JPH0636650B2 - スイッチングレギュレ−タの過電圧保護回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、フライバック型インバータを備えたスイッチ
ングレギュレータの過電圧保護回路に関する。

（従来技術） 従来、フライバック型インバータを備えたスイッチング
レギュレータの過電圧保護回路としては、例えば第６図
に示すものが知られてる。

第６図において、１は入力電圧源、２は出力電圧を一定
に制御する出力電圧制御回路、３は出力トランス、４は
出力整流ダイオード、５は出力平滑コンデンサである。

出力電圧制御回路２は出力トランス３の一次巻線に直列
接続したインバータトランジスタ７をスイッチング制御
し、インバータトランジスタ７のオフ時に出力トラスス
３の巻線の全てに、出力電圧に対し巻線比に比例したフ
ライバック電圧が発生する。

出力トランス３は過電圧保護のためのフライバック電圧
を検知する検知巻線（補助巻線）６を有し、インバータ
トランジスタ７のオフ時に検知巻線６に発生したフライ
バック電圧（タップ電圧）をダイオード１２で整流し、
抵抗１３とコンデンサ１１で平滑すると、出力電圧に比
例した直流電圧を得ることができる。出力電圧が高くな
ると、コンデンサ１１にチャージされる直流電圧も高く
なり、ツェナーダイオード１０のツェナー電圧を越える
とＳＣＲ８のゲートに電流が流れ、ＳＣＲ８がオンして
出力電圧制御回路２によるインバータの動作を停止さ
せ、過電圧保護を行なう。

（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、このような従来の過電圧保護回路にあっ
ては、検知巻線の整流出力で得られる過電圧検知用の直
流電圧が、負荷電流の大小及び入力電圧の大小によって
変動し、過電圧保護の動作電圧が一定にならないという
問題があった。

即ち、負荷に対する出力電流の大小及び入力電圧の大小
によって検知巻線に発生するフライバック電圧は第７図
に示すようになる。

第７図において、まず入力電圧が大きい場合には、出力
電流の大小によって同図（a ）（b ）に示すように、平
坦部電圧は一定であるが、スパイク電圧（ピーク電圧）
及びデューティ比が大きく変化する特性となる。

尚、デューティ比は、第８図に示すオフ時間Ｔoff とオ
ン時間Ｔonにより、 Ｄ＝Ｔon／（Ｔon＋Ｔoff ） として定義される。

また入力電圧が低い場合にも、出力電圧の大小によって
同図（c ）（d ）に示すように、平坦部電圧は一定であ
るが、デューティ比とスパイク電圧（ピーク電圧）が大
きく変化する特性となる。

このため第９図に示すダイオード１２、コンデンサ１
１、基準電圧源１４及びコンパレータ１５を用いたピー
ク電圧検知にあっても、また第１０図に示すダイオード
１２、抵抗１３，１６、コンデンサ１１、基準電圧源１
４及びコンパレータ１５を用いた平均値検知のいずれで
あっても、第７図（a ）〜（d ）に示すピーク電圧及び
平均電圧から明らかなように、入力電圧及び出力電流の
大小によって各電圧が大きく変化してしまい、ピーク電
圧及び平均電圧のいずれによっても過電圧保護の動作電
圧を一定に保つことができず、過電圧保護の動作点が安
定しないという問題があった。

（問題点を解決するための手段） 本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたも
ので、入力電圧及び出力電流の大小の如何にかかわらず
過電圧保護の動作点を略一定に保つことのできるスイッ
チングレギュレータの過電圧保護回路を提供することを
目的とする。

この目的を達成するため本発明にあっては、フライバッ
ク型インバータを有し、該フライバック型インバータの
フライバック電圧を検知して過電圧保護動作を行なわせ
るスイッチングレギュレータの過電圧保護回路に於い
て、前記フライバック電圧と第１の基準電圧を比較して
電圧レベルが略一定となるパルス信号に変換する第１の
比較回路と；該第１の比較回路の出力パルスを平均化す
る平均化回路と；該平均化回路の出力電圧を第２の基準
電圧と比較し、該第２基準電圧以上のときに過電圧保護
の検出出力を生ずる第２の比較回路と；を設けるように
したものである。

（作用） このような構成を備えた本発明のスイッチングレギュレ
ータの過電圧保護回路にあっては、入力電圧及び出力電
流の大小によって、フライバック電圧のスパイク電圧
（ピーク値）及びデューテイ比が変化しても、第１の比
較回路によりその出力として略一定の電圧レベルとなる
パルス信号に変換し、その後に平均化回路を設けている
ため、スパイク電圧により第１の比較回路からデューテ
ィ比の小さいパルス信号を生じても、このスパイク電圧
によるパルス信号は平均化されて第２の比較回路の基準
電圧を越えて過電圧保護動作が行なわれることがなく、
スパイク電圧による影響を受けない。一方、スパイク電
圧のデューティ比より大きいパルス信号が第１の比較回
路から得られた場合には、次の平均化で所定のデューテ
ィ比を越えるまで平均電圧が第２の比較回路の基準電圧
を越えることがなく、ある範囲内でのデューティ比率の
変動の影響は受けない。

このため入力電圧及び出力電流の大小によりフライバッ
ク電圧のスパイク電圧及びデューティ比が変化しても、
過電圧保護の動作電圧を一定に保つことができる。

（実施例） 第１図は本発明の基本的実施例を示した回路図である。

第１図において、１は入力電圧源、２は出力電圧を一定
電圧に保つためにスイッチング制御（例えばＰＷＭ制
御）を行なう出力電圧制御回路、３は過電圧保護のため
のフライバック電圧を検知する検知巻線（補助巻線）６
を備えた出力トランス、４は出力整流ダイオード、５は
出力平滑コンデンサ、７は出力電圧制御回路２よりスイ
ッチング制御を受けるインバータトランジスタ、更に１
８は適宜の負荷である。

このようなフライバック型インバータを有するスイッチ
ングレギュレータの主回路に対し、過電圧保護回路とし
てインバータトランジスタ７のオフ時に検知巻線６に発
生するフライバック電圧と基準電圧源２２から第１の基
準電圧Ｖref1を入力した第１の比較回路としてのコンパ
レータ２０が設けられる。即ち、コンパレータ２０の
（＋）入力には検知巻線６の一端が接続され、（−）入
力に基準電圧源２２を接続して第１の基準電圧Ｖref1を
設定している。このためコンパレータ２０は検知巻線６
に発生するフライバック電圧が基準電圧源２２により設
定した第１の基準電圧Ｖref1を超えたとき、所定の電圧
レベルとなるパルス信号を発生する。

コンパレータ２０の出力は抵抗２４とコンデンサ２６の
積分回路でなる平均化回路２８に与えられ、平均化回路
２８でコンパレータ２６の出力パルスの平均電圧を求め
る。

平均化回路２８の出力は第２の比較回路としてのコンパ
レータ３０の（＋）入力に与えられ、コンパレータ３０
の（−）入力には基準電圧源３２によって第２の基準電
圧Ｖref2が設定され、コンパレータ３０は平均化回路２
８の出力電圧が第２の基準電圧Ｖref2以上となったとき
Ｈレベル出力を出力電圧制御回路２に与え、出力電圧制
御回路２によるコンバータの動作を停止するか或いは出
力電圧を下げるようにして過電圧保護を行なわせる。

次に、第２図の信号波形図を参照して第１図の実施例の
動作を説明する。

第２図の信号波形図はスイッチングレギュレータの負荷
１８に対する出力電圧が高い場合を重負荷時と軽負荷時
に分けて同図（ａ）（ｂ）に示し、また出力電圧が正常
な場合を重負荷時と軽負荷時に分けて同図（ｃ）（ｄ）
に分けて示す。

まず、第１図のコンパレータ２０に対する基準電圧源２
２による第１の基準電圧Ｖref1は第７図に示したように
入力電圧の大小及び出力電流の大小の如何に係わらず、
フライバック電圧の平坦部電圧が略一定になることか
ら、基準電圧Ｖref1はこの平坦部電圧付近に設定されて
いる。

まず第２図（ｃ）（ｄ）に示すように、出力電圧が正常
なときには、検知巻線６にインバータトランジスタ７の
オフ時に発生するフライバック電圧は基準電圧源２２に
より設定した平坦部電圧で定まる基準電圧Ｖref1より小
さいためコンパレータ２０の出力はＬレベルにある。但
し、重負荷時となる出力電流が大きいときには第２図
（ｃ）に示すように大きなスパイク電圧が発生している
ため、スパイク電圧の発生期間においてはコンパレータ
２０の出力はＨレベルとなる。しかし、このときの発振
周波数は低く、スパイク電圧の幅は比較的狭いためスパ
イク電圧によるコンパレータ２０のＨレベル出力を平均
化回路２８で平均化した平均電圧はコンパレータ３０に
対し基準電圧源３２により設定した基準電圧Ｖref2を超
えることがなく、コンパレータ３０の出力はＬレベルに
保たれ過電圧の保護動作を行なうことはない。尚、第２
図（ｃ）の斜線部は平均化の状態を示す。

次に、出力電圧が過電圧保護の動作電圧付近にあるとき
には、第２図（ａ）に示すように、検知巻線６のフライ
バック電圧の平坦部電圧が基準電圧Ｖref1を超え、基準
電圧Ｖref1を超えている期間に亘ってＨレベルとなるパ
ルス信号をコンパレータ２０が発生し、コンパレータ２
０によるＨレベル期間が長くなることで平均化回路２８
の平均電圧はコンパレータ３０に対する基準電圧Ｖref2
を超え、コンパレータ３０の出力がＨレベルとなって出
力電圧制御回路２に対し過電圧の検出出力を生じ、この
過電圧の検出出力を受けて出力電圧制御回路２は例えば
インバータトランジスタ７のオン・デューティを狭める
ことにより出力電圧を低下させる過電圧保護動作を行な
うようになる。

このような過電圧保護動作は第２図（ｂ）に示す軽負荷
時についても同様であり、軽負荷時にはコンパレータ２
０のＨレベル出力期間は短くなるが周波数が高くなって
Ｌレベル期間も短くなるため、平均化された平均電圧が
高くなり、同様に過電圧の保護動作が行なわれる。

第３図は本発明の具体的な一実施例を示した回路図であ
り、フライバック型インバータとしてブロッキングオシ
レータによるコンバータ回路を使用した、所謂リンギン
グチョークコンバータを用いた場合を例にとっている。

第３図において、スイッチングレギュレータの主回路は
第１図の実施例と同じであるが、検知巻線６は出力電圧
制御回路２、インバータトランジスタ７及び出力トラン
ス３の一次巻線で構成されるブロッキングオシレータの
帰還巻線を構成しており、このため検知巻線６の一端を
出力電圧制御回路２に入力してブロッキング発振のため
の正帰還回路を構成している。

検知巻線６のフライバック電圧に基づく過電流保護回路
は第１図の実施例と同様、コンパレータ２０，３０及び
平均化回路２８を備え、更に過電圧保護回路の補助電源
を作るため、ダイオード３４によってインバータオフ時
の検知巻線６のフライバック電圧を整流してコンデンサ
３６に充電し、コンデンサ３６の充電電圧をコンパレー
タ２０，３０の電源電圧として供給している。

また、コンパレータ２０の（＋）入力側に基準電圧源２
２によって第１の基準電圧Ｖref1を設定し、更にコンパ
レータ３０については抵抗３８とツェナーダイオード４
０の直列回路によってツェナーダイオード４０のツェナ
ー電圧で定まる一定電圧を基準電圧Ｖref2として設定し
ている。

この第３図の実施例に示す過電圧保護回路の動作も第１
図の場合と全く同様になる。

第４図は本発明の他の具体的な実施例を示した回路図で
ある。

第４図の実施例にあっては、過電圧保護回路におけるコ
ンパレータ２０をトランジスタ４２、抵抗４４，４８、
及びツェナーダイオード４６によって構成する。即ち、
抵抗４４とツェナーダイオード４６の直列回路の接続点
にトランジスタ４２のベースを接続し、ツェナーダイオ
ード４６のツェナー電圧によってトランジスタ４２の動
作点、即ち基準電圧Ｖref1を設定し、検知巻線６のフラ
イバック電圧がツェナーダイオード４６のツェナー電圧
（基準電圧Ｖref1）を超えたときにツェナーダイオード
４６が導通し、トランジスタ４２にベース電流が流れる
ことで平均化回路２８に一定レベルとなるＨレベル出力
を生ずる。

また、コンパレータ３０はＳＣＲ５０、ツェナーダイオ
ード５２、コンデンサ５４及び抵抗５６で構成され、ツ
ェナーダイオード５２のツェナー電圧が第２の基準電圧
Ｖref2を与え、平均化回路２８の出力電圧がツェナーダ
イオード５２のツェナー電圧を超えるとツェナーダイオ
ード５２が導通してＳＣＲ５０にゲート電流を流してオ
ンし、ＳＣＲ５０のオンにより出力電圧制御回路２に過
電圧保護動作をかけるようになる。尚、コンデンサ５４
及び抵抗５６は誤動作防止用のノイズフィルタを構成す
る。

更に、第３図の実施例と同様、ダイオード５８とコンデ
ンサ６０によって過電圧保護回路の補助電源を作り出し
ており、ダイオード５８に直列接続された抵抗６２はコ
ンデンサ６０の充電時定数を定める抵抗となる。

この第４図の実施例から明らかなように本発明の過電圧
保護回路は第１，３図に示すように、ＯＰアンプで成る
コンパレータを使用しなくても比較的簡単なアナログ回
路によって実現することができる。

第５図は本発明の他の実施例を示した回路図であり、こ
の実施例にあっては２系統のスイッチングレギュレータ
主回路を１系統の過電圧保護回路によって過電圧保護動
作を行なうようにしたことを特徴とする。

即ち、入力電圧源に対し出力電圧制御回路２ａ，２ｂ、
出力トランス３ａ，３ｂ、整流出力ダイオード４ａ，４
ｂ、出力平滑コンデンサ５ａ，５ｂ及びインバータトラ
ンジスタ７ａ，７ｂで成る２系統の主回路が構成され、
出力トランス３ａ及び３ｂに設けた検知巻線６ａ，６ｂ
をダイオード６２，６４及び抵抗６６を通るループ回路
で過電圧保護回路に共通接続しており、過電圧保護回路
は第１図の実施例と同じ回路構成を有する。

この第５図の実施例にあっては、いずれか一方の系統で
出力電圧が高くなると、コンパレータ３０のＨレベル出
力が出力電圧制御回路２ａ，２ｂに共通に与えられ、両
方の系統の過電圧保護動作が行なわれるようになる。

尚、第５図の実施例は２系統の主回路を例にとるもので
あったが、２以上の主回路についても同様にして１系統
の過電圧保護回路を設けるようにしてもよい。

（発明の効果） 以上説明してきたように本発明によれば、入力電圧及び
出力電圧の大小により過電圧保護に使用する検知巻線の
フライバック電圧のスパイク電圧（ピーク電圧）、及び
デューティ比が変動しても、過電圧の動作電圧を略一定
に保つことができ、入力電圧源が負荷電流の影響を受け
ることなく、高精度で且つ安定した過電圧保護動作を行
なうことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本実施例を示した回路図、第２図は
出力電圧が高い時と正常時につき重負荷と軽負荷に分け
てフライバック電圧及び平均電圧を示した信号波形図、
第３，４図は本発明の具体的な実施例を示した回路図、
第５図は２系統の主回路に一系統の過電圧保護回路を設
けた本発明の他の実施例を示した回路図、第６図は従来
例を示した回路図、第７図は従来例におけるフライバッ
ク電圧の変動を入力電圧及び出力電圧の大小に分けて示
した信号波形図、第８図はデューティ比の説明図、第９
図はピーク検知器回路図、第１０図は平均値検知回路図
である。 １：入力電圧源 ２：出力電圧制御回路 ３：出力トランス ４：出力整流ダイオード ５：出力平滑コンデンサ ６：検知巻線（補助巻線） ７：インバータトランジスタ ２０：コンパレータ（第１の比較回路） ２２：基準電圧源（第１の基準電圧Ｖref1発生） ２８：平均化回路 ３０：コンパレータ（第２の比較回路） ３２：基準電圧源（第２の基準電圧Ｖref2発生）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】フライバック型インバータを有し、該フラ
   イバック型インバータのフライバック電圧を検知して過
   電圧保護動作を行なわせるスイッチングレギュレータの
   過電圧保護回路に於いて、 前記フライバック電圧と第１の基準電圧を比較して電圧
   レベルが略一定となるパルス信号に変換する第１の比較
   回路と； 該第１比較回路の出力パルスを平均化する平均化回路
   と； 該平均化回路の出力電圧を第２の基準電圧と比較し、該
   第２の基準電圧以上のときに過電圧保護の検出出力を生
   ずる第２の比較回路と； を備えたことを特徴とするスイッチングレギュレータの
   過電圧保護回路。