JPH02284391A - Lighting load controlling device - Google Patents
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- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、照明負荷を高周波で調光点灯させる照明負荷
制御装置に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial Application Field] The present invention relates to a lighting load control device that dims and lights up a lighting load at high frequency.
［従来の技術］
第１０図は従来の照明負荷制御装置の概略構成を示して
いる。この装置にあっては、複数の蛍光灯照明器具２０
の電源入力側にトライアック等の位相制御素子を含んだ
調光器４０を介挿し、調光器４０の調光操作部（例えば
可変抵抗器ＶＲ）を操作することにより、蛍光灯照明器
具２０の光出力を制御するものである。ｌ、は調光レベ
ルとは無関係に交流電源ＡＣの電源電圧をそのまま蛍光
灯照明器具２０のフィラメント予熱回路部に送るための
予熱用配線である。[Prior Art] FIG. 10 shows a schematic configuration of a conventional lighting load control device. In this device, a plurality of fluorescent lighting fixtures 20
By inserting a dimmer 40 including a phase control element such as a triac on the power input side of the dimmer 40 and operating the dimming operation part (for example, a variable resistor VR) of the dimmer 40, the fluorescent lamp lighting equipment 20 can be adjusted. It controls the light output. 1 is a preheating wiring for sending the power supply voltage of the AC power source AC as it is to the filament preheating circuit section of the fluorescent lighting fixture 20, regardless of the dimming level.
この種の位相制御式の調光システムは、比較的安価に構
成できる反面、調光用の位相制御素子が必要であり、位
相制御により電源電圧の半サイクル内を電流通電区間と
電流体止区間とに大きく２分するので、入力電流波形に
歪みが生じるという問題があり、また、蛍光灯照明器具
２０への入力電圧を低減することになるので、蛍光灯照
明器具２０で安定した電圧を確保しに＜＜、蛍光灯照明
器具２０における各種の制御が難しくなる０例えば、第
１０図に示す装置では、安定した予熱電圧を得るために
、予熱用配線！、を別設して、調光器４０の出力側を３
線としている。また、位相制御により電源電圧波形の立
ち上がりが急峻になるため、騒音（及び雑音）レベルが
大きくなる。Although this type of phase-controlled dimming system can be constructed relatively inexpensively, it requires a phase control element for dimming, and phase control allows the current-carrying section and the current-stopping section to be set within a half cycle of the power supply voltage. Since the input current waveform is largely divided into two, there is a problem that distortion occurs in the input current waveform.Also, since the input voltage to the fluorescent lighting fixture 20 is reduced, a stable voltage can be ensured in the fluorescent lighting fixture 20. For example, in the device shown in FIG. 10, in order to obtain a stable preheating voltage, it becomes difficult to perform various controls in the fluorescent lighting fixture 20. , and set the output side of the dimmer 40 to 3.
It is a line. Furthermore, because the phase control causes the power supply voltage waveform to rise steeply, the noise (and noise) level increases.
そこで、最近、第１１図に示すように、トランジスタイ
ンバータ等よりなる高周波変換回路１を安定器として使
用し、各蛍光灯照明器具２０には交流電源ＡＣの電圧を
そのまま供給し、別途調光信号線り、１３を配線して、
調光回路４から高周波変換回路１の制御回路３に調光信
号を供給し、蛍光灯照明器具２０を調光回路４における
調光操作部（例えば可変抵抗器ＶＲ）の操作に応じて任
意に調光するという、４線式の調光システムが提案され
ている。このシステムは、安定器となる高周波変換回路
１が元々トランジスタ等の制御可能なスイッチング素子
を有している点に着目し、このスイッチング素子を調光
制御に用いようとするもので、先に挙げた位相制御式の
調光システムの不都合を一挙に解決している。Therefore, recently, as shown in FIG. 11, a high frequency conversion circuit 1 consisting of a transistor inverter or the like is used as a ballast, and each fluorescent lamp lighting fixture 20 is supplied with the voltage of the AC power supply as it is, and a dimming signal is separately provided. Wire 13,
A dimming signal is supplied from the dimming circuit 4 to the control circuit 3 of the high frequency conversion circuit 1, and the fluorescent lamp lighting fixture 20 is arbitrarily controlled according to the operation of the dimming operation section (for example, variable resistor VR) in the dimming circuit 4. A four-wire dimming system has been proposed. This system focuses on the fact that the high-frequency conversion circuit 1, which serves as a ballast, originally has a controllable switching element such as a transistor, and attempts to use this switching element for dimming control. This solves all the inconveniences of phase-controlled dimming systems.
第１２図はこのような高周波変換回路を用いた調光シス
テムの具体回路図である。以下、その回路構成について
説明する。直流電源Ｅ１の両端には、主スイツチング素
子たるトランジスタＱ２．Ｑ。FIG. 12 is a specific circuit diagram of a dimming system using such a high frequency conversion circuit. The circuit configuration will be explained below. A transistor Q2, which is a main switching element, is connected to both ends of the DC power source E1. Q.
の直列回路が並列接続され、各トランジスタＱ２゜Ｑ、
にはそれぞれダイオードＤ、、Ｄ２が逆並列接続されて
いる。トランジスタＱ２の両端には、直流成分をカット
するための結合コンデンサＣｄと、負荷電流を帰還する
ための電流トランスＣＴとを介して、負荷回路が接続さ
れている。負荷回路は、放電灯よりなる照明負荷２、限
流及び共振用のインダクタし５、共振用のコンデンサＣ
２、共振及び予熱電流通電用のコンデンサＣ２を含むＬ
Ｃ共振回路にて構成されており、負荷電流は振動電流と
なる。この振動電流は電流トランスＣＴの１次巻線を介
して流れる。したがって、電流トランスＣＴの２次巻線
には、負荷回路に流れる振動電流に応じて極性の変化す
る電圧が誘起され、この誘起電圧を抵抗Ｒ２を介してト
ランジスタＱ２のベース・エミッタ間に印加して、トラ
ンジスタＱ２をスイッチングさせる。トランジスタＱ、
のベースには、制御回路３の出力信号が供給されている
。制御回路３においては、トランジスタＱ３の両端電圧
を抵抗Ｒ３、Ｒ４により検出して、トランジスタＱ、の
両端電圧が立ち下がってから所定時間トランジスタＱ３
をオンさせるものである。series circuits are connected in parallel, each transistor Q2゜Q,
diodes D, D2 are connected in antiparallel to each other. A load circuit is connected to both ends of the transistor Q2 via a coupling capacitor Cd for cutting off the DC component and a current transformer CT for feeding back the load current. The load circuit includes a lighting load 2 consisting of a discharge lamp, an inductor 5 for current limiting and resonance, and a capacitor C for resonance.
2.L including capacitor C2 for resonance and preheating current conduction
It is composed of a C resonant circuit, and the load current is an oscillating current. This oscillating current flows through the primary winding of the current transformer CT. Therefore, a voltage whose polarity changes depending on the oscillating current flowing through the load circuit is induced in the secondary winding of the current transformer CT, and this induced voltage is applied between the base and emitter of the transistor Q2 via the resistor R2. and switches the transistor Q2. transistor Q,
An output signal from the control circuit 3 is supplied to the base of the control circuit 3. In the control circuit 3, the voltage across the transistor Q3 is detected by the resistors R3 and R4, and the voltage across the transistor Q3 is detected for a predetermined period of time after the voltage across the transistor Q falls.
This is what turns on the .
この高周波変換回路１は、直流電源Ｅ、が投入されたと
きに、自励発振動作を開始するための起動回路を備えて
いる。この起動回路は電源投入によりコンデンサＣ１が
抵抗Ｒ３を介して充電され、その充電電圧が２端子サイ
リスタＱ１のブレークオーバー電圧に達すると２端子サ
イリスタＱ１がオンし、トランジスタＱコのベースに２
端子サイリスタＱ、を介してベース電流を流してトラン
ジスタＱ、を最初にオン動作させ、発振動作を開始させ
るものである。This high frequency conversion circuit 1 includes a starting circuit for starting self-excited oscillation operation when the DC power supply E is turned on. In this startup circuit, when the power is turned on, capacitor C1 is charged via resistor R3, and when the charging voltage reaches the breakover voltage of 2-terminal thyristor Q1, 2-terminal thyristor Q1 is turned on, and 2 terminals are connected to the base of transistor Q.
A base current is caused to flow through the terminal thyristor Q to first turn on the transistor Q and start oscillation.
以下、第１２図回路の動作について説明する。The operation of the circuit shown in FIG. 12 will be explained below.
電源を投入すると、起動回路によりトランジスタＱ、が
オンとなり、その両端電圧が°Ｉ Ｌ ｏＩＩＩＩ＋レ
ベルになる。これにより、制御回路３がトリガーされて
、その出力が“Ｈｉｇｈ”レベルとなり、トランジスタ
Ｑ３のオン状態が維持される。トランジスタＱ、がオン
すると、ダイオードＤ０が導通して、コンデンサＣ１は
充電されなくなるので、起動回路は停止する。このとき
、電流トランスＣＴの２次巻線は、トランジスタＱ２の
ベース・エミッタ間に逆バイアスの電圧を印加するよう
な極性に巻かれているので、トランジスタＱ２はオフ状
態を維持する０次に、調光回路４で設定された所定時間
の経過後に、制御回路３の出力は’Ｌｏｗ”レベルとな
り、トランジスタＱ、はオフ状態になる。トランジスタ
Ｑ、がオフすると、トランジスタＱ、のコレクタ電流が
減少することによりインダクタＬの残留インダクタンス
は逆の誘起電圧を発生し、インダクタし、に流れる振動
電流は同一方向に流れようとするので、ダイオードＤＩ
が導通する。When the power is turned on, the transistor Q is turned on by the startup circuit, and the voltage across it becomes the °I L OIII+ level. As a result, the control circuit 3 is triggered, its output goes to "High" level, and the on state of the transistor Q3 is maintained. When transistor Q is turned on, diode D0 becomes conductive and capacitor C1 is no longer charged, so the starting circuit stops. At this time, the secondary winding of the current transformer CT is wound with a polarity that applies a reverse bias voltage between the base and emitter of the transistor Q2, so the transistor Q2 maintains the OFF state. After the predetermined time set by the dimming circuit 4 has elapsed, the output of the control circuit 3 becomes 'Low' level, and the transistor Q turns off. When the transistor Q turns off, the collector current of the transistor Q decreases. As a result, the residual inductance of the inductor L generates a reverse induced voltage, and the oscillating current flowing through the inductor tends to flow in the same direction, so the diode DI
conducts.
また、電流トランスＣＴの２次巻線が逆の誘起電圧を発
生することにより、トランジスタＱ２が順バイアスされ
て、トランジスタＱ２はオン状態となる。ダイオードＤ
１の電流がゼロになると、コンデンサＣｄの蓄積電荷を
電源としてトランジスタＱ２に電流が流れる。このとき
、インダクタＬ１のコアは飽和磁束に向かって直線的に
磁化される。Furthermore, the secondary winding of the current transformer CT generates a reverse induced voltage, so that the transistor Q2 is forward biased, and the transistor Q2 is turned on. Diode D
When the current in transistor Q1 becomes zero, current flows through transistor Q2 using the accumulated charge in capacitor Cd as a power source. At this time, the core of the inductor L1 is linearly magnetized toward the saturation magnetic flux.
やがて、コアが飽和磁束に達すると、インダクタンスは
急激にゼロの方向に向かい、その結果、トランジスタＱ
２のコレクタ電流の時間変化分は無限大となる。トラン
ジスタＱ２のコレクタ電流がベース電流のｈｆｅ倍に達
すると、トランジスタＱ２は不飽和状態となり、電流ト
ランスＣＴから帰還されるベース電流が減少してトラン
ジスタＱ、はオフする。トランジスタＱ２がオフした後
も、インダクタＬ１に流れる振動電流は同一方向に流れ
ようとするので、ダイオードＤ２が導通し、負荷回路、
コンデンサＣｄ、直流電源Ｅ、の経路で電流が流れる。Eventually, when the core reaches saturation magnetic flux, the inductance sharply moves toward zero, resulting in transistor Q
The amount of time change in the collector current of No. 2 becomes infinite. When the collector current of the transistor Q2 reaches hfe times the base current, the transistor Q2 becomes unsaturated, the base current fed back from the current transformer CT decreases, and the transistor Q is turned off. Even after the transistor Q2 is turned off, the oscillating current flowing through the inductor L1 tends to flow in the same direction, so the diode D2 becomes conductive and the load circuit,
A current flows through the path between the capacitor Cd and the DC power supply E.
ダイオードＤ２が導通すると、トランジスタＱ、の両端
電圧はゼロになるので、制御回路３がトリガーされて、
制御回路３の出力が“Ｈｉｇｈ”レベルになり、トラン
ジスタＱ、は順バイアスされる。ダイオードＤ２に流れ
る振動電流がゼロになった後は、直流電源Ｅ、より、コ
ンデンサＣｄ、負荷回路、トランジスタＱ、の経路で電
流が流れる。以下、上述の動作を繰り返すことにより、
インバータの発振動作が継続される。When the diode D2 conducts, the voltage across the transistor Q becomes zero, so the control circuit 3 is triggered,
The output of the control circuit 3 becomes "High" level, and the transistor Q is forward biased. After the oscillating current flowing through the diode D2 becomes zero, a current flows from the DC power supply E through the path of the capacitor Cd, the load circuit, and the transistor Q. By repeating the above operations,
The oscillation operation of the inverter continues.
調光回路４から制御回路３に供給される調光信号として
は、周波数が一定で、オン・デユーティ（１周期に占め
るオン時間の割合）が可変とされた信号が用いられる。As the dimming signal supplied from the dimming circuit 4 to the control circuit 3, a signal having a constant frequency and a variable on-duty (ratio of on-time to one cycle) is used.
第１３図は、調光回路４に設けられた可変抵抗ＶＲの操
作量と、調光回路４から出力される調光信号のオン・デ
ユーティとの関係を示している。つまり、調光用の可変
抵抗ＶＲを最小値と最大値の間で変化させると、調光信
号のオン・デユーティは０％〜１００％の範囲で直線的
に変化する。FIG. 13 shows the relationship between the amount of operation of the variable resistor VR provided in the dimming circuit 4 and the on-duty of the dimming signal output from the dimming circuit 4. That is, when the dimming variable resistor VR is changed between the minimum value and the maximum value, the on-duty of the dimming signal changes linearly in the range of 0% to 100%.
第１２図の装置における制御回路３は、上述のようなオ
ン・デユーティが可変とされた調光信号を調光回路４か
ら供給されて、調光制御を行うものである。この制御回
路３は汎用の集積回路（例えば日本電気製μＰＤ４５３
８）よりなる単安定マルチバイブレータＩＣ，を備えて
いる。この単安定マルチバイブレータＩＣ，は、立ち下
がりトリガー入力端子Ｂが’Ｈｉｇｈ”レベルから“Ｌ
ｏｗ”レベルに変化した後、一定時間は出力端子Ｑが“
Ｈｉｇｈ”レベル、出力端子ｑが“Ｌｏ−”レベルとな
る０本実施例にあっては、トランジスタＱ、の両端電圧
を抵抗Ｒｓ 、 Ｒ４の直列回路で分圧することにより
検出し、単安定マルチバイブレータＩＣ＋のトリガー信
号としている。単安定マルチバイブレータＩＣ１の出力
端子Ｑが“Ｈｉｇｈ”レベルに゛なる時間（出力端子ｑ
が“ＬＯ−”レベルになる時間）は、抵抗Ｒ７とコンデ
ンサＣ４の時定数で決定される。出力端子Ｑは駆動用の
トランジスタＱ、のベースに接続され、出力端子ｑは駆
動用のトランジスタＱ、のベースに接続されている。ト
ランジスタＱ４のコレクタは直流電源Ｅ２の正極に、ト
ランジスタＱ５のエミッタは直流電源Ｅ２の負極に、そ
れぞれ接続され、トランジスタＱ、のエミッタとトラン
ジスタＱ５のコレクタは、トランジスタＱ、のベースに
接続されている。したがって、単安定マルチバイブレー
タＩ Ｃ＋は、トランジスタＱ、のオン期間を決めるた
めのタイマー回路として動作する。単安定マルチバイブ
レータＩＣ，の時定数設定用の抵抗ＲｓとコンデンサＣ
４の接続点には、ダイオードＤ、及び抵抗Ｒ６を介して
オペアンプＩＣ２の出力が接続されている。オペアンプ
ＩＣ２は反転入力端子を出力端子に接続されたインピー
ダンス変換器であり、非反転入力端子に印加されたコン
デンサＣ５の電圧を低インピーダンス化して出力する。The control circuit 3 in the apparatus shown in FIG. 12 is supplied with a dimming signal having a variable on-duty as described above from the dimming circuit 4, and performs dimming control. This control circuit 3 is a general-purpose integrated circuit (for example, NEC μPD453
8) is equipped with a monostable multivibrator IC consisting of: This monostable multivibrator IC has a falling trigger input terminal B that changes from 'High' level to 'Low' level.
After changing to the “ow” level, the output terminal Q remains “ow” for a certain period of time.
In this embodiment, the voltage across the transistor Q is detected by dividing the voltage across the transistor Q by a series circuit of resistors Rs and R4, and the output terminal q is detected as a monostable multivibrator. It is used as the trigger signal for IC+.The time for the output terminal Q of the monostable multivibrator IC1 to become “High” level (output terminal q
The time for which the signal reaches the "LO-" level) is determined by the time constant of the resistor R7 and the capacitor C4. The output terminal Q is connected to the base of the driving transistor Q, and the output terminal q is connected to the base of the driving transistor Q. The collector of transistor Q4 is connected to the positive pole of DC power supply E2, the emitter of transistor Q5 is connected to the negative pole of DC power supply E2, and the emitter of transistor Q and the collector of transistor Q5 are connected to the base of transistor Q. . Therefore, monostable multivibrator IC+ operates as a timer circuit for determining the on-period of transistor Q. Resistor Rs and capacitor C for setting the time constant of monostable multivibrator IC
The output of the operational amplifier IC2 is connected to the connection point 4 via a diode D and a resistor R6. The operational amplifier IC2 is an impedance converter having an inverting input terminal connected to an output terminal, and outputs the voltage of the capacitor C5 applied to the non-inverting input terminal with a low impedance.
コンデンサＣ６には電荷放電用の抵抗Ｒ７が並列接続さ
れており、オペアンプＩＣ，の出力電圧により充電され
る。オペアンプＩＣ，は反転入力端子を出力端子に接続
されたインピーダンス変換器であり、非反転入力端子に
印加されたコンデンサＣ６の電圧を低インピーダンス化
して出力する。A charge discharging resistor R7 is connected in parallel to the capacitor C6, and is charged by the output voltage of the operational amplifier IC. The operational amplifier IC is an impedance converter having an inverting input terminal connected to an output terminal, and outputs the voltage of the capacitor C6 applied to the non-inverting input terminal with a low impedance.
コンデンサＣ，は、トランジスタＱ、、Ｑ、を含むカレ
ントミラー回路８からの定電流により充電され、両端に
並列接続されたトランジスタＱ、がオンしたときに、電
荷を放電される。カレントミラー回路８からコンデンサ
Ｃ６に供給される定電流は、直流電源Ｅ２からトランジ
スタＱ！を介して抵抗Ｒｓに流れる電流と同じとなる。Capacitor C is charged by a constant current from a current mirror circuit 8 including transistors Q, , Q, and is discharged when transistor Q connected in parallel to both ends is turned on. The constant current supplied from the current mirror circuit 8 to the capacitor C6 is supplied from the DC power supply E2 to the transistor Q! The current is the same as the current flowing through the resistor Rs.
トランジスタＱ６のベースには、直流電源Ｅ２の電圧を
抵抗Ｒ＋ １１１ Ｒ＊により分圧して得られた電圧に
より順バイアスが与えられる。抵抗Ｒ１の両端にはトラ
ンジスタＱ。A forward bias is applied to the base of the transistor Q6 by a voltage obtained by dividing the voltage of the DC power supply E2 by a resistor R+ 111 R*. A transistor Q is connected to both ends of the resistor R1.
が並列接続されており、トランジスタＱ、が調光回路４
の出力によりオンされたときには、トランジスタＱ６の
順バイアスは消失し、トランジスタＱ６はオフする。こ
のとき、コンデンサＣ＠はカレントミラー回路８からの
定電流により充電され、その充電電圧Ｖ、は直線的に上
昇する。コンデンサＣ１の充電電圧Ｖ、の波形は、周波
数が一定で、電圧上昇期間が調光信号におけるオン時間
幅に等しい三角波となる。したがって、調光信号におけ
るオン時間幅が長くなるにつれて、コンデンサＣ６の充
電電圧Ｖ１のピーク値は高くなる。オペアンプＩＣ２，
ＩＣ３とコンデンサＣｓ及び抵抗Ｒ７は、コンデンサＣ
＠の充電電圧■１のピーク保持回路を構成しており、そ
の出力電圧Ｖ２は、コンデンサＣ６の充電電圧ｖ１のピ
ークの直流電圧となる。このため、出力電圧■２は、調
光回路４の調光信号におけるオン・デユーティに比例し
て、直線的に変化する電圧となる。また、抵抗Ｒ１は制
御抵抗であり、上記出力電圧■２により抵抗Ｒ２と並列
的に電流経路を形成し、出力電圧ｖ２の上昇に応じてコ
ンデンサＣ４の充電電流を増加させて、単安定マルチバ
イブレータＩＣ１の時定数を小さく制御するものである
。are connected in parallel, and the transistor Q is the dimmer circuit 4.
When the transistor Q6 is turned on by the output, the forward bias of the transistor Q6 disappears and the transistor Q6 is turned off. At this time, the capacitor C@ is charged by a constant current from the current mirror circuit 8, and its charging voltage V increases linearly. The waveform of the charging voltage V of the capacitor C1 is a triangular wave with a constant frequency and a voltage rise period equal to the on-time width of the dimming signal. Therefore, as the on-time width of the dimming signal becomes longer, the peak value of the charging voltage V1 of the capacitor C6 becomes higher. operational amplifier IC2,
IC3, capacitor Cs and resistor R7 are capacitor C
It constitutes a peak holding circuit for the charging voltage (1) of @, and its output voltage V2 is the peak DC voltage of the charging voltage v1 of the capacitor C6. Therefore, the output voltage (2) becomes a voltage that changes linearly in proportion to the on-duty of the dimming signal of the dimming circuit 4. In addition, the resistor R1 is a control resistor, which forms a current path in parallel with the resistor R2 according to the output voltage (v2), and increases the charging current of the capacitor C4 in accordance with the rise in the output voltage v2, thereby creating a monostable multivibrator. This is to control the time constant of IC1 to be small.
［発明が解決しようとする課題］
第１２図に示す装置を用いて照明負荷２の光出力を制御
した場合における調光回路４からの調光信号のオン・デ
ユーティと、光出力（ランプ電流）との関係を第１４図
に示す、同図から明らがなように、調光信号のオン・デ
ユーティの変化に対して光出力は非線形的な変化を示す
、したがって、調光回路４における調光用の可変抵抗Ｖ
Ｒの操作量に対して、照明負荷２の光出力は、第１５図
に示すように非線形的に変化する。そして、調光信号の
オン・デユーティが小さいとき、つまり光出力が大きい
ときには、調光操作に対して光出力は変化しに＜＜、調
光信号のオン・デユーティが大きいとき、つまり光出力
が小さいときには、少しの調光操作に対して光出力は大
きく変化する。それ故、所望の光出力を得るための調光
操作が難しく、また、多灯を一斉に点灯させたときに、
回路のばらつきによっては、光出力に著しいばらつきが
生じるなどの問題がある。[Problems to be Solved by the Invention] On-duty of the dimming signal from the dimming circuit 4 and light output (lamp current) when controlling the light output of the lighting load 2 using the device shown in FIG. As is clear from the figure, the optical output shows a nonlinear change with respect to a change in the on-duty of the dimming signal. Variable resistance V for light
With respect to the manipulated variable R, the light output of the lighting load 2 changes nonlinearly as shown in FIG. 15. When the on-duty of the dimming signal is small, that is, when the light output is large, the light output does not change in response to the dimming operation. When the on-duty of the dimming signal is large, that is, when the light output is When it is small, the light output changes greatly with a small dimming operation. Therefore, it is difficult to control the light to obtain the desired light output, and when multiple lights are turned on at the same time,
There are problems such as significant variations in optical output depending on circuit variations.
第１６図はトランジスタＱ３のコレクタ電流Ｉｅの波形
と、ベース電圧ｖｂの波形を示している。FIG. 16 shows the waveform of the collector current Ie and the waveform of the base voltage vb of the transistor Q3.
このように、トランジスタＱ、のコレクタ電流Ｉｃの波
形は、時間軸に対して非線形な電流波形になっている。In this way, the waveform of the collector current Ic of the transistor Q is a current waveform that is nonlinear with respect to the time axis.
これは、トランジスタＱ、のコレクタ電流■ｃが、負荷
を含む共振電流波形の一部になっているからである。し
たがって、トランジスタＱ３の導通期間を線形的に変化
させても負荷に流れる電流の変化は線形的ではなくなる
。第１７図はトランジスタＱ、のベース電圧ｖｂを０．
ＩＴの期間ずつ変化させた場合におけるコレクタ電流Ｉ
ｃの変化例を示している。第１７図から明らかなように
、トランジスタＱ、の導通期間がＴ〜０．８Ｔの範囲で
は、トランジスタＱ３のコレクタ電流１ｃの波形は余り
変化しておらず、０．６〜０．４Ｔの範囲では、同じよ
うに０．ＩＴずつ制御しているにも拘わらず、トランジ
スタＱ、のコレクタ電流Ｉｃの波形は大きく変化してい
る。This is because the collector current (c) of the transistor Q is part of the resonant current waveform including the load. Therefore, even if the conduction period of transistor Q3 is changed linearly, the current flowing through the load will not change linearly. In FIG. 17, the base voltage vb of the transistor Q is set to 0.
Collector current I when changing by IT period
An example of a change in c is shown. As is clear from FIG. 17, the waveform of the collector current 1c of transistor Q3 does not change much when the conduction period of transistor Q is in the range of T to 0.8T, and in the range of 0.6 to 0.4T. Then, in the same way, 0. Although each IT is controlled, the waveform of the collector current Ic of the transistor Q changes greatly.
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、調光操作部の操作量に対して照
明負荷の光出力をほぼ比例的に変化させることが可能な
照明負荷制御装置を提供することにある。The present invention has been made in view of these points, and its purpose is to provide a lighting device that can change the light output of a lighting load almost proportionally to the amount of operation of a dimming operation unit. An object of the present invention is to provide a load control device.
［課題を解決するための手段］
本発明にあっては、上記の課題を解決するために、調光
回路４における調光操作部（例えば調光用の可変抵抗Ｖ
Ｒ）の操作量と、調光信号のパラメータ（例えばオン・
デユーティ）との関係を、第１図に示すような非線形的
な関係としている。これによって、最終的には調光操作
部の操作量と光出力との関係は、第２図に示すように、
比例的な関係とすることができ、操作性を良くすること
ができるものである。[Means for Solving the Problems] In the present invention, in order to solve the above problems, the dimming operation section (for example, the variable resistor V for dimming) in the dimming circuit 4
R) and the parameters of the dimming signal (for example, on/off).
(duty) is a non-linear relationship as shown in FIG. As a result, the relationship between the amount of operation of the dimming operation unit and the light output is finally determined as shown in Fig. 2.
This allows for a proportional relationship and improves operability.
Ｃ作用］
つまり、本発明にあっては、調光信号のパラメータが大
きく変化しても光出力の変化が小さい調光範囲では、調
光操作部のわずかな操作に対して調光信号のパラメータ
が大きく変化し、反対に、調光信号のパラメータが少し
変化しただけで光出力が大きく変化する調光範囲では、
調光操作部の操作量に対する調光信号のパラメータの変
化を小さくするように補正しているので、全体として見
れば、調光操作部の操作量と光出力との関係をほぼ比例
的な関係とすることができるものである。C effect] In other words, in the present invention, in the dimming range where the change in light output is small even if the parameters of the dimming signal change greatly, the parameters of the dimming signal change in response to a slight operation of the dimming operation section. In the dimming range, where the light output changes significantly, and conversely, even a small change in the parameters of the dimming signal causes a large change in the light output.
Since the change in the parameter of the dimming signal with respect to the operation amount of the dimming operation unit is corrected to be small, when viewed as a whole, the relationship between the operation amount of the dimming operation unit and the light output is almost proportional. This is something that can be done.
なお、本発明の照明負荷制御装置は、第１１図に示すよ
うに、多数の照明器具２０を１つの調光回路４で調光制
御する場合に特に適するものである。なぜなら、補正手
段を照明器具２０の側に設けると、多数の照明器具２０
にそれぞれ補正手段を設ける必要があるが、調光回路４
の側に補正手段を設ければ、多数の照明器具２０に補正
手段を設ける必要がなくなり、１つの調光回路４にのみ
補正手段を設ければ良いからである。The lighting load control device of the present invention is particularly suitable for controlling the dimming of a large number of lighting fixtures 20 with one dimming circuit 4, as shown in FIG. This is because if the correction means is provided on the lighting equipment 20 side, a large number of lighting equipment 20
It is necessary to provide correction means for each of the dimmer circuits 4 and 4.
This is because if the correction means is provided on the side, there is no need to provide correction means in a large number of lighting fixtures 20, and it is only necessary to provide the correction means in one dimming circuit 4.
［実施例１］
第３図は本発明の第１実施例に用いる調光回路４の回路
図であり、第４図はその動作波形図である。以下、本実
施例に用いる調光回路４の回路構成について説明する。[Embodiment 1] FIG. 3 is a circuit diagram of the dimming circuit 4 used in the first embodiment of the present invention, and FIG. 4 is an operating waveform diagram thereof. The circuit configuration of the dimming circuit 4 used in this embodiment will be described below.
直流電源Ｅ、は可変抵抗ＶＲにより分圧されて、基準電
圧ＶｒとしてコンパレータＩＣ，の非反転入力端子に印
加される。直流電源Ｅ、により給電される三角波発振器
９は、コンデンサと、このコンデンサを直流電源Ｅ、か
らの電流により充電する抵抗、及び、コンデンサの充電
電圧が所定電圧に達すると、コンデンサを放電させるス
イッチング回路よりなり、コンデンサに得られる電圧Ｖ
ｃをコンパレータＩＣ，の反転入力端子に印加する。こ
の三角波発振器９により得られる電圧Ｖｃは厳密な三角
波ではなく、第４図に示すように、時間軸に対して非線
形的に上昇する電圧とされている。コンパレータＩＣ２
の出力端子は、抵抗Ｒ１，を介してトランジスタＱ ｒ
＋のベースに接続されている。トランジスタＱ ＋
＋のエミッタは直流電源Ｅ３の負極に接続され、コレク
タは抵抗Ｒ１４を介して直流電源Ｅ、の正極に接続され
ると共に、抵抗Ｒ１ｓを介してトランジスタＱ ＋２の
ベースに接続されている。トランジスタＱ ＋ ２のコ
レクタは直流電源Ｅ２の正極に接続され、エミッタは抵
抗Ｒ＋ｓを介して直流電源Ｅ、の負極に接続されている
。そして、抵抗Ｒ４の両端から調光信号Ｓｎが得られる
。つまり、トランジスタＱ ＋ ＋と抵抗Ｒ，３，Ｒ１
によりエミッタ接地型の反転増幅回路を構成しており、
トランジスタＱ１□と抵抗Ｒ１５゜Ｒ＋ｓによりコレク
タ接地（エミッタホロア）型のインピーダンス変換回路
を構成している。なお、調光回路４の出力段にインピー
ダンス変換回路を配しているのは、制御回路３と調光回
路４とを接続する調光信号線が長く延長されることが多
いので、調光信号の減衰を防止するために、調光信号を
低インピーダンス化しているものである０本実施例にお
いて、調光回路４以外の主点灯回路の構成や制御回路３
の構成等については、第１２図に示す従来例と同様であ
る。The DC power supply E is divided by a variable resistor VR and applied as a reference voltage Vr to the non-inverting input terminal of the comparator IC. The triangular wave oscillator 9, which is powered by a DC power source E, includes a capacitor, a resistor that charges the capacitor with a current from the DC power source E, and a switching circuit that discharges the capacitor when the charging voltage of the capacitor reaches a predetermined voltage. The voltage V obtained across the capacitor is
c is applied to the inverting input terminal of the comparator IC. The voltage Vc obtained by the triangular wave oscillator 9 is not a strict triangular wave, but is a voltage that increases nonlinearly with respect to the time axis, as shown in FIG. Comparator IC2
The output terminal of is connected to the transistor Q r via the resistor R1.
It is connected to the base of +. Transistor Q+
The emitter of + is connected to the negative pole of the DC power supply E3, and the collector is connected to the positive pole of the DC power supply E through a resistor R14, and to the base of the transistor Q+2 through a resistor R1s. The collector of transistor Q + 2 is connected to the positive pole of DC power supply E2, and the emitter is connected to the negative pole of DC power supply E through resistor R+s. Then, a dimming signal Sn is obtained from both ends of the resistor R4. In other words, transistor Q + + and resistor R, 3, R1
This constitutes a common emitter type inverting amplifier circuit.
The transistor Q1□ and the resistor R15°R+s constitute a common collector (emitter follower) type impedance conversion circuit. The impedance conversion circuit is arranged at the output stage of the dimmer circuit 4 because the dimmer signal line connecting the control circuit 3 and the dimmer circuit 4 is often extended long. In this embodiment, the configuration of the main lighting circuit other than the dimmer circuit 4 and the control circuit 3
The configuration and the like are the same as the conventional example shown in FIG.
以下、第４図を参照しながら本実施例の動作について説
明する。第４図（ａ）は可変抵抗器ＶＲから得られる基
準電圧Ｖｒと、三角波発振器９から得られる電圧Ｖｃと
の関係を示している。基準電圧■「は高い電圧ｖＨから
低い電圧ｖＬまで連続的に設定することができる。三角
波発振器９かち得られる電圧Ｖｃが基準電圧■「以下で
あるときには、コンパレータＩｃ＠の出力端子は“Ｈｉ
ｇｈ”レベルとなるので、トランジスタＱＩＩはオンと
なり、そのコレクタ電位が降下して、調光信号Ｓｎは“
Ｌｏｗレベルとなる。一方、三角波発振器９から得られ
る電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒよりも高くなると、コンパレ
ータＩｃｅの出力端子は“Ｌｏｗ″レベルとなるので、
トランジスタＱ ＋ ＋はオフとなり、そのフレフタ電
位が上昇して、調光信号Ｓｎは“Ｈｉｇｈ”レベルとな
る。これにより、第４図（ｂ） 、 （ｃ）に示すよう
な調光信号Ｓｎが得られる。同図（ｂ）は基準電圧Ｖ「
が高い電圧ｖＨである場合の調光信号Ｓｎであり、オン
・デユーティが小さい、また、同図（ｃ）は基準電圧Ｖ
ｒが低い電圧ｖＬである場合の調光信号Ｓｎであり、オ
ン・デユーティが大きい、基準電圧Ｖｒは可変抵抗ＶＲ
を操作することにより高い電圧ｖＨから低い電圧ｖＬま
での任意の電圧に設定することができるので、調光信号
Ｓｎのオン・デユーティは同図（ｂ）に示す最小値から
同図（ｃ）に示す最大値までの任意の大きさに設定する
ことができるものである。The operation of this embodiment will be explained below with reference to FIG. FIG. 4(a) shows the relationship between the reference voltage Vr obtained from the variable resistor VR and the voltage Vc obtained from the triangular wave oscillator 9. The reference voltage " can be set continuously from a high voltage vH to a low voltage vL. When the voltage Vc obtained from the triangular wave oscillator 9 is less than the reference voltage ", the output terminal of the comparator Ic@ becomes "Hi".
gh” level, the transistor QII turns on, its collector potential drops, and the dimming signal Sn becomes “
It becomes Low level. On the other hand, when the voltage Vc obtained from the triangular wave oscillator 9 becomes higher than the reference voltage Vr, the output terminal of the comparator Ice becomes "Low" level.
Transistor Q + + is turned off, its flipter potential rises, and the dimming signal Sn becomes "High" level. As a result, the dimming signal Sn as shown in FIGS. 4(b) and 4(c) is obtained. The figure (b) shows the reference voltage V'
This is the dimming signal Sn when the voltage VH is high, and the on-duty is small.
This is the dimming signal Sn when r is a low voltage vL, the on-duty is large, and the reference voltage Vr is a variable resistor VR.
can be set to any voltage from a high voltage vH to a low voltage vL by manipulating , so the on-duty of the dimming signal Sn changes from the minimum value shown in Figure (b) to the value shown in Figure (c). It can be set to any size up to the maximum value shown.
ところで、本実施例にあっては、可変抵抗器■Ｒとして
、操作量に対して抵抗値が比例的に変化するＢタイプを
使用している。したがって、コンパレータＩＣ，に入力
される基準電圧Ｖｒは、可変抵抗器ＶＲの操作量に対し
て比例的に変化する。By the way, in this embodiment, as the variable resistor (R), a B type whose resistance value changes proportionally to the manipulated variable is used. Therefore, the reference voltage Vr input to the comparator IC changes proportionally to the manipulated variable of the variable resistor VR.
一方、三角波発振器９から得られる電圧Ｖｅは時同軸に
対して非線形的に変化するので、可変抵抗器ＶＲの操作
量に対してオン・デユーティは非線形的に変化する。つ
まり、調光信号のオン・デユーティが小さいとき（第４
図（ｂ）参照）には、可変抵抗器ＶＲの操作量に対する
オン・デユーティの変化は大きく、オン・デユーティが
大きいときく第４図（ｃ）参照）には、可変抵抗器ＶＲ
の操作量に対するオン・デユーティの変化は小さくなる
。これにより、可変抵抗器ＶＲの操作量と調光信号のオ
ン・デユーティとの関係は、第１図に示すようになるの
で、可変抵抗器ＶＲの操作量に対する光出力の変化は第
２図に示すように比例的となり、調光操作が容易となる
ものである。On the other hand, since the voltage Ve obtained from the triangular wave oscillator 9 changes nonlinearly with respect to the time axis, the on-duty changes nonlinearly with respect to the manipulated variable of the variable resistor VR. In other words, when the on-duty of the dimming signal is small (the fourth
(See Figure 4(b)), the change in the on-duty with respect to the manipulated variable of the variable resistor VR is large, and when the on-duty is large (see Figure 4(c)),
The change in on-duty with respect to the amount of operation becomes small. As a result, the relationship between the manipulated variable of the variable resistor VR and the on-duty of the dimming signal is as shown in Figure 1, and the change in optical output with respect to the manipulated variable of the variable resistor VR is shown in Figure 2. As shown, the light intensity is proportional and the dimming operation is easy.
なお、本実施例に用いる調光回路４にあっては、三角波
発振器９の発振出力と可変抵抗器ＶＲによる分圧出力と
をコンパレータＩＣ，により比較して、オン・デユーテ
ィ可変の調光信号を発生させているが、調光操作量と調
光信号のオン・デユーティとが第１図に示すような関係
になる回路であれば、どのような回路を用いても良いこ
とは言うまでもない。In the dimming circuit 4 used in this embodiment, the oscillation output of the triangular wave oscillator 9 and the divided voltage output of the variable resistor VR are compared by a comparator IC to generate a dimming signal with variable on-duty. However, it goes without saying that any circuit may be used as long as the dimming operation amount and the on-duty of the dimming signal have a relationship as shown in FIG.
［実施例２］ 第５図は本発明の第２実施例の回路図である。[Example 2] FIG. 5 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention.
本実施例は、調光回路４からの調光信号がアナログ的な
信号電圧である場合に本発明を適用したものである。調
光回路４から得られる信号電圧■３は、オペアンプＩＣ
，よりなるインピーダンス変換器（バッファアンプ）に
より低インピーダンス化されて、コンパレータＩＣ，の
反転入力端子に印加される。コンパレータＩ Ｃ４の非
反転入力端子には、コンデンサＣ６の充電電圧■１が印
加されている。コンデンサＣ６の充電電圧■１は、カレ
ントミラー回路８から供給される定電流により一定速度
で上昇する。この充電電圧ｖ１が調光回路４からの信号
電圧ｖ３よりも高くなると、コンパレータＩＣ，の出力
端子は“Ｌｏｗ”レベルから“Ｈｉｇｈ″レベルに変化
する。これにより、コンデンサＣ７が抵抗Ｒ１１を介し
て充電され、その充電電圧によりトランジスタＱ、。が
オンされて、コンデンサＣ６が放電され、充電電圧■１
が下がる。これにより、コンパレータＩＣ，の出力端子
は“Ｈｉｇｈ”レベルから“Ｌｏｗ”レベルに変化する
が、トランジスタＱ ＋ 。In this embodiment, the present invention is applied when the dimming signal from the dimming circuit 4 is an analog signal voltage. The signal voltage ■3 obtained from the dimming circuit 4 is the operational amplifier IC.
, is reduced in impedance by an impedance converter (buffer amplifier) consisting of , and applied to the inverting input terminal of the comparator IC. The charging voltage ■1 of the capacitor C6 is applied to the non-inverting input terminal of the comparator IC4. The charging voltage (1) of the capacitor C6 increases at a constant speed due to the constant current supplied from the current mirror circuit 8. When this charging voltage v1 becomes higher than the signal voltage v3 from the dimming circuit 4, the output terminal of the comparator IC changes from the "Low" level to the "High" level. As a result, capacitor C7 is charged via resistor R11, and the charging voltage causes transistor Q to be charged. is turned on, the capacitor C6 is discharged, and the charging voltage ■1
goes down. As a result, the output terminal of the comparator IC changes from the "High" level to the "Low" level, but the output terminal of the comparator IC changes from the "High" level to the "Low" level.
をオンさせるのに要する順バイアス電圧はコンデンサＣ
７により暫時保持され、コンデンサＣ６の放電を終える
までは、トランジスタＱｌｏはオン状態を維持する。そ
の後、コンデンサＣ７はトランジスタＱ、。と抵抗Ｒ１
２により放電され、トランジスタＱ＋ｏがオフとなり、
コンデンサＣ６の電圧は再び上昇する。これにより、コ
ンデンサＣｉには三角波電圧が得られる。その他の構成
及び動作については、第１２図従来例と同様である。The forward bias voltage required to turn on capacitor C
7, and the transistor Qlo remains on until the capacitor C6 finishes discharging. Capacitor C7 is then replaced by transistor Q. and resistance R1
2, the transistor Q+o turns off,
The voltage on capacitor C6 rises again. As a result, a triangular wave voltage is obtained at the capacitor Ci. Other configurations and operations are the same as those of the conventional example shown in FIG.
第６図は本実施例において用いる調光回路４の回路図で
ある。この調光回路４にあっては、直流電源Ｅ３の正極
に可変抵抗器ＶＲの一端を接続し、負極に可変抵抗器Ｖ
Ｒの他端を接続し、可変抵抗器ＶＲの一端と摺動子（ス
ライダー）の間に特性補正用の固定抵抗ｒを並列接続し
たものであり、可変抵抗器ＶＲの摺動子と直流電源Ｅ、
の負極との間に調光信号電圧Ｖ、を得ている。可変抵抗
器■Ｒとしては、操作量に対して抵抗値が比例的に変化
するＢタイプを使用しているが、特性補正用の固定抵抗
ｒを並列接続しているので、可変抵抗器ＶＲの操作量と
調光信号電圧Ｖ、との関係は第７図に示すように非線形
的となる。一方、第５図に示す制御回路３を用いた場合
、調光回路４から得られる調光信号電圧Ｖ、と照明負荷
２の光出力との関係は第８図に示すように非線形的とな
る。このため、第７図に示す非線形的な特性と第８図に
示す非線形的な特性とが相殺し合って、調光用の可変抵
抗器ＶＲの操作量と照明負荷２の光出力との関係は、第
９図に示すように比例的となり、調光操作が容易となる
ものである。FIG. 6 is a circuit diagram of the dimming circuit 4 used in this embodiment. In this dimming circuit 4, one end of the variable resistor VR is connected to the positive terminal of the DC power supply E3, and the variable resistor V is connected to the negative terminal of the DC power supply E3.
The other end of R is connected, and a fixed resistor r for characteristic correction is connected in parallel between one end of variable resistor VR and a slider (slider). E,
A dimming signal voltage V is obtained between the negative electrode and the negative electrode. As the variable resistor ■R, we use type B, whose resistance value changes proportionally to the manipulated variable, but since a fixed resistor r for characteristic correction is connected in parallel, the variable resistor VR The relationship between the manipulated variable and the dimming signal voltage V is non-linear as shown in FIG. On the other hand, when the control circuit 3 shown in FIG. 5 is used, the relationship between the dimming signal voltage V obtained from the dimming circuit 4 and the light output of the lighting load 2 becomes non-linear as shown in FIG. . Therefore, the nonlinear characteristics shown in FIG. 7 and the nonlinear characteristics shown in FIG. is proportional as shown in FIG. 9, and the light adjustment operation becomes easy.
上述の実施例においては、高周波変換回路１としてハー
フブリッジ式のインバータ回路を使用しているが、これ
に限らず、一方式のインバータ回路や定電流チョークを
備えるプッシュプル式のインバータ回路、又はその他の
インバータ回路を用いても良い、さらに、インバータ回
路の制御方式についてもデユーアイ制御についてのみ説
明したが、周波数制御や、その他の制御方式を用いても
良い。In the above embodiment, a half-bridge type inverter circuit is used as the high frequency conversion circuit 1, but the invention is not limited to this, and a one-sided type inverter circuit, a push-pull type inverter circuit equipped with a constant current choke, or other types may be used. Furthermore, although only dual-eye control has been described as a control method for the inverter circuit, frequency control or other control methods may also be used.
［発明の効果］
本発明に係る照明負荷制御装置にあっては、調光手段に
おける調光操作部の操作量に対して照明負荷の光出力が
比例的に変化するように、調光操作部の操作量に対して
調光信号のパラメータを非線形的に変化させる補正手段
を調光手段に設けたから、所望の光出力を得るための調
光操作を容易に行うことができるという効果がある。[Effects of the Invention] In the lighting load control device according to the present invention, the light control section is configured such that the light output of the lighting load changes proportionally to the amount of operation of the light control section in the light control means. Since the dimming means is provided with a correction means that non-linearly changes the parameters of the dimming signal with respect to the operation amount, there is an effect that the dimming operation for obtaining a desired light output can be easily performed.
なお、照明負荷とその制御手段が多数存在し、これらに
１つの調光手段から調光信号を与える場合に本発明を適
用すれば、補正手段が１つで済むという利点が得られる
。It should be noted that if the present invention is applied to a case where there are a large number of lighting loads and their control means, and a dimming signal is given to them from one dimming means, an advantage can be obtained that only one correction means is required.
第１図及び第２図は本発明の動作説明図、第３図は本発
明の第１実施例に用いる調光回路の回路図、第４図は同
上の動作波形図、第５図は本発明の第２実施例の回路図
、第６図は同上に用いる調光回路の回路図、第７図乃至
第９図は同上の動作説明図、第１０図は従来例の回路図
、第１１図は他の従来例の回路図、第１２図は別の従来
例の回路図、第１３図乃至第１７図は同上の動作説明図
である。
１は高周波変換回路、２は照明負荷、３は制御回路、４
は調光回路、９は三角波発振器、ｒは補正用の固定抵抗
である。
第１図1 and 2 are explanatory diagrams of the operation of the present invention, FIG. 3 is a circuit diagram of a dimming circuit used in the first embodiment of the present invention, FIG. 4 is an operation waveform diagram of the same, and FIG. A circuit diagram of a second embodiment of the invention, FIG. 6 is a circuit diagram of a dimming circuit used in the above, FIGS. 7 to 9 are operation explanatory diagrams of the same, FIG. 10 is a circuit diagram of a conventional example, and FIG. This figure is a circuit diagram of another conventional example, FIG. 12 is a circuit diagram of another conventional example, and FIGS. 13 to 17 are operation explanatory diagrams of the same. 1 is a high frequency conversion circuit, 2 is a lighting load, 3 is a control circuit, 4
9 is a dimmer circuit, 9 is a triangular wave oscillator, and r is a fixed resistor for correction. Figure 1
Claims (3)
を高周波電圧に変換する高周波変換回路と、高周波変換
回路から得られる高周波電圧を印加される照明負荷と、
照明負荷の光出力を連続的に可変とする制御手段と、制
御手段に照明負荷の光出力を設定する調光信号を与える
調光手段とを備える照明負荷制御装置において、調光手
段の調光操作部の操作量に対して照明負荷の光出力が比
例的に変化するように、調光操作部の操作量に対して調
光信号のパラメータを非線形的に変化させる補正手段を
調光手段に設けたことを特徴とする照明負荷制御装置。(1) a DC power supply, a high-frequency conversion circuit that converts the DC voltage obtained from the DC power supply into a high-frequency voltage, and a lighting load to which the high-frequency voltage obtained from the high-frequency conversion circuit is applied;
A lighting load control device comprising a control means for continuously varying the light output of the lighting load, and a dimming means for providing a dimming signal for setting the light output of the lighting load to the control means, the dimming of the dimming means The dimming means includes a correction means that non-linearly changes parameters of the dimming signal with respect to the operating amount of the dimming operation unit so that the light output of the lighting load changes proportionally to the operating amount of the operating unit. A lighting load control device characterized in that:
を含む共振回路に印加され、制御手段は高周波変換回路
におけるスイッチング素子のオン幅を制御する手段であ
ることを特徴とする請求項１記載の照明負荷制御装置。(2) The high frequency voltage obtained from the high frequency conversion circuit is applied to a resonant circuit including a discharge lamp, and the control means is a means for controlling the ON width of a switching element in the high frequency conversion circuit. Lighting load control device.
のパラメータの変化を、最大調光レベル近傍では大きく
、最小調光レベル近傍では小さくする手段であることを
特徴とする請求項２記載の照明負荷制御装置。(3) The correction means is a means for making the change in the parameters of the dimming signal with respect to the operation amount of the dimming operation part large near the maximum dimming level and small near the minimum dimming level. The lighting load control device described.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10518389A JP3061279B2 (en) | 1989-04-25 | 1989-04-25 | Lighting load control device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10518389A JP3061279B2 (en) | 1989-04-25 | 1989-04-25 | Lighting load control device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02284391A true JPH02284391A (en) | 1990-11-21 |
| JP3061279B2 JP3061279B2 (en) | 2000-07-10 |
Family
ID=14400564
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10518389A Expired - Lifetime JP3061279B2 (en) | 1989-04-25 | 1989-04-25 | Lighting load control device |
Country Status (1)
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|---|---|
| JP (1) | JP3061279B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007095392A (en) * | 2005-09-27 | 2007-04-12 | Matsushita Electric Works Ltd | Discharge lamp lighting device, luminaire and illumination system |
-
1989
- 1989-04-25 JP JP10518389A patent/JP3061279B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007095392A (en) * | 2005-09-27 | 2007-04-12 | Matsushita Electric Works Ltd | Discharge lamp lighting device, luminaire and illumination system |
| JP4501829B2 (en) * | 2005-09-27 | 2010-07-14 | パナソニック電工株式会社 | Discharge lamp lighting device, lighting fixture, and lighting system |
Also Published As
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| JP3061279B2 (en) | 2000-07-10 |
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