JP3061279B2

JP3061279B2 - 照明負荷制御装置

Info

Publication number: JP3061279B2
Application number: JP10518389A
Authority: JP
Inventors: 裕二中林; 茂久吉田; 素寛陰山; 元吉村
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1989-04-25
Filing date: 1989-04-25
Publication date: 2000-07-10
Anticipated expiration: 2015-07-10
Also published as: JPH02284391A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、照明負荷を高周波で調光点灯させる照明負
荷制御装置に関するものである。

［従来の技術］第10図は従来の照明負荷制御装置の概略構成を示して
いる。この装置にあっては、複数の蛍光灯照明器具20の
電源入力側にトライアック等の位相制御素子を含んだ調
光器40を介挿し、調光器40の調光操作部（例えば可変抵
抗器VR）を操作することにより、蛍光灯照明器具20の光
出力を制御するものである。l₁は調光レベルとは無関係
に交流電源ACの電源電圧をそのまま蛍光灯照明器具20の
フィラメント予熱回路部に送るための予熱用配線であ
る。

この種の位相制御式の調光システムは、比較的安価に
構成できる反面、調光用の位相制御素子が必要であり、
位相制御により電源電圧の半サイクル内を電流通電区間
と電流休止区間とに大きく２分するので、入力電流波形
に歪みが生じるという問題があり、また、蛍光灯照明器
具20への入力電圧を低減することになるので、蛍光灯照
明器具20で安定した電圧を確保しにくく、蛍光灯照明器
具20における各種の制御が難しくなる。例えば、第10図
に示す装置では、安定した予熱電圧を得るために、予熱
用配線l₁を別設して、調光器40の出力側を３線としてい
る。また、位相制御により電源電圧波形の立ち上がりが
急峻になるため、騒音（及び雑音）レベルが大きくな
る。

そこで、最近、第11図に示すように、トランジスタイ
ンバータ等よりなる高周波変換回路１を安定器として使
用し、各蛍光灯照明器具20には交流電源ACの電圧をその
まま供給し、別途調光信号線l₂,l₃を配線して、調光回
路４から高周波変換回路１の制御回路３に調光信号を供
給し、蛍光灯照明器具20を調光回路４における調光操作
部（例えば可変抵抗器VR）の操作に応じて任意に調光す
るという、４線式の調光システムが提案されている。こ
のシステムは、安定器となる高周波変換回路１が元々ト
ランジスタ等の制御可能なスイッチング素子を有してい
る点に着目し、このスイッチング素子を調光制御に用い
ようとするもので、先に挙げた位相制御式の調光システ
ムの不都合を一挙に解決している。

第12図はこのような高周波変換回路を用いた調光シス
テムの具体回路図である。以下、その回路構成について
説明する。直流電源E₁の両端には、主スイッチング素子
たるトランジスタQ₂,Q₃の直列回路が並列接続され、各
トランジスタQ₂,Q₃にはそれぞれダイオードD₁,D₂が逆並
列接続されている。トランジスタQ₂の両端には、直流成
分をカットするための結合コンデンサCdと、負荷電流を
帰還するための電流トランスCTとを介して、負荷回路が
接続されている。負荷回路は、放電灯よりなる照明負荷
２、限流及び共振用のインダクタL₁、共振用のコンデン
サC₂、共振及び予熱電流通電用のコンデンサC₃を含むLC
共振回路にて構成されており、負荷電流は振動電流とな
る。この振動電流は電流トランスCTの１次巻線を介して
流れる。したがって、電流トランスCTの２次巻線には、
負荷回路に流れる振動電流に応じて極性の変化する電圧
が誘起され、この誘起電圧を抵抗R₂を介してトランジス
タQ₂のベース・エミッタ間に印加して、トランジスタQ₂
をスイッチングさせる。トランジスタQ₃のベースには、
制御回路３の出力信号が供給されている。制御回路３に
おいては、トランジスタQ₃の両端電圧を抵抗R₃,R₄によ
り検出して、トランジスタQ₃の両端電圧が立ち下がって
から所定時間トランジスタQ₃をオンさせるものである。

この高周波変換回路１は、直流電源E₁が投入されたと
きに、自励発振動作を開始するための起動回路を備えて
いる。この起動回路は電源投入によりコンデンサC₁が抵
抗R₁を介して充電され、その充電電圧が２端子サイリス
タQ₁のブレークオーバー電圧に達すると２端子サイリス
タQ₁がオンし、トランジスタQ₃のベースに２端子サイリ
スタQ₁を介してベース電流を流してトランジスタQ₃を最
初にオン動作させ、発振動作を開始させるものである。

以下、第12図回路の動作について説明する。電源を投
入すると、起動回路によりトランジスタQ₃がオンとな
り、その両端電圧が“Low"レベルになる。これにより、
制御回路３がトリガーされて、その出力が“High"レベ
ルとなり、トランジスタQ₃のオン状態が維持される。ト
ランジスタQ₃がオンすると、ダイオードD₀が導通して、
コンデンサC₁は充電されなくなるので、起動回路は停止
する。このとき、電流トランスCTの２次巻線は、トラン
ジスタQ₂のベース・エミッタ間に逆バイアスの電圧を印
加するような極性に巻かれているので、トランジスタQ₂
はオフ状態を維持する。次に、調光回路４で設定された
所定時間の経過後に、制御回路３の出力は“Low"レベル
となり、トランジスタQ₃はオフ状態になる。トランジス
タQ₃がオフすると、トランジスタQ₃のコレクタ電流が減
少することによりインダクタL₁の残留インダクタンスは
逆の誘起電圧を発生し、インダクタL₁に流れる振動電流
は同一方向に流れようとするので、ダイオードD₁が導通
する。また、電流トランスCTの２次巻線が逆の誘起電圧
を発生することにより、トランジスタQ₂が順バイアスさ
れて、トランジスタQ₂はオン状態となる。ダイオードD₁
の電流がゼロになると、コンデンサCdの蓄積電を電源と
してトランジスタQ₂に電流が流れる。このとき、インダ
クタL₁のコアは飽和磁束に向かって直線的に磁化され
る。やがて、コアが飽和磁束に達すると、インダクタン
スは急激にゼロの方向に向かい、その結果、トランジス
タQ₂のコレクタ電流の時間変化分は無限大となる。トラ
ンジスタQ₂のコレクタ電流がベース電流のhfe倍に達す
ると、トランジスタQ₂は不飽和状態となり、電流トラン
スCTから帰還されるベース電流が減少してトランジスタ
Q₂はオフする。トランジスタQ₂がオフした後も、インダ
クタL₁に流れる振動電流は同一方向に流れようとするの
で、ダイオードD₂が導通し、負荷回路、コンデンサCd、
直流電源E₁の経路で電流が流れる。ダイオードD₂が導通
すると、トランジスタQ₃の両端電圧はゼロになるので、
制御回路３がトリガーされて、制御回路３の出力が“Hi
gh"レベルになり、トランジスタQ₃は順バイアスされ
る。ダイオードD₂に流れる振動電流がゼロになった後
は、直流電源E₁より、コンデンサCd、負荷回路、トラン
ジスタQ₃の経路で電流が流れる。以下、上述の動作を繰
り返すことにより、インバータの発振動作が継続され
る。

調光回路４から制御回路３に供給される調光信号とし
ては、周波数が一定で、オン・デューティ（１周期に占
めるオン時間の割合）が可変とされた信号が用いられ
る。第13図は、調光回路４に設けられた可変抵抗VRの操
作量と、調光回路４から出力される調光信号のオン・デ
ューティとの関係を示している。つまり、調光用の可変
抵抗VRを最小値と最大値の間で変化させると、調光信号
のオン・デューティは０％〜100％の範囲で直線的に変
化する。

第12図の装置における制御回路３は、上述のようなオ
ン・デューティが可変とされた調光信号を調光回路４か
ら供給されて、調光制御を行うものである。この制御回
路３は汎用の集積回路（例えば日本電気製μPD4538）よ
りなる単安定マルチバイブレータIC₁を備えている。こ
の単安定マルチバイブレータIC₁は、立ち下がりトリガ
ー入力端子Ｂが“High"レベルから“Low"レベルに変化
した後、一定時間は出力端子Ｑが“High"レベル、出力
端子が“Low"レベルとなる。本実施例にあっては、ト
ランジスタQ₃の両端電圧を抵抗R₃,R₄の直列回路で分圧
することにより検出し、単安定マルチバイブレータIC₁
のトリガー信号としている。単安定マルチバイブレータ
IC₁の出力端子Ｑが“High"レベルになる時間（出力端子
が“Low"レベルになる時間）は、抵抗R₅とコンデンサ
C₄の時定数で決定される。出力端子Ｑは駆動用のトラン
ジスタQ₄のベースに接続され、出力端子は駆動用のト
ランジスタQ₅のベースに接続されている。トランジスタ
Q₄のコレクタは直流電源E₂の正極に、トランジスタQ₅の
エミッタは直流電源E₂の負極に、それぞれ接続され、ト
ランジスタQ₄のエミッタとトランジスタQ₅のコレクタ
は、トランジスタQ₃のベースに接続されている。したが
って、単安定マルチバイブレータIC₁は、トランジスタQ
₃のオン期間を決めるためのタイマー回路として動作す
る。単安定マルチバイブレータIC₁の時定数設定用の抵
抗R₅とコンデンサC₄の接続点には、ダイオードD₃及び抵
抗R₆を介してオペアンプIC₂の出力が接続されている。
オペアンプIC₂は反転入力端子を出力端子に接続された
インピーダンス変換器であり、非反転入力端子に印加さ
れたコンデンサC₅の電圧を低インピーダンス化して出力
する。コンデンサC₅には電荷放電用の抵抗R₇が並列接続
されており、オペアンプIC₃の出力電圧により充電され
る。オペアンプIC₃は反転入力端子を出力端子に接続さ
れたインピーダンス変換器であり、非反転入力端子に印
加されたコンデンサC₆の電圧を低インピーダンス化して
出力する。コンデンサC₆は、トランジスタQ₈,Q₉を含む
カレントミラー回路８からの定電流により充電され、両
端に並列接続されたトランジスタQ₆がオンしたときに、
電荷を放電される。カレントミラー回路８からコンデン
サC₆に供給される定電流は、直流電源E₂からトランジス
タQ₉を介して抵抗R₈に流れる電流と同じとなる。トラン
ジスタQ₆のベースには、直流電源E₂の電圧を抵抗R₁₀,R₉
により分圧して得られた電圧により順バイアスが与えら
れる。抵抗R₉の両端にはトランジスタQ₇が並列接続され
ており、トランジスタQ₇が調光回路４の出力によりオン
されたときには、トランジスタQ₆の順バイアスは消失
し、トランジスタQ₆はオフする。このとき、コンデンサ
C₆はカレントミラー回路８からの定電流により充電さ
れ、その充電電圧V₁は直線的に上昇する。コンデンサC₆
の充電電圧V₁の波形は、周波数が一定で、電圧上昇期間
が調光信号におけるオン時間幅に等しい三角波となる。
したがって、調光信号におけるオン時間幅が長くなるに
つれて、コンデンサC₆の充電電圧V₁のピーク値は高くな
る。オペアンプIC₂,IC₃とコンデンサC₅及び抵抗R₇は、
コンデンサC₆の充電電圧V₁のピーク保持回路を構成して
おり、その出力電圧V₂は、コンデンサC₆の充電電圧V₁の
ピークの直流電圧となる。このため、出力電圧V₂は、調
光回路４の調光信号におけるオン・デューティに比例し
て、直線的に変化する電圧となる。また、抵抗R₆は制御
抵抗であり、上記出力電圧V₂により抵抗R₅と並列的に電
流経路を形成し、出力電圧V₂の上昇に応じてコンデンサ
C₄の充電電流を増加させて、単安定マルチバイブレータ
IC₁の時定数を小さく制御するものである。

［発明が解決しようとする課題］第12図に示す装置を用いて照明負荷２の光出力を制御
した場合における調光回路４からの調光信号のオン・デ
ューティと、光出力（ランプ電流）との関係を第14図に
示す。同図から明らかなように、調光信号のオン・デュ
ーティの変化に対して光出力は非線形的な変化を示す。
したがって、調光回路４における調光用の可変抵抗VRの
操作量に対して、照明負荷２の光出力は、第15図に示す
ように非線形的に変化する。そして、調光信号のオン・
デューティが小さいとき、つまり光出力が大きいときに
は、調光操作に対して光出力は変化しにくく、調光信号
のオン・デューティが大きいとき、つまり光出力が小さ
いときには、少しの調光操作に対して光出力は大きく変
化する。それ故、所望の光出力を得るための調光操作が
難しく、また、多灯を一斉に点灯させたときに、回路の
ばらつきによっては、光出力に著しいばらつきを生じる
などの問題がある。

第16図はトランジスタQ₃のコレクタ電流Icの波形と、
ベース電圧Vbの波形を示している。このように、トラン
ジスタQ₃のコレクタ電流Icの波形は、時間軸に対して非
線形な電流波形になっている。これは、トランジスタQ₃
のコレクタ電流Icが、負荷を含む共振電流波形の一部に
なっているからである。したがって、トランジスタQ₃の
導通期間を線形的に変化させても負荷に流れる電流の変
化は線形的ではなくなる。第17図はトランジスタQ₃のベ
ース電圧Vbを0.1Tの期間ずつ変化させた場合におけるコ
レクタ電流Icの変化例を示している。第17図から明らか
なように、トランジスタQ₃の導通期間がＴ〜0.8Tの範囲
では、トランジスタQ₃のコレクタ電流Icの波形は余り変
化しておらず、0.6〜0.4Tの範囲では、同じように0.1T
ずつ制御しているにも拘わらず、トランジスタQ₃のコレ
クタ電流Icの波形は大きく変化している。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、調光操作部の操作量に対して
照明負荷の光出力をほぼ比例的に変化させることが可能
な照明負荷制御装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］本発明にあっては、上記の課題を解決するために、調
光回路４における調光操作部（例えば調光用の可変抵抗
VR）の操作量と、調光信号のパラメータ（例えばオン・
デューティ）との関係を、第１図に示すような非線形的
な関係としている。これによって、最終的には調光操作
部の操作量と光出力との関係は、第２図に示すように、
比例的な関係とすることができ、操作性を良くすること
ができるものである。

［作用］つまり、本発明にあっては、調光信号のパラメータが
大きく変化しても光出力の変化が小さい調光範囲では、
調光操作部のわずかな操作に対して調光信号のパラメー
タが大きく変化し、反対に、調光信号のパラメータが少
し変化しただけで光出力が小さく変化する調光範囲で
は、調光操作部の操作量に対する調光信号のパラメータ
の変化を大きくするように補正しているので、全体とし
て見れば、調光操作部の操作量と光出力との関係をほぼ
比例的な関係とすることができるものである。

なお、本発明の照明負荷制御装置は、第11図に示すよ
うに、多数の照明器具20を１つの調光回路４で調光制御
する場合に特に適するものである。なぜなら、補正手段
を照明器具20の側に設けると、多数の照明器具20にそれ
ぞれ補正手段を設ける必要があるが、調光回路４の側に
補正手段を設ければ、多数の照明器具20に補正手段を設
ける必要がなくなり、１つの調光回路４にのみ補正手段
を設ければ良いからである。

［実施例１］第３図は本発明の第１実施例に用いる調光回路４の回
路図であり、第４図はその動作波形図である。以下、本
実施例に用いる調光回路４の回路構成について説明す
る。直流電源E₃は可変抵抗VRにより分圧されて、基準電
圧VrとしてコンパレータIC₆の非反転入力端子に印加さ
れる。直流電源E₃により給電される三角波発振器９は、
コンデンサと、このコンデンサを直流電源E₃からの電流
により充電する抵抗、及び、コンデンサの充電電圧が所
定電圧に達すると、コンデンサを放電させるスイッチン
グ回路よりなり、コンデンサに得られる電圧Vcをコンパ
レータIC₆の反転入力端子に印加する。この三角波発振
器９により得られる電圧Vcは厳密な三角波ではなく、第
４図に示すように、時間軸に対して非線形的に上昇する
電圧とされている。コンパレータIC₆の出力端子は、抵
抗R₁₃を介してトランジスタQ₁₁のベースに接続されてい
る。トランジスタQ₁₁のエミッタは直流電源E₃の負極に
接続され、コレクタは抵抗R₁₄を介して直流電源E₃の正
極に接続されると共に、抵抗R₁₅を介してトランジスタQ
₁₂のベースに接続されている。トランジスタQ₁₂のコレ
クタは直流電源E₃の正極に接続され、エミッタは抵抗R
₁₆を介して直流電源E₃の負極に接続されている。そし
て、抵抗R₁₆の両端から調光信号Snが得られる。つま
り、トランジスタQ₁₁と抵抗R₁₃,R₁₄によりエミッタ接地
型の反転増幅回路を構成しており、トランジスタQ₁₂と
抵抗R₁₅,R₁₆によりコレクタ接地（エミッタホロア）型
のインピーダンス変換回路を構成している。なお、調光
回路４の出力段にインピーダンス変換回路を配している
のは、制御回路３と調光回路４とを接続する調光信号線
が長く延長されることが多いので、調光信号の減衰を防
止するために、調光信号を低インピーダンス化している
ものである。本実施例において、調光回路４以外の主点
灯回路の構成や制御回路３の構成等については、第12図
に示す従来例と同様である。

以下、第４図を参照しながら本実施例の動作について
説明する。第４図（ａ）は可変抵抗器VRから得られる基
準電圧Vrと、三角波発振器９から得られる電圧Vcとの関
係を示している。基準電圧Vrは高い電圧V_Hから低い電圧
V_Lまで連続的に制定することができる。三角波発振器９
から得られる電圧Vcが基準電圧Vr以下であるときには、
コンパレータIC₆の出力端子は“High"レベルとなるの
で、トランジスタQ₁₁はオンとなり、そのコレクタ電位
が降下して、調光信号Snは“Low"レベルとなる。一方、
三角波発振器９から得られる電圧Vcが基準電圧Vrよりも
高くなると、コンパレータIC₆の出力端子は“Low"レベ
ルとなるので、トランジスタQ₁₁はオフとなり、そのコ
レクタ電位が上昇して、調光信号Snは“High"レベルと
なる。これにより、第４図（ｂ），（ｃ）に示すような
調光信号Snが得られる。同図（ｂ）は基準電圧Vrが高い
電圧V_Hである場合の調光信号Snであり、オン・デューテ
ィが小さい。また、同図（ｃ）は基準電圧Vrが低い電圧
V_Lである場合の調光信号Snであり、オン・デューティが
大きい。基準電圧Vrは可変抵抗VRを操作することにより
高い電圧V_Hから低い電圧V_Lまでの任意の電圧に設定する
ことができるので、調光信号Snのオン・デューティは同
図（ｂ）に示す最小値から同図（ｃ）に示す最大値まで
の任意の大きさに設定することができるものである。

ところで、本実施例にあって、可変抵抗器VRとして、
操作量に対して抵抗値が比例的に変化するＢタイプを使
用している。したがって、コンパレータIC₆に入力され
る基準電圧Vrは、可変抵抗器VRの操作量に対して比例的
に変化する。一方、三角波発振器９から得られる電圧Vc
は時間軸に対して非線形的に変化するので、可変抵抗器
VRの操作量に対してオン・デューティは非線形的に変化
する。つまり、調光信号のオン・デューティが小さいと
き（第４図（ｂ）参照）には、可変抵抗器VRの操作量に
対するオン・デューティの変化は大きく、オン・デュー
ティが大きいとき（第４図（ｃ）参照）には、可変抵抗
器VRの操作量に対するオン・デューティの変化は小さく
なる。これにより、可変抵抗器VRの操作量と調光信号の
オン・デューティとの関係は、第１図に示すようになる
ので、可変抵抗器VRの操作量に対する光出力の変化は第
２図に示すように比例的となり、調光操作が容易となる
ものである。

なお、本実施例に用いる調光回路４にあっては、三角
波発振器９の発振出力と可変抵抗器VRによる分圧出力と
をコンパレータIC₆により比較して、オン・デューティ
可変の調光信号を発生させているが、調光操作量と調光
信号のオン・デューティとが第１図に示すような関係に
なる回路であれば、どのような回路を用いても良いこと
は言うまでもない。

［実施例２］第５図は本発明の第２実施例の回路図である。本実施
例は、調光回路４からの調光信号がアナログ的な信号電
圧である場合に本発明を適用したものである。調光回路
４から得られる信号電圧V₃は、オペアンプIC₅よりなる
インピーダンス変換器（バッファアンプ）により低イン
ピーダンス化されて、コンパレータIC₄の反転入力端子
に印加される。コンパレータIC₄の非反転入力端子に
は、コンデンサC₆の充電電圧V₁が印加されている。コン
デンサC₆の充電電圧V₁は、カレントミラー回路８から供
給される定電流により一定速度で上昇する。この充電電
圧V₁が調光回路４からの信号電圧V₃よりも高くなると、
コンパレータIC₄の出力端子は“Low"レベルから“High"
レベルに変化する。これにより、コンデンサC₇が抵抗R
₁₁を介して充電され、その充電電圧によりトランジスタ
Q₁₀がオンされて、コンデンサC₆が放電され、充電電圧V
₁が下がる。これにより、コンパレータIC₄の出力端子は
“High"レベルから“Low"レベルに変化するが、トラン
ジスタQ₁₀をオンさせるのに要する順バイアス電圧はコ
ンデンサC₇により暫時保持され、コンデンサC₆の放電を
終えるまでは、トランジスタQ₁₀はオン状態を維持す
る。その後、コンデンサC₇はトランジスタQ₁₀と抵抗R₁₂
により放電され、トランジスタQ₁₀がオフとなり、コン
デンサC₆の電圧は再び上昇する。これにより、コンデン
サC₆には三角波電圧が得られる。その他の構成及び動作
については、第12図従来例と同様である。

第６図は本実施例において用いる調光回路４の回路図
である。この調光回路４にあっては、直流電源E₃の正極
に可変抵抗器VRの一端を接続し、負極に可変抵抗器VRの
他端を接続し、可変抵抗器VRの一端と摺動子（スライダ
ー）の間に特性補正用の固定抵抗ｒを並列接続したもの
であり、可変抵抗器VRの摺動子と直流電源E₃の負極との
間に調光信号電圧V₃を得ている。可変抵抗器VRとして
は、操作量に対して抵抗値が比例的に変化するＢタイプ
を使用しているが、特性補正用の固定抵抗ｒを並列接続
しているので、可変抵抗器VRの操作量と調光信号電圧V₃
との関係は第７図に示すように非線形的となる。一方、
第５図に示す制御回路３を用いた場合、調光回路４から
得られる調光信号電圧V₃と照明負荷２の光出力との関係
は第８図に示すように非線形的となる。このため、第７
図に示す非線形的な特性と第８図に示す非線形的な特性
とが相殺し合って、調光用の可変抵抗器VRの操作量と照
明負荷２の光出力との関係は、第９図に示すように比例
的となり、調光操作が容易となるものである。

上述の実施例においては、高周波変換回路１としてハ
ーフブリッジ式のインバータ回路を使用しているが、こ
れに限らず、一石式のインバータ回路や定電流チョーク
を備えるプッシュプル式のインバータ回路、又はその他
のインバータ回路を用いても良い。さらに、インバータ
回路の制御方式についてもデューティ制御についてのみ
説明したが、周波数制御や、その他の制御方式を用いて
も良い。

［発明の効果］本発明にあっては、調光信号のパラメータの変化に対
して照明負荷の光出力が非線形的に変化する照明負荷制
御装置において、調光手段における調光操作部の操作量
に対して照明負荷の光出力が比例的に変化するように、
調光操作部の操作量に対して調光信号のパラメータを非
線形的に変化させる補正手段を調光手段に設けたから、
所望の光出力を得るための調光操作を容易に行うことが
できるという効果がある。

なお、照明負荷とその制御手段が多数存在し、これら
に１つの調光手段から調光信号を与える場合に本発明を
適用すれば、補正手段が１つで済むという利点が得られ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は本発明の動作説明図、第３図は本発
明の第１実施例に用いる調光回路の回路図、第４図は同
上の動作波形図、第５図は本発明の第２実施例の回路
図、第６図は同上に用いる調光回路の回路図、第７図乃
至第９図は同上の動作説明図、第10図は従来例の回路
図、第11図は他の従来例の回路図、第12図は別の従来例
の回路図、第13図乃至第17図は同上の動作説明図であ
る。１は高周波変換回路、２は照明負荷、３は制御回路、４
は調光回路、９は三角波発振器、ｒは補正用の固定抵抗
である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者吉村元大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (56)参考文献特開昭64−45093（ＪＰ，Ａ) 特開昭64−45094（ＪＰ，Ａ) 特開平２−284390（ＪＰ，Ａ) 特開昭63−150887（ＪＰ，Ａ) 実開平２−89799（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 41/38 - 41/42

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、この直流電源から得られる直
流電圧を高周波電圧に変換する高周波変換回路と、高周
波変換回路から得られる高周波電圧を印加される照明負
荷と、照明負荷の光出力を連続的に可変とする制御手段
と、制御手段に照明負荷の光出力を設定する調光信号を
与える調光手段とを備え、調光信号のパラメータの変化
に対して照明負荷の光出力が非線形的に変化する照明負
荷制御装置において、調光手段の調光操作部の操作量に
対して照明負荷の光出力が比例的に変化するように、調
光操作部の操作量に対して調光信号のパラメータを非線
形的に変化させる補正手段を調光手段に設けたことを特
徴とする照明負荷制御装置。
【請求項２】高周波変換回路から得られる高周波電圧は
放電灯を含む共振回路に印加され、制御手段は高周波変
換回路におけるスイッチング素子のオン幅を制御する手
段であることを特徴とする請求項１記載の照明負荷制御
装置。
【請求項３】補正手段は調光操作部の操作量に対する調
光信号のパラメータの変化を、最大調光レベル近傍では
大きく、最小調光レベル近傍では小さくする手段である
ことを特徴とする請求項２記載の照明負荷制御装置。