JPH028552Y2 - - Google Patents
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- JPH028552Y2 JPH028552Y2 JP18620583U JP18620583U JPH028552Y2 JP H028552 Y2 JPH028552 Y2 JP H028552Y2 JP 18620583 U JP18620583 U JP 18620583U JP 18620583 U JP18620583 U JP 18620583U JP H028552 Y2 JPH028552 Y2 JP H028552Y2
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Description
【考案の詳細な説明】
本考案は直流電圧の電圧変換を行なう自励発振
型コンバータ装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a self-oscillation type converter device for converting DC voltage.
第１図は従来の自励発振型コンバータ装置を示
すもので、自励発振回路１、整流平滑回路２、出
力電圧検出回路３により構成されている。Ｔは１
次巻線N1、帰還巻線N2及び出力巻線N3を有する
コンバータトランス、Q1はスイツチングトラン
ジスタ、C1は共振用コンデンサ、R1は起動用抵
抗、R2は抵抗である。D1はコンバータトランス
Ｔの出力巻線N3に接続したダイオード、C2は平
滑用コンデンサ、VR1はスイツチングトランジス
タQ1のベースに接続された可変抵抗、Q2は可変
抵抗VR1で検出した電圧を入力信号とし増幅する
トランジスタである。Ｌは整流平滑回路の出力に
接続された負荷、Ｅは直流電源、C3は起動用コ
ンデンサ、D2はベース電流用ダイオードである。 FIG. 1 shows a conventional self-excited oscillation type converter device, which is composed of a self-excited oscillation circuit 1, a rectifying and smoothing circuit 2, and an output voltage detection circuit 3. T is 1
A converter transformer having a secondary winding N 1 , a feedback winding N 2 and an output winding N 3 , Q 1 is a switching transistor, C 1 is a resonant capacitor, R 1 is a starting resistor, and R 2 is a resistor. D 1 is a diode connected to the output winding N 3 of converter transformer T, C 2 is a smoothing capacitor, VR 1 is a variable resistor connected to the base of switching transistor Q 1 , and Q 2 is detected by variable resistor VR 1 . This is a transistor that uses the voltage as an input signal and amplifies it. L is a load connected to the output of the rectifier and smoothing circuit, E is a DC power supply, C3 is a starting capacitor, and D2 is a base current diode.
次にこの装置の動作について説明する。直流電
源Ｅから電圧が印加されると、起動用抵抗R1を
介してスイツチングトランジスタQ1のベース、
エミツタが順バイアスされる。従つてスイツチン
グトランジスタQ1は導通を開始し、コンバータ
トランスＴの１次巻線N1に電圧が発生する。こ
のときコンデンサC2は、抵抗R1を介して流れる
電流が抵抗R2を介して流れトランジスタQ1のベ
ース電流が不足するのを防止している。この電圧
により帰還巻線N2には、スイツチングトランジ
スタQ1をさらに順バイアスする極性で電圧が発
生し、ダイオードD2、抵抗R2を介してベース電
流が流れ、スイツチングトランジスタQ1は急速
に完全導通となる。この時、１次巻線N1に流れ
る電流は直線的に増加し、スイツチングトランジ
スタQ1のベース電流Ib、コレクタ電流Ic電流増幅
率hfeとすれば、Ic＝hfe・Ibとなつた時スイツチ
ングトランジスタQ1に流れるコレクタ電流が制
限され、前述の起動時と逆の現象によりスイツチ
ングトランジスタQ1は急速に遮断となる。この
ためコンバータトランスＴの１次巻線N1と共振
用コンデンサC1の並列共振により共振電圧が発
生する。帰還巻線N2に発生する電圧がスイツチ
ングトランジスタQ1のベース、エミツタを順バ
イアスする方向になると、再びスイツチングトラ
ンジスタQ1は導通状態となり、前述の動作をく
り返し自励発振回路１が発振する。この発振作用
により出力巻線N3に発生するパルス電圧を整流
平滑回路２により整流平滑し直列出力を得ると共
に、負荷Ｌに電力を供給している。この時、出力
電圧検出回路３は可変抵抗VR1により出力電圧を
検出し、トランジスタQ2によりスイツチングト
ランジスタQ1のベース電流を制御し、出力電圧
を安定化している。即ち、電源電圧変動及び負荷
変動により出力電圧が高くなると、トランジスタ
Q2のベース電流、コレクタ電流が増加し、スイ
ツチングトランジスタQ1のベース電流が少なく
なつて該トランジスタQ1の導通期間が短かくな
る。また出力電圧が低くなると、トランジスタ
Q2のベース電流、コレクタ電流が減少し、、スイ
ツチングトランジスタQ1のベース電流が多くな
つて該トランジスタQ1の導通期間が長くなる。
その結果出力電圧が変動するのを防止するように
動作するのである。 Next, the operation of this device will be explained. When a voltage is applied from the DC power supply E, the base of the switching transistor Q1 is connected via the starting resistor R1 ,
The emitter is forward biased. The switching transistor Q 1 therefore begins to conduct, and a voltage is generated in the primary winding N 1 of the converter transformer T. At this time, the capacitor C 2 prevents the current flowing through the resistor R 1 from flowing through the resistor R 2 from running out of the base current of the transistor Q 1 . This voltage generates a voltage in the feedback winding N 2 with a polarity that further forward biases the switching transistor Q 1 , causing a base current to flow through the diode D 2 and the resistor R 2 , causing the switching transistor Q 1 to rapidly becomes fully conductive. At this time, the current flowing through the primary winding N1 increases linearly, and if the base current Ib of the switching transistor Q1 , the collector current Ic, and the current amplification factor hfe, then when Ic = hfe・Ib, the switch is activated. The collector current flowing through the switching transistor Q 1 is limited, and the switching transistor Q 1 is rapidly shut off due to a phenomenon opposite to that at startup described above. Therefore, a resonant voltage is generated due to parallel resonance between the primary winding N1 of the converter transformer T and the resonant capacitor C1 . When the voltage generated in the feedback winding N2 becomes in the direction of forward biasing the base and emitter of the switching transistor Q1 , the switching transistor Q1 becomes conductive again, and the above operation is repeated, causing the self-excited oscillation circuit 1 to oscillate. do. The pulse voltage generated in the output winding N3 due to this oscillation is rectified and smoothed by the rectifying and smoothing circuit 2 to obtain a series output and supplying power to the load L. At this time, the output voltage detection circuit 3 detects the output voltage using the variable resistor VR 1 , and controls the base current of the switching transistor Q 1 using the transistor Q 2 to stabilize the output voltage. In other words, when the output voltage increases due to power supply voltage fluctuations and load fluctuations, the transistor
The base current and collector current of Q2 increase, the base current of the switching transistor Q1 decreases, and the conduction period of the transistor Q1 becomes shorter. Also, when the output voltage becomes low, the transistor
The base current and collector current of Q2 decrease, the base current of switching transistor Q1 increases, and the conduction period of transistor Q1 becomes longer.
As a result, it operates to prevent the output voltage from fluctuating.
上述のようにして安定化した直流電圧を負荷Ｌ
に供給することができるが、負荷電流が微少のと
きに負荷Ｌが無かつたり、電源電圧が非常に高く
なつた場合、出力電圧が一定でなく高くなつた
り、自励発振回路１が連続して発振せず、発振し
ている期間と発振していない期間が生じ、出力電
圧のリツプルが大きくなるという問題があつた。 The DC voltage stabilized as described above is applied to the load L.
However, if there is no load L when the load current is very small, or if the power supply voltage becomes very high, the output voltage will not be constant and will become high, or the self-excited oscillation circuit 1 will continue to operate. There was a problem in that the output voltage did not oscillate, and there were periods in which it oscillated and periods in which it did not oscillate, resulting in large ripples in the output voltage.
即ち、負荷電流が少なくなると、コンデンサ
C2の放電電流が少なくなる為、トランジスタQ1
の遮断時の共振電圧が大きくなり、出力巻線N3
の電圧が高くなり、出力電圧が高くなろうとす
る。この時のトランジスタQ2のベース電流、コ
レクタ電流が増加し、スイツチングトランジスタ
Q1のベース電流が減少し、スイツチングトラン
ジスタQ1の導通期間が短かくなり、スイツチン
グトランジスタQ1が導通時に１次巻線N1に蓄積
されるエネルギーを少なくし、共振電圧を低くす
るように動作するが、電源電圧が非常に高かつた
場合及び無負荷にした場合、スイツチングトラン
ジスタQ1が極短時間導通しても出力電圧が高く
なつたり、出力電圧が高くなつた為トランジスタ
Q2が連続して導通し、スイツチングトランジス
タQ1が完全にオフして発振が停止し、その後出
力電圧が低くなつた後発振が再開し、発振してい
る時と発振が停止している時の出力電圧の差が生
じて出力電圧のリツプルが大きくなる。またスイ
ツチングトランジスタQ1がわずかな期間導通し
た場合、１次巻線N1の電流はゆつくり増加する
為、１次巻線N1にたくわえられるエネルギーは
小さいが、共振コンデンサC1は電源電圧まで充
電され、スイツチングトランジスタQ1がオフ時、
コンデンサC1、１次巻線N1にたくわえられるエ
ネルギーは小さいが、共振コンデンサC1は電源
電圧まで充電され、スイツチングトランジスタ
Q1のオフ時にコンデンサC1、１次巻線N1にたく
わえられたエネルギーにより共振が生じる為、わ
ずかな期間オンしただけでも共振電圧は、電源電
圧が高くなると、設定出力電圧を越えてしまうこ
とが生じるのである。 In other words, when the load current decreases, the capacitor
Since the discharge current of C 2 decreases, transistor Q 1
The resonant voltage at the time of interruption of the output winding N 3 increases
voltage increases, and the output voltage tends to increase. At this time, the base current and collector current of transistor Q2 increase, and the switching transistor
The base current of Q 1 is reduced, the conduction period of the switching transistor Q 1 is shortened, and when the switching transistor Q 1 is conducting, less energy is stored in the primary winding N 1 , lowering the resonant voltage. However, if the power supply voltage is very high or if there is no load, the output voltage may become high even if the switching transistor Q1 conducts for a very short time, or the output voltage may become high and the transistor
Q 2 conducts continuously, switching transistor Q 1 is completely turned off and oscillation stops, then oscillation resumes after the output voltage becomes low, and there are times when it is oscillating and times when it has stopped oscillating. There will be a difference in the output voltage between the two times, and the output voltage ripple will increase. Furthermore, when the switching transistor Q 1 is conductive for a short period of time, the current in the primary winding N 1 increases slowly, so the energy stored in the primary winding N 1 is small, but the resonant capacitor C 1 is connected to the power supply voltage. When the switching transistor Q1 is turned off,
Although the energy stored in the capacitor C 1 and the primary winding N 1 is small, the resonant capacitor C 1 is charged to the power supply voltage and the switching transistor
When Q 1 is turned off, resonance occurs due to the energy stored in capacitor C 1 and primary winding N 1 , so even if Q 1 is turned on for a short period of time, the resonant voltage will exceed the set output voltage as the power supply voltage increases. Something happens.
そこで、この問題を解決するためには無負荷及
び電源電圧が高くなつた時、スイツチングトラン
ジスタQ1を完全導通状態にせず、Ａ級動作即ち
コレクタ、エミツタ間に電圧がかかつている状態
でコレクタ電流を流し、共振電圧が大きくならな
いようにすればよい。つまり、負荷電流が少ない
時、出力巻線N3の電圧のピーク値を出力設定電
圧と同一になるような共振電圧を得るように、ス
イツチングトランジスタQ1を不完全導通させる
とよい（例えばスイツチングトランジスタQ1の
コレクタ−エミツタ間電圧が電源電圧の半分程度
の電圧になるようにコレクタ電流を流す）。 Therefore, in order to solve this problem, when there is no load or the power supply voltage becomes high, the switching transistor Q1 is not made completely conductive, but is operated in class A operation, that is, when the collector is turned on with a voltage applied between the collector and emitter. All you have to do is to let the current flow so that the resonant voltage does not increase. In other words, when the load current is small, it is preferable to make the switching transistor Q1 incompletely conductive (for example , when the switching transistor (The collector current is passed so that the voltage between the collector and emitter of the switching transistor Q1 is approximately half the power supply voltage.)
ところが、このような事を実現するのは困難で
ある。即ちスイツチングトランジスタQ1は正帰
還がかかつている帰還巻線N2よりベース電流を
流し、その一部をトランジスタQ2へ分流してい
るのであるが、平滑コンデンサがある為、トラン
ジスタQ2への分流電流は時間遅れをもち、ゆつ
くり変化する為、スイツチングトランジスタQ1
のベース電流が増加方向になると、巻線N1，N2
の電圧は高くなりスイツチングトランジスタQ1
は完全導通状態に入つてしまうからである。 However, it is difficult to realize such a thing. In other words, the switching transistor Q 1 allows the base current to flow from the feedback winding N 2 to which positive feedback is applied, and part of it is shunted to the transistor Q 2 , but since there is a smoothing capacitor, the base current flows to the transistor Q 2 . Since the shunt current has a time delay and changes slowly, the switching transistor Q1
When the base current of increases, the windings N 1 , N 2
The voltage of switching transistor Q1 increases
This is because it enters a fully conductive state.
本考案は上記問題点に鑑み、無負荷や電源電圧
が高くなつても、出力電圧を略一定にできると共
に、出力電圧のリツプルが大きくならないように
することを目的とし、その特徴をするところは、
１次巻線N1、帰還巻線N2及び出力巻線N3を有す
るコンバータトランスＴと、オンオフをくり返し
そのオン期間によりコンバータトランスＴの出力
電圧を制御するように、前記コンバータトランス
Ｔの１次巻線N1に直列に接続されたスイツチン
グトランジスタQ1とをもつ自励発振回路１を備
え、
該自励発振回路１の発振出力を整流平滑するよ
うに、コンバータトランスＴの出力巻線N3の両
端に接続されたダイオードD1とコンデンサC2と
の直列回路から成る整流回路２を備え、
前記スイツチングトランジスタQ1のベースと
エミツタとの間に接続されたトランジスタQ2を
有し、かつ該トランジスタQ2にコンバータトラ
ンスＴの出力電圧に比例したベース電流を流し
て、前記コンバータトランスＴの出力電圧を一定
にすべく前記スイツチングトランジスタQ1のオ
ン期間を制御する出力検出回路３を備えた自励発
振型コンバータにおいて、
前記コンバータトランスＴの１次巻線N1又は
帰還巻線N2の巻線電圧が高くなつたときその巻
線電圧が低くなるようにに１次巻N1又は帰環巻
線N2の電圧の増加に比例して前記トランジスタ
Q2のベースに電流を流す変調回路４が、トラン
ジスタQ2のベースとコンバータトランスＴとの
間に接続されている点にある。 In view of the above problems, the present invention aims to keep the output voltage approximately constant even when there is no load or the power supply voltage increases, and to prevent the output voltage ripple from increasing. ,
A converter transformer T has a primary winding N 1 , a feedback winding N 2 , and an output winding N 3 . The output winding of the converter transformer T is provided with a self-excited oscillation circuit 1 having a switching transistor Q1 connected in series to the next winding N1 , and the output winding of the converter transformer T is configured to rectify and smooth the oscillation output of the self-excited oscillation circuit 1. The rectifier circuit 2 includes a rectifier circuit 2 consisting of a series circuit of a diode D1 and a capacitor C2 connected to both ends of the switching transistor Q1 , and a transistor Q2 connected between the base and emitter of the switching transistor Q1. , and an output detection circuit 3 that controls the on-period of the switching transistor Q 1 by flowing a base current proportional to the output voltage of the converter transformer T through the transistor Q 2 to keep the output voltage of the converter transformer T constant. In a self-oscillation type converter equipped with the above, the primary winding N1 or the feedback winding N2 of the converter transformer T is configured such that when the winding voltage of the primary winding N1 or the feedback winding N2 becomes high, the winding voltage becomes low. 1 or proportional to the increase in the voltage of the return winding N 2 of said transistor
A modulation circuit 4 that allows current to flow through the base of transistor Q 2 is connected between the base of transistor Q 2 and converter transformer T.
以下、本考案を図示の実施例に従つて説明する
と、第２図に示すように、コンデンサC4と抵抗
R3を備えて成る変調回路４を設け、この変調回
路４により、出力巻線N3の巻線電圧による負帰
還に働く変調をかけるようにしている。即ち、ト
ランジスタQ2のコレクタに従来同様に出力電圧
の変化を抑える平均電流を流すと共に、巻線N1，
N2の巻線電圧が高くなつたときに該巻線電圧が
低くなるように変調をかけるようにしたものであ
る。この場合、トランジスタQ2のコレクタ電流
の平均値は出力電圧と可変抵抗VR1の設定により
決まる。またコンデンサC4は直列成分をカツト
する目的で使用され、トランジスタQ2のコレク
タ電流の平均値が帰還巻線N2の電圧により変化
しないようにしている。そして抵抗R3を介して
帰還巻線N2の交流成分を印加し、巻線N1，N2の
電圧が増加すると、スイツチングトランジスタ
Q1のコレクタ電流を増加させ、スイツチングト
ランジスタQ1のベース電流を減少させるように
帰還をかける。即ち、負荷時の出力電圧は従来と
同様に安定化し、無負荷時においては、スイツチ
ングトランジスタQ1のベース電流が増加すると、
巻線N1，N2の巻線電圧が高くなると共に、抵抗
R2の電流が増加するが、帰還巻線N2の電圧が高
くなる為、トランジスタQ2のコレクタ電流が増
加しようとする。この際抵抗R3を介して流れる
電流の増加量よりトランジスタQ2を流れる電流
の増加量を大きくすると、スイツチングトランジ
スタQ1のコレクタ電流は設定出力と出力巻線N3
の電圧のピーク値とが同一になるように流れるの
である。 The present invention will be explained below according to the illustrated embodiment. As shown in Fig. 2, a capacitor C 4 and a resistor
A modulation circuit 4 comprising R 3 is provided, and this modulation circuit 4 applies modulation that acts on negative feedback by the winding voltage of the output winding N 3 . That is, an average current that suppresses changes in the output voltage is passed through the collector of the transistor Q 2 as in the conventional case, and the windings N 1 ,
Modulation is applied so that when the winding voltage of N2 becomes high, the winding voltage becomes low. In this case, the average value of the collector current of transistor Q 2 is determined by the output voltage and the setting of variable resistor VR 1 . Capacitor C4 is also used to cut off the series component, so that the average value of the collector current of transistor Q2 does not change due to the voltage of feedback winding N2 . Then, when the AC component of the feedback winding N 2 is applied through the resistor R 3 and the voltage of the windings N 1 and N 2 increases, the switching transistor
Feedback is applied to increase the collector current of Q1 and decrease the base current of switching transistor Q1 . In other words, the output voltage under load is stabilized as before, and when no load is applied, when the base current of switching transistor Q1 increases,
As the winding voltage of windings N 1 and N 2 increases, the resistance
Although the current in R 2 increases, the voltage in the feedback winding N 2 increases, so the collector current of transistor Q 2 tends to increase. At this time, if the amount of increase in the current flowing through transistor Q 2 is greater than the amount of increase in the current flowing through resistor R 3 , the collector current of switching transistor Q 1 will change between the set output and the output winding N 3
The voltage flows so that the peak value of the voltage is the same as that of the voltage.
第３図は出力と電源とを絶縁した場合の他の実
施例を示し、コンデンサC4，C5及び抵抗R3によ
り変調回路４を形成し、また出力電圧と基準電圧
との差をフオトカプラPCを介して絶縁しながら
つたえると共に、前記実施例における共振コンデ
ンサC1を省略し、共振を巻線N1，N2，N3の分布
容量のみでなすように構成している。従つてこの
場合、出力電圧がツエナーダイオードZDのツエ
ナー電圧以上になると、フオトカプラPCのダイ
オードQ3に電流が流れ、フオトカプラPCのトラ
ンジスタQ3に交流電源Ｅより電流が流れ、この
電流をコンデンサC4及び抵抗R3によつて平滑し
てスイツチングトランジスタQ1のコレクタ電流
を制御している。そしてコンデンサC4及び抵抗
R3の両端電圧は出力電圧と基準となるツエナー
電圧との差に比例したものとなり、この電圧がト
ランジスタQ2のベース、エミツタ間電圧である
約0.7Vになるように負帰還が動作し出力を安定
化している。 FIG. 3 shows another embodiment in which the output and the power supply are isolated. A modulation circuit 4 is formed by capacitors C 4 and C 5 and a resistor R 3 , and the difference between the output voltage and the reference voltage is measured by a photocoupler PC. In addition, the resonant capacitor C 1 in the previous embodiment is omitted, and resonance is achieved only by the distributed capacitance of the windings N 1 , N 2 , and N 3 . Therefore, in this case, when the output voltage exceeds the Zener voltage of the Zener diode ZD, a current flows through the diode Q3 of the photocoupler PC, a current flows from the AC power supply E to the transistor Q3 of the photocoupler PC, and this current is transferred to the capacitor C4. and is smoothed by a resistor R3 to control the collector current of the switching transistor Q1 . and capacitor C 4 and resistor
The voltage across R 3 is proportional to the difference between the output voltage and the reference Zener voltage, and negative feedback operates so that this voltage becomes approximately 0.7V, which is the voltage between the base and emitter of transistor Q 2 , and the output is stabilized.
本考案によれば、コンバータトランスの１次巻
線又は帰還巻線の巻線電圧が高くなつたとき、そ
の巻線電圧が低くなるように変調をかける変調回
路を設けているので、無負荷になつたり電源電圧
が高くなつても、１次巻線や帰還巻線の巻線電圧
を低くすることによつて出力電圧を常に略一定に
保持でき、しかも出力電圧のリツプルが大きくな
るのを効果的に防止でき、その実用的効果は著大
である。 According to the present invention, when the winding voltage of the primary winding or the feedback winding of the converter transformer becomes high, a modulation circuit is provided that modulates the winding voltage so that it becomes low, so no load is applied. By lowering the winding voltage of the primary winding and feedback winding, even if the power supply voltage increases, the output voltage can always be kept approximately constant, and this is effective even if the ripple in the output voltage increases. The practical effects are significant.
第１図は従来を示す回路図、第２図は本考案の
一実施例を示す回路図、第３図は他の実施例を示
す回路図である。
１……自励発振回路、２……整流平滑回路、３
……出力電圧検出回路、４……変調回路、Ｅ……
直流電源、Ｔ……コンバータトランス、N1……
１次巻線、N2……帰還巻線、N3……出力巻線、
Q1……スイツチングトランジスタ。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a conventional system, FIG. 2 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention, and FIG. 3 is a circuit diagram showing another embodiment. 1... Self-excited oscillation circuit, 2... Rectification smoothing circuit, 3
...Output voltage detection circuit, 4...Modulation circuit, E...
DC power supply, T... converter transformer, N 1 ...
Primary winding, N 2 ... feedback winding, N 3 ... output winding,
Q 1 ...Switching transistor.
Claims (1)
タトランスＴと、オンオフをくり返しそのオン期
間によりコンバータトランスＴの出力電圧を制御
するように、前記コンバータトランスＴの１次巻
線N1に直列に接続されたスイツチングトランジ
スタQ1とをもつ自励発振回路１を備え、 該自励発振回路１の発振出力を整流平滑するよ
うに、コンバータトランスＴの出力巻線N3の両
端に接続されたダイオードD1とコンデンサC2と
の直列回路から成る整流回路２を備え、 前記スイツチングトランジスタQ1のベースと
エミツタとの間に接続されたトランジスタQ2を
有し、かつ該トランジスタQ2にコンバータトラ
ンスＴの出力電圧に比例したベース電流を流し
て、前記コンバータトランスＴの出力電圧を一定
にすべく前記スイツチングトランジスタQ1のオ
ン期間を制御する出力検出回路３を備えた自励発
振型コンバータにおいて、 前記コンバータトランスＴの１次巻線N1又は
帰還巻線N2の巻線電圧が高くなつたときその巻
線電圧が低くなるようにに１次巻N1又は帰還巻
線N2の電圧の増加に比例して前記トランジスタ
Q2のベースに電流を流す変調回路４が、トラン
ジスタQ2のベースとコンバータトランスＴとの
間に接続されていることを特徴とする自励発振型
コンバータ。[Claims for Utility Model Registration] A converter transformer T having a primary winding N 2 and an output winding N 3 ; A self-excited oscillation circuit 1 having a switching transistor Q1 connected in series to the primary winding N1 of the converter transformer T is provided, and the output of the converter transformer T is adjusted so as to rectify and smooth the oscillation output of the self-excited oscillation circuit 1. It comprises a rectifier circuit 2 consisting of a series circuit of a diode D1 and a capacitor C2 connected to both ends of a winding N3 , and a transistor Q2 connected between the base and emitter of the switching transistor Q1 . output detection for controlling the on-period of the switching transistor Q1 in order to keep the output voltage of the converter transformer T constant by flowing a base current proportional to the output voltage of the converter transformer T through the transistor Q2 ; In the self-oscillation type converter equipped with the circuit 3, the primary winding N1 or the feedback winding N2 of the converter transformer T is configured such that when the winding voltage of the primary winding N1 or the feedback winding N2 becomes high, the winding voltage thereof becomes low. said transistor in proportion to the increase in voltage of winding N 1 or feedback winding N 2
A self-oscillation type converter characterized in that a modulation circuit 4 that allows current to flow through the base of the transistor Q2 is connected between the base of the transistor Q2 and the converter transformer T.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18620583U JPS6093495U (en) | 1983-11-30 | 1983-11-30 | Self-oscillating converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18620583U JPS6093495U (en) | 1983-11-30 | 1983-11-30 | Self-oscillating converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6093495U JPS6093495U (en) | 1985-06-26 |
| JPH028552Y2 true JPH028552Y2 (en) | 1990-02-28 |
Family
ID=30402253
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18620583U Granted JPS6093495U (en) | 1983-11-30 | 1983-11-30 | Self-oscillating converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6093495U (en) |
-
1983
- 1983-11-30 JP JP18620583U patent/JPS6093495U/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6093495U (en) | 1985-06-26 |
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