクタ電流を流し、共振電圧が大きくならな
いようにすればよい。つまり、負荷電流が少ない
時、出力巻線N3の電圧のピーク値を出力設定電
圧と同一になるような共振電圧を得るように、ス
イツチングトランジスタQ1を不完全導通させる
とよい(例えばスイツチングトランジスタQ1の
コレクタ−エミツタ間電圧が電源電圧の半分程度
の電圧になるようにコレクタ電流を流す)。
び電源電圧が高くなつた時、スイツチングトラン
ジスタQ1を完全導通状態にせず、A級動作即ち
コレクタ、エミツタ間に電圧がかかつている状態
でコレクタ電流を流し、共振電圧が大きくならな
いようにすればよい。つまり、負荷電流が少ない
時、出力巻線N3の電圧のピーク値を出力設定電
圧と同一になるような共振電圧を得るように、ス
イツチングトランジスタQ1を不完全導通させる
とよい(例えばスイツチングトランジスタQ1の
コレクタ−エミツタ間電圧が電源電圧の半分程度
の電圧になるようにコレクタ電流を流す)。
ところが、このような事を実現するのは困難で
ある。即ちスイツチングトランジスタQ1は正帰
還がかかつている帰還巻線N2よりベース電流を
流し、その一部をトランジスタQ2へ分流してい
るのであるが、平滑コンデンサがある為、トラン
ジスタQ2への分流電流は時間遅れをもち、ゆつ
くり変化する為、スイツチングトランジスタQ1
のベース電流が増加方向になると、巻線N1,N2
の電圧は高くなりスイツチングトランジスタQ1
は完全導通状態に入つてしまうからである。
ある。即ちスイツチングトランジスタQ1は正帰
還がかかつている帰還巻線N2よりベース電流を
流し、その一部をトランジスタQ2へ分流してい
るのであるが、平滑コンデンサがある為、トラン
ジスタQ2への分流電流は時間遅れをもち、ゆつ
くり変化する為、スイツチングトランジスタQ1
のベース電流が増加方向になると、巻線N1,N2
の電圧は高くなりスイツチングトランジスタQ1
は完全導通状態に入つてしまうからである。
本考案は上記問題点に鑑み、無負荷や電源電圧
が高くなつても、出力電圧を略一定にできると共
に、出力電圧のリツプルが大きくならないように
することを目的とし、その特徴をするところは、
1次巻線N1、帰還巻線N2及び出力巻線N3を有す
るコンバータトランスTと、オンオフをくり返し
そのオン期間によりコンバータトランスTの出力
電圧を制御するように、前記コンバータトランス
Tの1次巻線N1に直列に接続されたスイツチン
グトランジスタQ1とをもつ自励発振回路1を備
え、 該自励発振回路1の発振出力を整流平滑するよ
うに、コンバータトランスTの出力巻線N3の両
端に接続されたダイオードD1とコンデンサC2と
の直列回路から成る整流回路2を備え、 前記スイツチングトランジスタQ1のベースと
エミツタとの間に接続されたトランジスタQ2を
有し、かつ該トランジスタQ2にコンバータトラ
ンスTの出力電圧に比例したベース電流を流し
て、前記コンバータトランスTの出力電圧を一定
にすべく前記スイツチングトランジスタQ1のオ
ン期間を制御する出力検出回路3を備えた自励発
振型コンバータにおいて、 前記コンバータトランスTの1次巻線N1又は
帰還巻線N2の巻線電圧が高くなつたときその巻
線電圧が低くなるようにに1次巻N1又は帰環巻
線N2の電圧の増加に比例して前記トランジスタ
Q2のベースに電流を流す変調回路4が、トラン
ジスタQ2のベースとコンバータトランスTとの
間に接続されている点にある。
が高くなつても、出力電圧を略一定にできると共
に、出力電圧のリツプルが大きくならないように
することを目的とし、その特徴をするところは、
1次巻線N1、帰還巻線N2及び出力巻線N3を有す
るコンバータトランスTと、オンオフをくり返し
そのオン期間によりコンバータトランスTの出力
電圧を制御するように、前記コンバータトランス
Tの1次巻線N1に直列に接続されたスイツチン
グトランジスタQ1とをもつ自励発振回路1を備
え、 該自励発振回路1の発振出力を整流平滑するよ
うに、コンバータトランスTの出力巻線N3の両
端に接続されたダイオードD1とコンデンサC2と
の直列回路から成る整流回路2を備え、 前記スイツチングトランジスタQ1のベースと
エミツタとの間に接続されたトランジスタQ2を
有し、かつ該トランジスタQ2にコンバータトラ
ンスTの出力電圧に比例したベース電流を流し
て、前記コンバータトランスTの出力電圧を一定
にすべく前記スイツチングトランジスタQ1のオ
ン期間を制御する出力検出回路3を備えた自励発
振型コンバータにおいて、 前記コンバータトランスTの1次巻線N1又は
帰還巻線N2の巻線電圧が高くなつたときその巻
線電圧が低くなるようにに1次巻N1又は帰環巻
線N2の電圧の増加に比例して前記トランジスタ
Q2のベースに電流を流す変調回路4が、トラン
ジスタQ2のベースとコンバータトランスTとの
間に接続されている点にある。
以下、本考案を図示の実施例に従つて説明する
と、第2図に示すように、コンデンサC4と抵抗
R3を備えて成る変調回路4を設け、この変調回
路4により、出力巻線N3の巻線電圧による負帰
還に働く変調をかけるようにしている。即ち、ト
ランジスタQ2のコレクタに従来同様に出力電圧
の変化を抑える平均電流を流すと共に、巻線N1,
N2の巻線電圧が高くなつたときに該巻線電圧が
低くなるように変調をかけるようにしたものであ
る。この場合、トランジスタQ2のコレクタ電流
の平均値は出力電圧と可変抵抗VR1の設定により
決まる。またコンデンサC4は直列成分をカツト
する目的で使用され、トランジスタQ2のコレク
タ電流の平均値が帰還巻線N2の電圧により変化
しないようにしている。そして抵抗R3を介して
帰還巻線N2の交流成分を印加し、巻線N1,N2の
電圧が増加すると、スイツチングトランジスタ
Q1のコレクタ電流を増加させ、スイツチングト
ランジスタQ1のベース電流を減少させるように
帰還をかける。即ち、負荷時の出力電圧は従来と
同様に安定化し、無負荷時においては、スイツチ
ングトランジスタQ1のベース電流が増加すると、
巻線N1,N2の巻線電圧が高くなると共に、抵抗
R2の電流が増加するが、帰還巻線N2の電圧が高
くなる為、トランジスタQ2のコレクタ電流が増
加しようとする。この際抵抗R3を介して流れる
電流の増加量よりトランジスタQ2を流れる電流
の増加量を大きくすると、スイツチングトランジ
スタQ1のコレクタ電流は設定出力と出力巻線N3
の電圧のピーク値とが同一になるように流れるの
である。
と、第2図に示すように、コンデンサC4と抵抗
R3を備えて成る変調回路4を設け、この変調回
路4により、出力巻線N3の巻線電圧による負帰
還に働く変調をかけるようにしている。即ち、ト
ランジスタQ2のコレクタに従来同様に出力電圧
の変化を抑える平均電流を流すと共に、巻線N1,
N2の巻線電圧が高くなつたときに該巻線電圧が
低くなるように変調をかけるようにしたものであ
る。この場合、トランジスタQ2のコレクタ電流
の平均値は出力電圧と可変抵抗VR1の設定により
決まる。またコンデンサC4は直列成分をカツト
する目的で使用され、トランジスタQ2のコレク
タ電流の平均値が帰還巻線N2の電圧により変化
しないようにしている。そして抵抗R3を介して
帰還巻線N2の交流成分を印加し、巻線N1,N2の
電圧が増加すると、スイツチングトランジスタ
Q1のコレクタ電流を増加させ、スイツチングト
ランジスタQ1のベース電流を減少させるように
帰還をかける。即ち、負荷時の出力電圧は従来と
同様に安定化し、無負荷時においては、スイツチ
ングトランジスタQ1のベース電流が増加すると、
巻線N1,N2の巻線電圧が高くなると共に、抵抗
R2の電流が増加するが、帰還巻線N2の電圧が高
くなる為、トランジスタQ2のコレクタ電流が増
加しようとする。この際抵抗R3を介して流れる
電流の増加量よりトランジスタQ2を流れる電流
の増加量を大きくすると、スイツチングトランジ
スタQ1のコレクタ電流は設定出力と出力巻線N3
の電圧のピーク値とが同一になるように流れるの
である。
第3図は出力と電源とを絶縁した場合の他の実
施例を示し、コンデンサC4,C5及び抵抗R3によ
り変調回路4を形成し、また出力電圧と基準電圧
との差をフオトカプラPCを介して絶縁しながら
つたえると共に、前記実施例における共振コンデ
ンサC1を省略し、共振を巻線N1,N2,N3の分布
容量のみでなすように構成している。従つてこの
場合、出力電圧がツエナーダイオードZDのツエ
ナー電圧以上になると、フオトカプラPCのダイ
オードQ3に電流が流れ、フオトカプラPCのトラ
ンジスタQ3に交流電源Eより電流が流れ、この
電流をコンデンサC4及び抵抗R3によつて平滑し
てスイツチングトランジスタQ1のコレクタ電流
を制御している。そしてコンデンサC4及び抵抗
R3の両端電圧は出力電圧と基準となるツエナー
電圧との差に比例したものとなり、この電圧がト
ランジスタQ2のベース、エミツタ間電圧である
約0.7Vになるように負帰還が動作し出力を安定
化している。
施例を示し、コンデンサC4,C5及び抵抗R3によ
り変調回路4を形成し、また出力電圧と基準電圧
との差をフオトカプラPCを介して絶縁しながら
つたえると共に、前記実施例における共振コンデ
ンサC1を省略し、共振を巻線N1,N2,N3の分布
容量のみでなすように構成している。従つてこの
場合、出力電圧がツエナーダイオードZDのツエ
ナー電圧以上になると、フオトカプラPCのダイ
オードQ3に電流が流れ、フオトカプラPCのトラ
ンジスタQ3に交流電源Eより電流が流れ、この
電流をコンデンサC4及び抵抗R3によつて平滑し
てスイツチングトランジスタQ1のコレクタ電流
を制御している。そしてコンデンサC4及び抵抗
R3の両端電圧は出力電圧と基準となるツエナー
電圧との差に比例したものとなり、この電圧がト
ランジスタQ2のベース、エミツタ間電圧である
約0.7Vになるように負帰還が動作し出力を安定
化している。
本考案によれば、コンバータトランスの1次巻
線又は帰還巻線の巻線電圧が高くなつたとき、そ
の巻線電圧が低くなるように変調をかける変調回
路を設けているので、無負荷になつたり電源電圧
が高くなつても、1次巻線や帰還巻線の巻線電圧
を低くすることによつて出力電圧を常に略一定に
保持でき、しかも出力電圧のリツプルが大きくな
るのを効果的に防止でき、その実用的効果は著大
である。
線又は帰還巻線の巻線電圧が高くなつたとき、そ
の巻線電圧が低くなるように変調をかける変調回
路を設けているので、無負荷になつたり電源電圧
が高くなつても、1次巻線や帰還巻線の巻線電圧
を低くすることによつて出力電圧を常に略一定に
保持でき、しかも出力電圧のリツプルが大きくな
るのを効果的に防止でき、その実用的効果は著大
である。
第1図は従来を示す回路図、第2図は本考案の
一実施例を示す回路図、第3図は他の実施例を示
す回路図である。 1……自励発振回路、2……整流平滑回路、3
……出力電圧検出回路、4……変調回路、E……
直流電源、T……コンバータトランス、N1……
1次巻線、N2……帰還巻線、N3……出力巻線、
Q1……スイツチングトランジスタ。
一実施例を示す回路図、第3図は他の実施例を示
す回路図である。 1……自励発振回路、2……整流平滑回路、3
……出力電圧検出回路、4……変調回路、E……
直流電源、T……コンバータトランス、N1……
1次巻線、N2……帰還巻線、N3……出力巻線、
Q1……スイツチングトランジスタ。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 1次巻線N2及び出力巻線N3を有するコンバー
タトランスTと、オンオフをくり返しそのオン期
間によりコンバータトランスTの出力電圧を制御
するように、前記コンバータトランスTの1次巻
線N1に直列に接続されたスイツチングトランジ
スタQ1とをもつ自励発振回路1を備え、 該自励発振回路1の発振出力を整流平滑するよ
うに、コンバータトランスTの出力巻線N3の両
端に接続されたダイオードD1とコンデンサC2と
の直列回路から成る整流回路2を備え、 前記スイツチングトランジスタQ1のベースと
エミツタとの間に接続されたトランジスタQ2を
有し、かつ該トランジスタQ2にコンバータトラ
ンスTの出力電圧に比例したベース電流を流し
て、前記コンバータトランスTの出力電圧を一定
にすべく前記スイツチングトランジスタQ1のオ
ン期間を制御する出力検出回路3を備えた自励発
振型コンバータにおいて、 前記コンバータトランスTの1次巻線N1又は
帰還巻線N2の巻線電圧が高くなつたときその巻
線電圧が低くなるようにに1次巻N1又は帰還巻
線N2の電圧の増加に比例して前記トランジスタ
Q2のベースに電流を流す変調回路4が、トラン
ジスタQ2のベースとコンバータトランスTとの
間に接続されていることを特徴とする自励発振型
コンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18620583U JPS6093495U (ja) | 1983-11-30 | 1983-11-30 | 自励発振型コンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18620583U JPS6093495U (ja) | 1983-11-30 | 1983-11-30 | 自励発振型コンバ−タ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6093495U JPS6093495U (ja) | 1985-06-26 |
JPH028552Y2 true JPH028552Y2 (ja) | 1990-02-28 |
Family
ID=30402253
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18620583U Granted JPS6093495U (ja) | 1983-11-30 | 1983-11-30 | 自励発振型コンバ−タ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6093495U (ja) |
-
1983
- 1983-11-30 JP JP18620583U patent/JPS6093495U/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS6093495U (ja) | 1985-06-26 |
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