JPH02284391A - 照明負荷制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、照明負荷を高周波で調光点灯させる照明負荷
制御装置に関するものである。

［従来の技術］ 第１０図は従来の照明負荷制御装置の概略構成を示して
いる。この装置にあっては、複数の蛍光灯照明器具２０
の電源入力側にトライアック等の位相制御素子を含んだ
調光器４０を介挿し、調光器４０の調光操作部（例えば
可変抵抗器ＶＲ）を操作することにより、蛍光灯照明器
具２０の光出力を制御するものである。ｌ、は調光レベ
ルとは無関係に交流電源ＡＣの電源電圧をそのまま蛍光
灯照明器具２０のフィラメント予熱回路部に送るための
予熱用配線である。

この種の位相制御式の調光システムは、比較的安価に構
成できる反面、調光用の位相制御素子が必要であり、位
相制御により電源電圧の半サイクル内を電流通電区間と
電流体止区間とに大きく２分するので、入力電流波形に
歪みが生じるという問題があり、また、蛍光灯照明器具
２０への入力電圧を低減することになるので、蛍光灯照
明器具２０で安定した電圧を確保しに＜＜、蛍光灯照明
器具２０における各種の制御が難しくなる０例えば、第
１０図に示す装置では、安定した予熱電圧を得るために
、予熱用配線！、を別設して、調光器４０の出力側を３
線としている。また、位相制御により電源電圧波形の立
ち上がりが急峻になるため、騒音（及び雑音）レベルが
大きくなる。

そこで、最近、第１１図に示すように、トランジスタイ
ンバータ等よりなる高周波変換回路１を安定器として使
用し、各蛍光灯照明器具２０には交流電源ＡＣの電圧を
そのまま供給し、別途調光信号線り、１３を配線して、
調光回路４から高周波変換回路１の制御回路３に調光信
号を供給し、蛍光灯照明器具２０を調光回路４における
調光操作部（例えば可変抵抗器ＶＲ）の操作に応じて任
意に調光するという、４線式の調光システムが提案され
ている。このシステムは、安定器となる高周波変換回路
１が元々トランジスタ等の制御可能なスイッチング素子
を有している点に着目し、このスイッチング素子を調光
制御に用いようとするもので、先に挙げた位相制御式の
調光システムの不都合を一挙に解決している。

第１２図はこのような高周波変換回路を用いた調光シス
テムの具体回路図である。以下、その回路構成について
説明する。直流電源Ｅ１の両端には、主スイツチング素
子たるトランジスタＱ２．Ｑ。

の直列回路が並列接続され、各トランジスタＱ２゜Ｑ、
にはそれぞれダイオードＤ、、Ｄ２が逆並列接続されて
いる。トランジスタＱ２の両端には、直流成分をカット
するための結合コンデンサＣｄと、負荷電流を帰還する
ための電流トランスＣＴとを介して、負荷回路が接続さ
れている。負荷回路は、放電灯よりなる照明負荷２、限
流及び共振用のインダクタし５、共振用のコンデンサＣ
２、共振及び予熱電流通電用のコンデンサＣ２を含むＬ
Ｃ共振回路にて構成されており、負荷電流は振動電流と
なる。この振動電流は電流トランスＣＴの１次巻線を介
して流れる。したがって、電流トランスＣＴの２次巻線
には、負荷回路に流れる振動電流に応じて極性の変化す
る電圧が誘起され、この誘起電圧を抵抗Ｒ２を介してト
ランジスタＱ２のベース・エミッタ間に印加して、トラ
ンジスタＱ２をスイッチングさせる。トランジスタＱ、
のベースには、制御回路３の出力信号が供給されている
。制御回路３においては、トランジスタＱ３の両端電圧
を抵抗Ｒ３、Ｒ４により検出して、トランジスタＱ、の
両端電圧が立ち下がってから所定時間トランジスタＱ３
をオンさせるものである。

この高周波変換回路１は、直流電源Ｅ、が投入されたと
きに、自励発振動作を開始するための起動回路を備えて
いる。この起動回路は電源投入によりコンデンサＣ１が
抵抗Ｒ３を介して充電され、その充電電圧が２端子サイ
リスタＱ１のブレークオーバー電圧に達すると２端子サ
イリスタＱ１がオンし、トランジスタＱコのベースに２
端子サイリスタＱ、を介してベース電流を流してトラン
ジスタＱ、を最初にオン動作させ、発振動作を開始させ
るものである。

以下、第１２図回路の動作について説明する。

電源を投入すると、起動回路によりトランジスタＱ、が
オンとなり、その両端電圧が°Ｉ　Ｌ　ｏＩＩＩＩ＋レ
ベルになる。これにより、制御回路３がトリガーされて
、その出力が“Ｈｉｇｈ”レベルとなり、トランジスタ
Ｑ３のオン状態が維持される。トランジスタＱ、がオン
すると、ダイオードＤ０が導通して、コンデンサＣ１は
充電されなくなるので、起動回路は停止する。このとき
、電流トランスＣＴの２次巻線は、トランジスタＱ２の
ベース・エミッタ間に逆バイアスの電圧を印加するよう
な極性に巻かれているので、トランジスタＱ２はオフ状
態を維持する０次に、調光回路４で設定された所定時間
の経過後に、制御回路３の出力は’Ｌｏｗ”レベルとな
り、トランジスタＱ、はオフ状態になる。トランジスタ
Ｑ、がオフすると、トランジスタＱ、のコレクタ電流が
減少することによりインダクタＬの残留インダクタンス
は逆の誘起電圧を発生し、インダクタし、に流れる振動
電流は同一方向に流れようとするので、ダイオードＤＩ
が導通する。

また、電流トランスＣＴの２次巻線が逆の誘起電圧を発
生することにより、トランジスタＱ２が順バイアスされ
て、トランジスタＱ２はオン状態となる。ダイオードＤ
１の電流がゼロになると、コンデンサＣｄの蓄積電荷を
電源としてトランジスタＱ２に電流が流れる。このとき
、インダクタＬ１のコアは飽和磁束に向かって直線的に
磁化される。

やがて、コアが飽和磁束に達すると、インダクタンスは
急激にゼロの方向に向かい、その結果、トランジスタＱ
２のコレクタ電流の時間変化分は無限大となる。トラン
ジスタＱ２のコレクタ電流がベース電流のｈｆｅ倍に達
すると、トランジスタＱ２は不飽和状態となり、電流ト
ランスＣＴから帰還されるベース電流が減少してトラン
ジスタＱ、はオフする。トランジスタＱ２がオフした後
も、インダクタＬ１に流れる振動電流は同一方向に流れ
ようとするので、ダイオードＤ２が導通し、負荷回路、
コンデンサＣｄ、直流電源Ｅ、の経路で電流が流れる。

ダイオードＤ２が導通すると、トランジスタＱ、の両端
電圧はゼロになるので、制御回路３がトリガーされて、
制御回路３の出力が“Ｈｉｇｈ”レベルになり、トラン
ジスタＱ、は順バイアスされる。ダイオードＤ２に流れ
る振動電流がゼロになった後は、直流電源Ｅ、より、コ
ンデンサＣｄ、負荷回路、トランジスタＱ、の経路で電
流が流れる。以下、上述の動作を繰り返すことにより、
インバータの発振動作が継続される。

調光回路４から制御回路３に供給される調光信号として
は、周波数が一定で、オン・デユーティ（１周期に占め
るオン時間の割合）が可変とされた信号が用いられる。

第１３図は、調光回路４に設けられた可変抵抗ＶＲの操
作量と、調光回路４から出力される調光信号のオン・デ
ユーティとの関係を示している。つまり、調光用の可変
抵抗ＶＲを最小値と最大値の間で変化させると、調光信
号のオン・デユーティは０％〜１００％の範囲で直線的
に変化する。

第１２図の装置における制御回路３は、上述のようなオ
ン・デユーティが可変とされた調光信号を調光回路４か
ら供給されて、調光制御を行うものである。この制御回
路３は汎用の集積回路（例えば日本電気製μＰＤ４５３
８）よりなる単安定マルチバイブレータＩＣ，を備えて
いる。この単安定マルチバイブレータＩＣ，は、立ち下
がりトリガー入力端子Ｂが’Ｈｉｇｈ”レベルから“Ｌ
ｏｗ”レベルに変化した後、一定時間は出力端子Ｑが“
Ｈｉｇｈ”レベル、出力端子ｑが“Ｌｏ−”レベルとな
る０本実施例にあっては、トランジスタＱ、の両端電圧
を抵抗Ｒｓ　、　Ｒ４の直列回路で分圧することにより
検出し、単安定マルチバイブレータＩＣ＋のトリガー信
号としている。単安定マルチバイブレータＩＣ１の出力
端子Ｑが“Ｈｉｇｈ”レベルに゛なる時間（出力端子ｑ
が“ＬＯ−”レベルになる時間）は、抵抗Ｒ７とコンデ
ンサＣ４の時定数で決定される。出力端子Ｑは駆動用の
トランジスタＱ、のベースに接続され、出力端子ｑは駆
動用のトランジスタＱ、のベースに接続されている。ト
ランジスタＱ４のコレクタは直流電源Ｅ２の正極に、ト
ランジスタＱ５のエミッタは直流電源Ｅ２の負極に、そ
れぞれ接続され、トランジスタＱ、のエミッタとトラン
ジスタＱ５のコレクタは、トランジスタＱ、のベースに
接続されている。したがって、単安定マルチバイブレー
タＩ　Ｃ＋は、トランジスタＱ、のオン期間を決めるた
めのタイマー回路として動作する。単安定マルチバイブ
レータＩＣ，の時定数設定用の抵抗ＲｓとコンデンサＣ
４の接続点には、ダイオードＤ、及び抵抗Ｒ６を介して
オペアンプＩＣ２の出力が接続されている。オペアンプ
ＩＣ２は反転入力端子を出力端子に接続されたインピー
ダンス変換器であり、非反転入力端子に印加されたコン
デンサＣ５の電圧を低インピーダンス化して出力する。

コンデンサＣ６には電荷放電用の抵抗Ｒ７が並列接続さ
れており、オペアンプＩＣ，の出力電圧により充電され
る。オペアンプＩＣ，は反転入力端子を出力端子に接続
されたインピーダンス変換器であり、非反転入力端子に
印加されたコンデンサＣ６の電圧を低インピーダンス化
して出力する。

コンデンサＣ，は、トランジスタＱ、、Ｑ、を含むカレ
ントミラー回路８からの定電流により充電され、両端に
並列接続されたトランジスタＱ、がオンしたときに、電
荷を放電される。カレントミラー回路８からコンデンサ
Ｃ６に供給される定電流は、直流電源Ｅ２からトランジ
スタＱ！を介して抵抗Ｒｓに流れる電流と同じとなる。

トランジスタＱ６のベースには、直流電源Ｅ２の電圧を
抵抗Ｒ＋　１１１　Ｒ＊により分圧して得られた電圧に
より順バイアスが与えられる。抵抗Ｒ１の両端にはトラ
ンジスタＱ。

が並列接続されており、トランジスタＱ、が調光回路４
の出力によりオンされたときには、トランジスタＱ６の
順バイアスは消失し、トランジスタＱ６はオフする。こ
のとき、コンデンサＣ＠はカレントミラー回路８からの
定電流により充電され、その充電電圧Ｖ、は直線的に上
昇する。コンデンサＣ１の充電電圧Ｖ、の波形は、周波
数が一定で、電圧上昇期間が調光信号におけるオン時間
幅に等しい三角波となる。したがって、調光信号におけ
るオン時間幅が長くなるにつれて、コンデンサＣ６の充
電電圧Ｖ１のピーク値は高くなる。オペアンプＩＣ２，
ＩＣ３とコンデンサＣｓ及び抵抗Ｒ７は、コンデンサＣ
＠の充電電圧■１のピーク保持回路を構成しており、そ
の出力電圧Ｖ２は、コンデンサＣ６の充電電圧ｖ１のピ
ークの直流電圧となる。このため、出力電圧■２は、調
光回路４の調光信号におけるオン・デユーティに比例し
て、直線的に変化する電圧となる。また、抵抗Ｒ１は制
御抵抗であり、上記出力電圧■２により抵抗Ｒ２と並列
的に電流経路を形成し、出力電圧ｖ２の上昇に応じてコ
ンデンサＣ４の充電電流を増加させて、単安定マルチバ
イブレータＩＣ１の時定数を小さく制御するものである
。

［発明が解決しようとする課題］ 第１２図に示す装置を用いて照明負荷２の光出力を制御
した場合における調光回路４からの調光信号のオン・デ
ユーティと、光出力（ランプ電流）との関係を第１４図
に示す、同図から明らがなように、調光信号のオン・デ
ユーティの変化に対して光出力は非線形的な変化を示す
、したがって、調光回路４における調光用の可変抵抗Ｖ
Ｒの操作量に対して、照明負荷２の光出力は、第１５図
に示すように非線形的に変化する。そして、調光信号の
オン・デユーティが小さいとき、つまり光出力が大きい
ときには、調光操作に対して光出力は変化しに＜＜、調
光信号のオン・デユーティが大きいとき、つまり光出力
が小さいときには、少しの調光操作に対して光出力は大
きく変化する。それ故、所望の光出力を得るための調光
操作が難しく、また、多灯を一斉に点灯させたときに、
回路のばらつきによっては、光出力に著しいばらつきが
生じるなどの問題がある。

第１６図はトランジスタＱ３のコレクタ電流Ｉｅの波形
と、ベース電圧ｖｂの波形を示している。

このように、トランジスタＱ、のコレクタ電流Ｉｃの波
形は、時間軸に対して非線形な電流波形になっている。

これは、トランジスタＱ、のコレクタ電流■ｃが、負荷
を含む共振電流波形の一部になっているからである。し
たがって、トランジスタＱ３の導通期間を線形的に変化
させても負荷に流れる電流の変化は線形的ではなくなる
。第１７図はトランジスタＱ、のベース電圧ｖｂを０．
ＩＴの期間ずつ変化させた場合におけるコレクタ電流Ｉ
ｃの変化例を示している。第１７図から明らかなように
、トランジスタＱ、の導通期間がＴ〜０．８Ｔの範囲で
は、トランジスタＱ３のコレクタ電流１ｃの波形は余り
変化しておらず、０．６〜０．４Ｔの範囲では、同じよ
うに０．ＩＴずつ制御しているにも拘わらず、トランジ
スタＱ、のコレクタ電流Ｉｃの波形は大きく変化してい
る。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、調光操作部の操作量に対して照
明負荷の光出力をほぼ比例的に変化させることが可能な
照明負荷制御装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、調光
回路４における調光操作部（例えば調光用の可変抵抗Ｖ
Ｒ）の操作量と、調光信号のパラメータ（例えばオン・
デユーティ）との関係を、第１図に示すような非線形的
な関係としている。これによって、最終的には調光操作
部の操作量と光出力との関係は、第２図に示すように、
比例的な関係とすることができ、操作性を良くすること
ができるものである。

Ｃ作用］ つまり、本発明にあっては、調光信号のパラメータが大
きく変化しても光出力の変化が小さい調光範囲では、調
光操作部のわずかな操作に対して調光信号のパラメータ
が大きく変化し、反対に、調光信号のパラメータが少し
変化しただけで光出力が大きく変化する調光範囲では、
調光操作部の操作量に対する調光信号のパラメータの変
化を小さくするように補正しているので、全体として見
れば、調光操作部の操作量と光出力との関係をほぼ比例
的な関係とすることができるものである。

なお、本発明の照明負荷制御装置は、第１１図に示すよ
うに、多数の照明器具２０を１つの調光回路４で調光制
御する場合に特に適するものである。なぜなら、補正手
段を照明器具２０の側に設けると、多数の照明器具２０
にそれぞれ補正手段を設ける必要があるが、調光回路４
の側に補正手段を設ければ、多数の照明器具２０に補正
手段を設ける必要がなくなり、１つの調光回路４にのみ
補正手段を設ければ良いからである。

［実施例１］ 第３図は本発明の第１実施例に用いる調光回路４の回路
図であり、第４図はその動作波形図である。以下、本実
施例に用いる調光回路４の回路構成について説明する。

直流電源Ｅ、は可変抵抗ＶＲにより分圧されて、基準電
圧ＶｒとしてコンパレータＩＣ，の非反転入力端子に印
加される。直流電源Ｅ、により給電される三角波発振器
９は、コンデンサと、このコンデンサを直流電源Ｅ、か
らの電流により充電する抵抗、及び、コンデンサの充電
電圧が所定電圧に達すると、コンデンサを放電させるス
イッチング回路よりなり、コンデンサに得られる電圧Ｖ
ｃをコンパレータＩＣ，の反転入力端子に印加する。こ
の三角波発振器９により得られる電圧Ｖｃは厳密な三角
波ではなく、第４図に示すように、時間軸に対して非線
形的に上昇する電圧とされている。コンパレータＩＣ２
の出力端子は、抵抗Ｒ１，を介してトランジスタＱ　ｒ
　＋のベースに接続されている。トランジスタＱ　＋　
＋のエミッタは直流電源Ｅ３の負極に接続され、コレク
タは抵抗Ｒ１４を介して直流電源Ｅ、の正極に接続され
ると共に、抵抗Ｒ１ｓを介してトランジスタＱ　＋２の
ベースに接続されている。トランジスタＱ　＋　２のコ
レクタは直流電源Ｅ２の正極に接続され、エミッタは抵
抗Ｒ＋ｓを介して直流電源Ｅ、の負極に接続されている
。そして、抵抗Ｒ４の両端から調光信号Ｓｎが得られる
。つまり、トランジスタＱ　＋　＋と抵抗Ｒ，３，Ｒ１
によりエミッタ接地型の反転増幅回路を構成しており、
トランジスタＱ１□と抵抗Ｒ１５゜Ｒ＋ｓによりコレク
タ接地（エミッタホロア）型のインピーダンス変換回路
を構成している。なお、調光回路４の出力段にインピー
ダンス変換回路を配しているのは、制御回路３と調光回
路４とを接続する調光信号線が長く延長されることが多
いので、調光信号の減衰を防止するために、調光信号を
低インピーダンス化しているものである０本実施例にお
いて、調光回路４以外の主点灯回路の構成や制御回路３
の構成等については、第１２図に示す従来例と同様であ
る。

以下、第４図を参照しながら本実施例の動作について説
明する。第４図（ａ）は可変抵抗器ＶＲから得られる基
準電圧Ｖｒと、三角波発振器９から得られる電圧Ｖｃと
の関係を示している。基準電圧■「は高い電圧ｖＨから
低い電圧ｖＬまで連続的に設定することができる。三角
波発振器９かち得られる電圧Ｖｃが基準電圧■「以下で
あるときには、コンパレータＩｃ＠の出力端子は“Ｈｉ
ｇｈ”レベルとなるので、トランジスタＱＩＩはオンと
なり、そのコレクタ電位が降下して、調光信号Ｓｎは“
Ｌｏｗレベルとなる。一方、三角波発振器９から得られ
る電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒよりも高くなると、コンパレ
ータＩｃｅの出力端子は“Ｌｏｗ″レベルとなるので、
トランジスタＱ　＋　＋はオフとなり、そのフレフタ電
位が上昇して、調光信号Ｓｎは“Ｈｉｇｈ”レベルとな
る。これにより、第４図（ｂ）　、　（ｃ）に示すよう
な調光信号Ｓｎが得られる。同図（ｂ）は基準電圧Ｖ「
が高い電圧ｖＨである場合の調光信号Ｓｎであり、オン
・デユーティが小さい、また、同図（ｃ）は基準電圧Ｖ
ｒが低い電圧ｖＬである場合の調光信号Ｓｎであり、オ
ン・デユーティが大きい、基準電圧Ｖｒは可変抵抗ＶＲ
を操作することにより高い電圧ｖＨから低い電圧ｖＬま
での任意の電圧に設定することができるので、調光信号
Ｓｎのオン・デユーティは同図（ｂ）に示す最小値から
同図（ｃ）に示す最大値までの任意の大きさに設定する
ことができるものである。

ところで、本実施例にあっては、可変抵抗器■Ｒとして
、操作量に対して抵抗値が比例的に変化するＢタイプを
使用している。したがって、コンパレータＩＣ，に入力
される基準電圧Ｖｒは、可変抵抗器ＶＲの操作量に対し
て比例的に変化する。

一方、三角波発振器９から得られる電圧Ｖｅは時同軸に
対して非線形的に変化するので、可変抵抗器ＶＲの操作
量に対してオン・デユーティは非線形的に変化する。つ
まり、調光信号のオン・デユーティが小さいとき（第４
図（ｂ）参照）には、可変抵抗器ＶＲの操作量に対する
オン・デユーティの変化は大きく、オン・デユーティが
大きいときく第４図（ｃ）参照）には、可変抵抗器ＶＲ
の操作量に対するオン・デユーティの変化は小さくなる
。これにより、可変抵抗器ＶＲの操作量と調光信号のオ
ン・デユーティとの関係は、第１図に示すようになるの
で、可変抵抗器ＶＲの操作量に対する光出力の変化は第
２図に示すように比例的となり、調光操作が容易となる
ものである。

なお、本実施例に用いる調光回路４にあっては、三角波
発振器９の発振出力と可変抵抗器ＶＲによる分圧出力と
をコンパレータＩＣ，により比較して、オン・デユーテ
ィ可変の調光信号を発生させているが、調光操作量と調
光信号のオン・デユーティとが第１図に示すような関係
になる回路であれば、どのような回路を用いても良いこ
とは言うまでもない。

［実施例２］ 第５図は本発明の第２実施例の回路図である。

本実施例は、調光回路４からの調光信号がアナログ的な
信号電圧である場合に本発明を適用したものである。調
光回路４から得られる信号電圧■３は、オペアンプＩＣ
，よりなるインピーダンス変換器（バッファアンプ）に
より低インピーダンス化されて、コンパレータＩＣ，の
反転入力端子に印加される。コンパレータＩ　Ｃ４の非
反転入力端子には、コンデンサＣ６の充電電圧■１が印
加されている。コンデンサＣ６の充電電圧■１は、カレ
ントミラー回路８から供給される定電流により一定速度
で上昇する。この充電電圧ｖ１が調光回路４からの信号
電圧ｖ３よりも高くなると、コンパレータＩＣ，の出力
端子は“Ｌｏｗ”レベルから“Ｈｉｇｈ″レベルに変化
する。これにより、コンデンサＣ７が抵抗Ｒ１１を介し
て充電され、その充電電圧によりトランジスタＱ、。が
オンされて、コンデンサＣ６が放電され、充電電圧■１
が下がる。これにより、コンパレータＩＣ，の出力端子
は“Ｈｉｇｈ”レベルから“Ｌｏｗ”レベルに変化する
が、トランジスタＱ　＋　。

をオンさせるのに要する順バイアス電圧はコンデンサＣ
７により暫時保持され、コンデンサＣ６の放電を終える
までは、トランジスタＱｌｏはオン状態を維持する。そ
の後、コンデンサＣ７はトランジスタＱ、。と抵抗Ｒ１
２により放電され、トランジスタＱ＋ｏがオフとなり、
コンデンサＣ６の電圧は再び上昇する。これにより、コ
ンデンサＣｉには三角波電圧が得られる。その他の構成
及び動作については、第１２図従来例と同様である。

第６図は本実施例において用いる調光回路４の回路図で
ある。この調光回路４にあっては、直流電源Ｅ３の正極
に可変抵抗器ＶＲの一端を接続し、負極に可変抵抗器Ｖ
Ｒの他端を接続し、可変抵抗器ＶＲの一端と摺動子（ス
ライダー）の間に特性補正用の固定抵抗ｒを並列接続し
たものであり、可変抵抗器ＶＲの摺動子と直流電源Ｅ、
の負極との間に調光信号電圧Ｖ、を得ている。可変抵抗
器■Ｒとしては、操作量に対して抵抗値が比例的に変化
するＢタイプを使用しているが、特性補正用の固定抵抗
ｒを並列接続しているので、可変抵抗器ＶＲの操作量と
調光信号電圧Ｖ、との関係は第７図に示すように非線形
的となる。一方、第５図に示す制御回路３を用いた場合
、調光回路４から得られる調光信号電圧Ｖ、と照明負荷
２の光出力との関係は第８図に示すように非線形的とな
る。このため、第７図に示す非線形的な特性と第８図に
示す非線形的な特性とが相殺し合って、調光用の可変抵
抗器ＶＲの操作量と照明負荷２の光出力との関係は、第
９図に示すように比例的となり、調光操作が容易となる
ものである。

上述の実施例においては、高周波変換回路１としてハー
フブリッジ式のインバータ回路を使用しているが、これ
に限らず、一方式のインバータ回路や定電流チョークを
備えるプッシュプル式のインバータ回路、又はその他の
インバータ回路を用いても良い、さらに、インバータ回
路の制御方式についてもデユーアイ制御についてのみ説
明したが、周波数制御や、その他の制御方式を用いても
良い。

［発明の効果］ 本発明に係る照明負荷制御装置にあっては、調光手段に
おける調光操作部の操作量に対して照明負荷の光出力が
比例的に変化するように、調光操作部の操作量に対して
調光信号のパラメータを非線形的に変化させる補正手段
を調光手段に設けたから、所望の光出力を得るための調
光操作を容易に行うことができるという効果がある。

なお、照明負荷とその制御手段が多数存在し、これらに
１つの調光手段から調光信号を与える場合に本発明を適
用すれば、補正手段が１つで済むという利点が得られる
。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は本発明の動作説明図、第３図は本発
明の第１実施例に用いる調光回路の回路図、第４図は同
上の動作波形図、第５図は本発明の第２実施例の回路図
、第６図は同上に用いる調光回路の回路図、第７図乃至
第９図は同上の動作説明図、第１０図は従来例の回路図
、第１１図は他の従来例の回路図、第１２図は別の従来
例の回路図、第１３図乃至第１７図は同上の動作説明図
である。 １は高周波変換回路、２は照明負荷、３は制御回路、４
は調光回路、９は三角波発振器、ｒは補正用の固定抵抗
である。 第１図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源と、この直流電源から得られる直流電圧
   を高周波電圧に変換する高周波変換回路と、高周波変換
   回路から得られる高周波電圧を印加される照明負荷と、
   照明負荷の光出力を連続的に可変とする制御手段と、制
   御手段に照明負荷の光出力を設定する調光信号を与える
   調光手段とを備える照明負荷制御装置において、調光手
   段の調光操作部の操作量に対して照明負荷の光出力が比
   例的に変化するように、調光操作部の操作量に対して調
   光信号のパラメータを非線形的に変化させる補正手段を
   調光手段に設けたことを特徴とする照明負荷制御装置。
2. （２）高周波変換回路から得られる高周波電圧は放電灯
   を含む共振回路に印加され、制御手段は高周波変換回路
   におけるスイッチング素子のオン幅を制御する手段であ
   ることを特徴とする請求項１記載の照明負荷制御装置。
3. （３）補正手段は調光操作部の操作量に対する調光信号
   のパラメータの変化を、最大調光レベル近傍では大きく
   、最小調光レベル近傍では小さくする手段であることを
   特徴とする請求項２記載の照明負荷制御装置。