JPH02284392A - 照明負荷制御装置 - Google Patents
照明負荷制御装置Info
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- JPH02284392A JPH02284392A JP10518489A JP10518489A JPH02284392A JP H02284392 A JPH02284392 A JP H02284392A JP 10518489 A JP10518489 A JP 10518489A JP 10518489 A JP10518489 A JP 10518489A JP H02284392 A JPH02284392 A JP H02284392A
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Landscapes
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明は照明負荷制御装置に関するものであり、照明負
荷の光出力を遠隔制御する用途に適するものである。
荷の光出力を遠隔制御する用途に適するものである。
[従来の技術]
第3図は従来の照明負荷制御装置の概略構成図である。
交流電源ACにつながる電力線には、複数の点灯装置2
0が並列的に接続されており、各点灯装置20には照明
負荷2が接続されている6また、交流電源ACから給電
される調光回路4は、信号線を介して調光信号を各点灯
装置20に与えている。第3図は調光回路4が発生する
調光信号の一例を示している。この調光信号は所定周期
の矩形波電圧よりなり、1周期Tに占めるパルス幅tの
割合で決まるオン・デユーティ(t/T、)X 100
(%)により調光レベルを伝達する。第5図は調光信号
におけるオン・デユーティの変化の様子を示している。
0が並列的に接続されており、各点灯装置20には照明
負荷2が接続されている6また、交流電源ACから給電
される調光回路4は、信号線を介して調光信号を各点灯
装置20に与えている。第3図は調光回路4が発生する
調光信号の一例を示している。この調光信号は所定周期
の矩形波電圧よりなり、1周期Tに占めるパルス幅tの
割合で決まるオン・デユーティ(t/T、)X 100
(%)により調光レベルを伝達する。第5図は調光信号
におけるオン・デユーティの変化の様子を示している。
同図(a)の調光信号ではオン・デユーティが0%であ
り、同図(b)の調光信号ではオン・デユーティが50
%であり、同図(c)の調光信号ではオン・デユーティ
が100%である。今、オン・デユーティが0%の場合
における照明負荷2の光出力をαとし、オン・デユーテ
ィが100%の場合における光出力をβとすると、オン
・デユーティの変化に対して照明負荷2の光出力は第6
図に示すように変化する。
り、同図(b)の調光信号ではオン・デユーティが50
%であり、同図(c)の調光信号ではオン・デユーティ
が100%である。今、オン・デユーティが0%の場合
における照明負荷2の光出力をαとし、オン・デユーテ
ィが100%の場合における光出力をβとすると、オン
・デユーティの変化に対して照明負荷2の光出力は第6
図に示すように変化する。
ここで、調光回路4で発生する調光信号におけるパルス
幅tの区間の電圧レベルVsは、商用交流電圧に比べれ
ば低い電圧(例えばDC6V〜24V程度)が使用され
る。これは、調光回路4で使用するスイッチング素子の
小形化・低コスト化を実現し、信号線として耐圧の低い
電線を使用して、電力線との誤結線を防止するためであ
る。ところで、調光信号における電圧レベルVsが商用
交流電圧に比べて低い場合には、信号線に重畳するノイ
ズが無視できなくなる。そこで、調光信号のオン・デユ
ーティの変化範囲は第6図に示すように0%〜100%
の範囲ではなく、例えば、第7図に示すように5%〜9
5%の範囲とし、最大値と最小値に余裕を持たせる必要
がある。ただし、5%〜95%の範囲は、これに限定さ
れるものではなく、ノイズの影響を受けない範囲で、出
来るだけオン・デユーティの変化範囲は広く設定するこ
とが好ましい、なお、第6図又は第7図に示す特性では
、調光信号のオン・デユーティが最小となったときに、
光出力が最大となっているが、これは調光回路4が万一
故障したり、信号線が断線して調光信号が得られなくな
っても、定格光出力が得られるようにするためである。
幅tの区間の電圧レベルVsは、商用交流電圧に比べれ
ば低い電圧(例えばDC6V〜24V程度)が使用され
る。これは、調光回路4で使用するスイッチング素子の
小形化・低コスト化を実現し、信号線として耐圧の低い
電線を使用して、電力線との誤結線を防止するためであ
る。ところで、調光信号における電圧レベルVsが商用
交流電圧に比べて低い場合には、信号線に重畳するノイ
ズが無視できなくなる。そこで、調光信号のオン・デユ
ーティの変化範囲は第6図に示すように0%〜100%
の範囲ではなく、例えば、第7図に示すように5%〜9
5%の範囲とし、最大値と最小値に余裕を持たせる必要
がある。ただし、5%〜95%の範囲は、これに限定さ
れるものではなく、ノイズの影響を受けない範囲で、出
来るだけオン・デユーティの変化範囲は広く設定するこ
とが好ましい、なお、第6図又は第7図に示す特性では
、調光信号のオン・デユーティが最小となったときに、
光出力が最大となっているが、これは調光回路4が万一
故障したり、信号線が断線して調光信号が得られなくな
っても、定格光出力が得られるようにするためである。
また、調光回路4をオプションとして点灯装置20とは
別にユーザーに提供する場合においても、調光回路4を
接続していない点灯装置20は常に全点灯状層となり、
調光機能を有さない点灯装置として単独でも使用できる
ので、好都合である。
別にユーザーに提供する場合においても、調光回路4を
接続していない点灯装置20は常に全点灯状層となり、
調光機能を有さない点灯装置として単独でも使用できる
ので、好都合である。
以上のような調光信号を用いれば、特に調光回路4と点
灯装置20の間の信号線が長く延長されて、調光信号が
長距離伝送される場合において、ノイズの重畳や伝送損
失の影響を低減することが可能となる。すなわち、信号
線が長い場合には、それだけノイズが重畳しやすくなり
、また、信号線の抵抗成分の増大により伝送損失が増大
し、さらには、信号線間に存在する浮遊容量等の影響で
、信号の立ち上がり及び立ち下がりに伝達遅れが生じて
、波形に“なまり”が生じることがある0例えば、第8
112(a)及び(e)は、それぞれオン・デユーティ
が最小及び最大の場合に調光回路4から送出される調光
信号の波形を示しているが、信号線が長い場合には、点
灯装置20に供給される調光信号の波形は、それぞれ同
図(b)及び(d)に示すように伝達遅れを含む波形と
なる。したがって、調光信号におけるオン・デユーティ
を0%に近付けても、信号線が長い場合には、調光信号
が十分に立ち上がることができなくなり、調光信号のオ
ン・デユーティが点灯装置20に忠実に伝達されなくな
るので、調光信号におけるオン・デユーティの最小値は
例えば5%程度に止どめているものである。同様に、調
光信号におけるオン・デユーティの最大値を100%に
近付けても、信号線が長い場合には、調光信号が十分に
立ち下がることができなくなり、調光信号のオン・デユ
ーティが点灯装置に忠実に伝達されなくなるので、調光
信号におけるオン・デユーティの最大値は例えば95%
程度に止どめているものである。なお、第15図(b)
及び(d)を比較すれば明らかなように、調光信号のオ
ン・デユーティが最小の場合には、オン・デユーティが
最大の場合に比べて、オン・デユーティの伝送誤差が遥
かに大きくなる。
灯装置20の間の信号線が長く延長されて、調光信号が
長距離伝送される場合において、ノイズの重畳や伝送損
失の影響を低減することが可能となる。すなわち、信号
線が長い場合には、それだけノイズが重畳しやすくなり
、また、信号線の抵抗成分の増大により伝送損失が増大
し、さらには、信号線間に存在する浮遊容量等の影響で
、信号の立ち上がり及び立ち下がりに伝達遅れが生じて
、波形に“なまり”が生じることがある0例えば、第8
112(a)及び(e)は、それぞれオン・デユーティ
が最小及び最大の場合に調光回路4から送出される調光
信号の波形を示しているが、信号線が長い場合には、点
灯装置20に供給される調光信号の波形は、それぞれ同
図(b)及び(d)に示すように伝達遅れを含む波形と
なる。したがって、調光信号におけるオン・デユーティ
を0%に近付けても、信号線が長い場合には、調光信号
が十分に立ち上がることができなくなり、調光信号のオ
ン・デユーティが点灯装置20に忠実に伝達されなくな
るので、調光信号におけるオン・デユーティの最小値は
例えば5%程度に止どめているものである。同様に、調
光信号におけるオン・デユーティの最大値を100%に
近付けても、信号線が長い場合には、調光信号が十分に
立ち下がることができなくなり、調光信号のオン・デユ
ーティが点灯装置に忠実に伝達されなくなるので、調光
信号におけるオン・デユーティの最大値は例えば95%
程度に止どめているものである。なお、第15図(b)
及び(d)を比較すれば明らかなように、調光信号のオ
ン・デユーティが最小の場合には、オン・デユーティが
最大の場合に比べて、オン・デユーティの伝送誤差が遥
かに大きくなる。
[発明が解決しようとする課題]
第11図は、上述のような調光信号を用いて照明負荷2
の光出力を連続的に制御可能とした点灯装置の具体回路
図である。その回路構成については後に詳述するが、そ
の動作は第9図に示すように、外部から供給される調光
信号のオン・デユーティが0%〜100%の範囲で変化
することにより、照明負荷2の光出力が最大光出力αか
ら最小光出力βまでの範囲で変化するようになっている
。
の光出力を連続的に制御可能とした点灯装置の具体回路
図である。その回路構成については後に詳述するが、そ
の動作は第9図に示すように、外部から供給される調光
信号のオン・デユーティが0%〜100%の範囲で変化
することにより、照明負荷2の光出力が最大光出力αか
ら最小光出力βまでの範囲で変化するようになっている
。
この点灯装置に、上述のようにオン・デユーティが5%
〜95%の範囲で変化するような調光信号を与えた場合
には、照明負荷2の光出力の制御範囲は、第10図に示
すように、点灯装置の最大光出力αから最小光出力βま
での範囲よりも狭く制限されることになり、点灯装置の
最大光出力αや最小光出力βを出すことができないとい
う問題がある。また、調光回路4をオプションとして点
灯装置とは別途提供する場合には、調光回路4を接続し
ないで使用する場合に比べて、調光回路4を接続して使
用する場合には、全点灯時の光出力が少し低下するとい
う問題がある。特に、調光回路4を接続した点灯装置と
調光回路4を接続しない点灯装置とを混在させて使用す
る場合には、前者の最大光出力が後者の定格光出力に比
べて小さいことは目立ちやすく、その改善が強く望まれ
ていた。
〜95%の範囲で変化するような調光信号を与えた場合
には、照明負荷2の光出力の制御範囲は、第10図に示
すように、点灯装置の最大光出力αから最小光出力βま
での範囲よりも狭く制限されることになり、点灯装置の
最大光出力αや最小光出力βを出すことができないとい
う問題がある。また、調光回路4をオプションとして点
灯装置とは別途提供する場合には、調光回路4を接続し
ないで使用する場合に比べて、調光回路4を接続して使
用する場合には、全点灯時の光出力が少し低下するとい
う問題がある。特に、調光回路4を接続した点灯装置と
調光回路4を接続しない点灯装置とを混在させて使用す
る場合には、前者の最大光出力が後者の定格光出力に比
べて小さいことは目立ちやすく、その改善が強く望まれ
ていた。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、調光信号−が減少するにつれて
光出力が増大する点灯装置に、調光信号の最小値が0よ
りも大きい調光回路を接続した場合においても、点灯装
置の最大光出力を容易に得られるような照明負荷制御装
置を提供することにある。
の目的とするところは、調光信号−が減少するにつれて
光出力が増大する点灯装置に、調光信号の最小値が0よ
りも大きい調光回路を接続した場合においても、点灯装
置の最大光出力を容易に得られるような照明負荷制御装
置を提供することにある。
[課題を解決するための手段]
本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第1
図に示すように、外部から供給される調光信号が減少す
るにつれて照明負荷2の光出力を増大させる点灯装置と
、最小値がOよりも大きい調光信号を信号線を介して点
灯装置に伝送する調光回路4とからなる照明負荷制御装
置において、前記調光回路4は調光信号を遮断するスイ
ッチ要素SW、(又はSW2又はS W 3 )を備え
ることを特徴とするものである。
図に示すように、外部から供給される調光信号が減少す
るにつれて照明負荷2の光出力を増大させる点灯装置と
、最小値がOよりも大きい調光信号を信号線を介して点
灯装置に伝送する調光回路4とからなる照明負荷制御装
置において、前記調光回路4は調光信号を遮断するスイ
ッチ要素SW、(又はSW2又はS W 3 )を備え
ることを特徴とするものである。
なお、調光信号としては、オン・デユーティを可変とし
た矩形波電圧に限定されるものではなく、直流電圧信号
や交流電圧信号などを用いても構わない。
た矩形波電圧に限定されるものではなく、直流電圧信号
や交流電圧信号などを用いても構わない。
[作用]
本発明にあっては、このように、調光信号が減少するに
つれて照明負荷2の光出力が増大する点灯装置に、調光
信号の最小値が0よりも大きい調光回路4を接続する場
合において、調光信号を遮断するスイッチ要素を調光回
路4に設けたので、スイッチ要素により調光信号を遮断
することにより、点灯装置の最大光出力を容易に得るこ
とができるものである。また、特にスイッチ要素により
調光回路4の動作を停止させるように構成すれば、調光
回路4における電力消費を低減させることができると共
に、調光回路4の寿命改善が期待できる。
つれて照明負荷2の光出力が増大する点灯装置に、調光
信号の最小値が0よりも大きい調光回路4を接続する場
合において、調光信号を遮断するスイッチ要素を調光回
路4に設けたので、スイッチ要素により調光信号を遮断
することにより、点灯装置の最大光出力を容易に得るこ
とができるものである。また、特にスイッチ要素により
調光回路4の動作を停止させるように構成すれば、調光
回路4における電力消費を低減させることができると共
に、調光回路4の寿命改善が期待できる。
[実施例]
第1図は本発明の第1実施例の回路図である。
図中、スイッチ要素SWI〜SW、は少なくとも1つを
設ければ良く、2つ以上を併用しても良い。
設ければ良く、2つ以上を併用しても良い。
スイッチ要素SW、又はSW2は調光動作時にはオンさ
れており、調光信号を遮断するときにはオフされる。ま
た、スイッチ要素SW3は調光動作時にはオフされてお
り、調光信号を遮断するときには、オンされる。
れており、調光信号を遮断するときにはオフされる。ま
た、スイッチ要素SW3は調光動作時にはオフされてお
り、調光信号を遮断するときには、オンされる。
以下、本実施例の主回路の構成について説明する。直流
電源E1の両端には、主スイツチング素子たるトランジ
スタQ2.Q、の直列回路が並列接続され、各トランジ
スタQ 2 、 Q−にはそれぞれダイオードD I、
D 2が逆並列接続されている。トランジスタQ2の
両端には、直流成分をカットするための結合コンデンサ
Cdと、負荷電流を帰還するための電流トランスCTと
を介して、負荷回路が接続されている。負荷回路は、放
電灯よりなる照明負荷2と、限流及び共振用のインダク
タLl、共振用のコンデンサC2、共振及び予熱電流通
電用のコンデンサC1を含むLC共振回路にて構成され
ており、負荷電流は振動電流となる。この振動電流は電
流トランスCTの1次巻線を介して流れる。したがって
、電流トランスCTの2次巻線には、負荷回路に流れる
振動電流に応じて極性の変化する電圧が誘起され、この
誘起電圧を抵抗R2を介してトランジスタQ2のベース
・エミッタ間に印加して、トランジスタQ2をスイッチ
ングさせる。トランジスタQ、のベースには、制御回路
3の出力信号が供給されている。制御回路3においては
、トランジスタQ、の両端電圧を抵抗R1゜R4により
検出して、トランジスタQ、の両端電圧が立ち下がって
から所定時間トランジスタQ、をオンさせるものである
。
電源E1の両端には、主スイツチング素子たるトランジ
スタQ2.Q、の直列回路が並列接続され、各トランジ
スタQ 2 、 Q−にはそれぞれダイオードD I、
D 2が逆並列接続されている。トランジスタQ2の
両端には、直流成分をカットするための結合コンデンサ
Cdと、負荷電流を帰還するための電流トランスCTと
を介して、負荷回路が接続されている。負荷回路は、放
電灯よりなる照明負荷2と、限流及び共振用のインダク
タLl、共振用のコンデンサC2、共振及び予熱電流通
電用のコンデンサC1を含むLC共振回路にて構成され
ており、負荷電流は振動電流となる。この振動電流は電
流トランスCTの1次巻線を介して流れる。したがって
、電流トランスCTの2次巻線には、負荷回路に流れる
振動電流に応じて極性の変化する電圧が誘起され、この
誘起電圧を抵抗R2を介してトランジスタQ2のベース
・エミッタ間に印加して、トランジスタQ2をスイッチ
ングさせる。トランジスタQ、のベースには、制御回路
3の出力信号が供給されている。制御回路3においては
、トランジスタQ、の両端電圧を抵抗R1゜R4により
検出して、トランジスタQ、の両端電圧が立ち下がって
から所定時間トランジスタQ、をオンさせるものである
。
この高周波変換回路1は、直流電源E1が投入されたと
きに、自励発振動作を開始するための起動回路を備えて
いる。この起動回路は電源投入によりコンデンサC1が
抵抗R1を介して充電され、その充電電圧が2端子サイ
リスタQ、のブレークオーバー電圧に達すると2端子サ
イリスタQ、がオンし、トランジスタQ3のベースに2
端子サイリスクQ1を介してベース電流を流してトラン
ジスタQ、を最初にオン動作させ、発振動作を開始させ
るものである。
きに、自励発振動作を開始するための起動回路を備えて
いる。この起動回路は電源投入によりコンデンサC1が
抵抗R1を介して充電され、その充電電圧が2端子サイ
リスタQ、のブレークオーバー電圧に達すると2端子サ
イリスタQ、がオンし、トランジスタQ3のベースに2
端子サイリスクQ1を介してベース電流を流してトラン
ジスタQ、を最初にオン動作させ、発振動作を開始させ
るものである。
以下、第1図実施例における主回路の動作について説明
する。電源を投入すると、起動回路によりトランジスタ
Q、がオンとなり、その両端電圧が“Low”レベルに
なる。これにより、制御回路3がトリガーされて、その
出力が“High”レベルとなり、トランジスタQ、の
オン状態が維持される。
する。電源を投入すると、起動回路によりトランジスタ
Q、がオンとなり、その両端電圧が“Low”レベルに
なる。これにより、制御回路3がトリガーされて、その
出力が“High”レベルとなり、トランジスタQ、の
オン状態が維持される。
トランジスタQ、がオンすると、ダイオードD。が導通
して、コンデンサC1は充電されなくなるので、起動回
路は停止する。このとき、電流トランスCTの2次巻線
は、トランジスタQ2のベース・エミッタ間に逆バイア
スの電圧を印加するような極性に巻かれているので、ト
ランジスタQ2はオフ状態を維持する0次に、所定時間
の経過後に、制御回路3の出力は“’Low”レベルと
なり、トランジスタQ、はオフ状態になる。トランジス
タQ3がオフすると、トランジスタQ、のコレクタ電流
が減少することによりインダクタL1の残留インダクタ
ンスは逆の誘起電圧を発生し、インダクタしに流れる振
動電流は同一方向に流れようとするので、ダイオードD
1が導通する。また、電流トランスCTの2次巻線が逆
の誘起電圧を発生することにより、トランジスタQ2が
順バイアスされて、トランジスタQ2はオン状態となる
。ダイオードD1の電流がゼロになると、コンデンサC
dの蓄積電荷を電源としてトランジスタQ2に電流が流
れる。このとき、インダクタL、のコアは飽和磁束に向
かって直線的に磁化される。やがて、コアが飽和磁束に
達すると、インダクタンスは急激にゼロの方向に向かい
、その結果、トランジスタQ2のコレクタ電流の時間変
化分は無限大となる。トランジスタQ2のコレクタ電流
がベース電流のhfe倍に達すると、トランジスタQ2
は不飽和状態となり、電流トランスCTから帰還される
ベース電流が減少してトランジスタQ2はオフする。ト
ランジスタQ2がオフした後も、インダクタし、に流れ
る振動電流は同一方向に流れようとするので、ダイオー
ドD2が導通し、負荷回路、コンデンサCd、直流電源
E、の経路で電流が流れる。ダイオードD2が導通する
と、トランジスタQ、の両端電圧はゼロになるので、制
御回路3がトリガーされて、制御回路3の出力が“Hi
gh”レベルになり、トランジスタQ、は順バイアスさ
れる。ダイオードD2に流れる振動電流がゼロになった
後は、直流電源E、より、コンデンサCd、負荷回路、
トランジスタQ、の経路で電流が流れる。以下、上述の
動作を繰り返すことにより、インバータの発振動作が継
続される。
して、コンデンサC1は充電されなくなるので、起動回
路は停止する。このとき、電流トランスCTの2次巻線
は、トランジスタQ2のベース・エミッタ間に逆バイア
スの電圧を印加するような極性に巻かれているので、ト
ランジスタQ2はオフ状態を維持する0次に、所定時間
の経過後に、制御回路3の出力は“’Low”レベルと
なり、トランジスタQ、はオフ状態になる。トランジス
タQ3がオフすると、トランジスタQ、のコレクタ電流
が減少することによりインダクタL1の残留インダクタ
ンスは逆の誘起電圧を発生し、インダクタしに流れる振
動電流は同一方向に流れようとするので、ダイオードD
1が導通する。また、電流トランスCTの2次巻線が逆
の誘起電圧を発生することにより、トランジスタQ2が
順バイアスされて、トランジスタQ2はオン状態となる
。ダイオードD1の電流がゼロになると、コンデンサC
dの蓄積電荷を電源としてトランジスタQ2に電流が流
れる。このとき、インダクタL、のコアは飽和磁束に向
かって直線的に磁化される。やがて、コアが飽和磁束に
達すると、インダクタンスは急激にゼロの方向に向かい
、その結果、トランジスタQ2のコレクタ電流の時間変
化分は無限大となる。トランジスタQ2のコレクタ電流
がベース電流のhfe倍に達すると、トランジスタQ2
は不飽和状態となり、電流トランスCTから帰還される
ベース電流が減少してトランジスタQ2はオフする。ト
ランジスタQ2がオフした後も、インダクタし、に流れ
る振動電流は同一方向に流れようとするので、ダイオー
ドD2が導通し、負荷回路、コンデンサCd、直流電源
E、の経路で電流が流れる。ダイオードD2が導通する
と、トランジスタQ、の両端電圧はゼロになるので、制
御回路3がトリガーされて、制御回路3の出力が“Hi
gh”レベルになり、トランジスタQ、は順バイアスさ
れる。ダイオードD2に流れる振動電流がゼロになった
後は、直流電源E、より、コンデンサCd、負荷回路、
トランジスタQ、の経路で電流が流れる。以下、上述の
動作を繰り返すことにより、インバータの発振動作が継
続される。
調光回路4から制御回路3に供給される調光信号として
は、周波数が一定で、オン・デユーティ(1周期に占め
る“High”レベルの期間の割合)が5%〜95%の
範囲で可変とされた矩形波電圧が用いられる。制御回路
3は、このような調光信号を調光回路4から供給されて
、トランジスタQ。
は、周波数が一定で、オン・デユーティ(1周期に占め
る“High”レベルの期間の割合)が5%〜95%の
範囲で可変とされた矩形波電圧が用いられる。制御回路
3は、このような調光信号を調光回路4から供給されて
、トランジスタQ。
のオン時間を制御するものであり、汎用の集積回路(例
えば日本電気製μPD4538)よりなる単安定マルチ
バイブレータIC,を備えている。この単安定マルチバ
イブレータIC,は、立ち下がりトリガー入力端子Bが
“High”レベルから″“LOIllレベルに変化し
た後、一定時間は出力端子Qが“High”レベル、出
力端子qがLow”レベルとなる0本実施例にあっては
、トランジスタQ3の両端電圧を抵抗R,,R,の直列
回路で分圧することにより検出し、単安定マルチバイブ
レータICのトリガー信号としている。単安定マルチバ
イブレータIC,の出力端子Qが°’High”レベル
になる時間(出力端子qがLow”レベルになる時間)
は、抵抗R1とコンデンサC1の時定数で決定される。
えば日本電気製μPD4538)よりなる単安定マルチ
バイブレータIC,を備えている。この単安定マルチバ
イブレータIC,は、立ち下がりトリガー入力端子Bが
“High”レベルから″“LOIllレベルに変化し
た後、一定時間は出力端子Qが“High”レベル、出
力端子qがLow”レベルとなる0本実施例にあっては
、トランジスタQ3の両端電圧を抵抗R,,R,の直列
回路で分圧することにより検出し、単安定マルチバイブ
レータICのトリガー信号としている。単安定マルチバ
イブレータIC,の出力端子Qが°’High”レベル
になる時間(出力端子qがLow”レベルになる時間)
は、抵抗R1とコンデンサC1の時定数で決定される。
出力端子Qは駆動用のトランジスタQ、のベースに接続
され、出力端子qは駆動用のトランジスタQ5のベース
に接続されている。トランジスタQ。
され、出力端子qは駆動用のトランジスタQ5のベース
に接続されている。トランジスタQ。
のコレクタは直流電源E2の正極に、トランジスタQ、
のエミッタは直流電源E2の負極(グランドライン)に
、それぞれ接続され、トランジスタQ。
のエミッタは直流電源E2の負極(グランドライン)に
、それぞれ接続され、トランジスタQ。
のエミッタとトランジスタQ、のコレクタは、トランジ
スタQ、のベースに接続されている。したがって、単安
定マルチバイブレータIC,は、トランジスタQ、のオ
ン期間を決めるためのタイマ−回路として動作する。単
安定マルチバイブレータ■C1の時定数設定用の抵抗R
5とコンデンサc4の接続点には、ダイオードD、及び
抵抗R6を介してオペアンプIC2の出力が接続されて
いる。オペアンプIC2は反転入力端子を出力端子に接
続されたインピーダンス変換器であり、非反転入力端子
に印加されたコンデンサC2の電圧を低インピーダンス
化して出力する。コンデンサC5には電荷放電用の抵抗
R7が並列接続されており、オペアンプIC,の出力電
圧により充電される。オペアンプIC,は反転入力端子
を出力端子に接続されたインピーダンス変換器であり、
非反転入力端子に印加されたコンデンサC6の電圧を低
インピーダンス化して出力する。コンデンサC6は、ト
ランジスタQ、、Q、を含むカレントミラー回路8から
の定電流により充電され、両端に並列接続されたトラン
ジスタQ6がオンしたときに、電荷を放電される。カレ
ントミラー回路8がらコンデンサC6に供給される定電
流は、直流電源E2からトランジスタQ、を介して抵抗
R1に流れる電流と同じとなる。トランジスタQ6のベ
ースには、直流電源E2の電圧を抵抗R,0,R,によ
り分圧して得られた電圧により順バイアスが与えられる
。抵抗R9の両端にはトランジスタQ、が並列接続され
ており、トランジスタQ7が調光回路4の出力によりオ
ンされたときには、トランジスタQ6の順バイアスは消
失し、トランジスタQ6はオフする。
スタQ、のベースに接続されている。したがって、単安
定マルチバイブレータIC,は、トランジスタQ、のオ
ン期間を決めるためのタイマ−回路として動作する。単
安定マルチバイブレータ■C1の時定数設定用の抵抗R
5とコンデンサc4の接続点には、ダイオードD、及び
抵抗R6を介してオペアンプIC2の出力が接続されて
いる。オペアンプIC2は反転入力端子を出力端子に接
続されたインピーダンス変換器であり、非反転入力端子
に印加されたコンデンサC2の電圧を低インピーダンス
化して出力する。コンデンサC5には電荷放電用の抵抗
R7が並列接続されており、オペアンプIC,の出力電
圧により充電される。オペアンプIC,は反転入力端子
を出力端子に接続されたインピーダンス変換器であり、
非反転入力端子に印加されたコンデンサC6の電圧を低
インピーダンス化して出力する。コンデンサC6は、ト
ランジスタQ、、Q、を含むカレントミラー回路8から
の定電流により充電され、両端に並列接続されたトラン
ジスタQ6がオンしたときに、電荷を放電される。カレ
ントミラー回路8がらコンデンサC6に供給される定電
流は、直流電源E2からトランジスタQ、を介して抵抗
R1に流れる電流と同じとなる。トランジスタQ6のベ
ースには、直流電源E2の電圧を抵抗R,0,R,によ
り分圧して得られた電圧により順バイアスが与えられる
。抵抗R9の両端にはトランジスタQ、が並列接続され
ており、トランジスタQ7が調光回路4の出力によりオ
ンされたときには、トランジスタQ6の順バイアスは消
失し、トランジスタQ6はオフする。
このとき、コンデンサCGはカレントミラー回路8から
の定電流により充電され、その充電電圧■は直線的に上
昇する。コンデンサc6の充電電圧■1の波形は、周波
数が一定で、電圧上昇期間が調光信号におけるパルス幅
に等しい三角波となる。
の定電流により充電され、その充電電圧■は直線的に上
昇する。コンデンサc6の充電電圧■1の波形は、周波
数が一定で、電圧上昇期間が調光信号におけるパルス幅
に等しい三角波となる。
したがって、調光信号におけるパルス幅が長くなるにつ
れて、コンデンサC6の充電電圧V、のビーク値は高く
なる。オペアンプIC2,IC)とコンデンサC6及び
抵抗R7は、コンデンサc5の充電電圧■1のピーク保
持回路を構成しており、その出力電圧V2は、コンデン
サc6の充電電圧V1のピークの直流電圧となる。この
ため、出力電圧■2は、調光回路4の調光信号における
オン・デユーティ(1周期に占めるパルス幅の割合)に
比例して、直線的に変化する電圧となる。また、抵抗R
6は制御抵抗であり、上記出力電圧v2により抵抗R9
と並列的に電流経路を形成し、出力電圧■2の上昇に応
じてコンデンサC1の充電電流を増加させて、単安定マ
ルチバイブレータIC,の時定数を小さく制御するもの
である。
れて、コンデンサC6の充電電圧V、のビーク値は高く
なる。オペアンプIC2,IC)とコンデンサC6及び
抵抗R7は、コンデンサc5の充電電圧■1のピーク保
持回路を構成しており、その出力電圧V2は、コンデン
サc6の充電電圧V1のピークの直流電圧となる。この
ため、出力電圧■2は、調光回路4の調光信号における
オン・デユーティ(1周期に占めるパルス幅の割合)に
比例して、直線的に変化する電圧となる。また、抵抗R
6は制御抵抗であり、上記出力電圧v2により抵抗R9
と並列的に電流経路を形成し、出力電圧■2の上昇に応
じてコンデンサC1の充電電流を増加させて、単安定マ
ルチバイブレータIC,の時定数を小さく制御するもの
である。
次に、本実施例に用いる調光回路4の回路構成について
説明する。この調光回路4では、交流電源ACより降圧
用のトランスTf、全波整流用のダイオードブリッジD
B、限流用の抵抗Rを介して、平滑用の電解コンデンサ
Cを充電し、電圧規制用のツェナダイオードZDにより
定まる直流電源E、を得ている。直流電源E、は可変抵
抗VR,。
説明する。この調光回路4では、交流電源ACより降圧
用のトランスTf、全波整流用のダイオードブリッジD
B、限流用の抵抗Rを介して、平滑用の電解コンデンサ
Cを充電し、電圧規制用のツェナダイオードZDにより
定まる直流電源E、を得ている。直流電源E、は可変抵
抗VR,。
VR,VR2により分圧されて、基準電圧Vrとしてコ
ンパレータIC,の非反転入力端子に印加される。直流
電源E、により給電される三角波発振器9は、第2図に
示すように、時間軸に対して直線的に増加する電圧Vc
をコンパレータIC,の反転入力端子に印加する。コン
パレータIC,の出力端子は、抵抗R5,を介してトラ
ンジスタQ、のベースに接続されている。トランジスタ
Q目のエミッタは直流電源E、の負極に接続され、コレ
クタは抵抗R14を介して直流電源E、の正極に接続さ
れると共に、抵抗R1,を介してトランジスタQ l
2のベースに接続されている。トランジスタQ1□のコ
レクタは直流電源E、の正極に接続され、エミッタは抵
抗R4を介して直流電源E、の負極に接続されている。
ンパレータIC,の非反転入力端子に印加される。直流
電源E、により給電される三角波発振器9は、第2図に
示すように、時間軸に対して直線的に増加する電圧Vc
をコンパレータIC,の反転入力端子に印加する。コン
パレータIC,の出力端子は、抵抗R5,を介してトラ
ンジスタQ、のベースに接続されている。トランジスタ
Q目のエミッタは直流電源E、の負極に接続され、コレ
クタは抵抗R14を介して直流電源E、の正極に接続さ
れると共に、抵抗R1,を介してトランジスタQ l
2のベースに接続されている。トランジスタQ1□のコ
レクタは直流電源E、の正極に接続され、エミッタは抵
抗R4を介して直流電源E、の負極に接続されている。
そして、抵抗R1!の両端から調光信号Snが得られる
。つまり、トランジスタQ、と抵抗R13,R14によ
りエミッタ接地型の反転増幅回路を構成しており、トラ
ンジスタQ I 2と抵抗R1,。
。つまり、トランジスタQ、と抵抗R13,R14によ
りエミッタ接地型の反転増幅回路を構成しており、トラ
ンジスタQ I 2と抵抗R1,。
Rlsによりコレクタ接地(エミッタホロア)型のイン
ピーダンス変換回路を構成している。なお、調光回路4
の出力段にインピーダンス変換回路を配しているのは、
制御回路3と調光回路4とを接続する信号線が長く延長
されることが多いので、調光信号の減衰を防止するため
に、調光信号を低インピーダンス化しているものである
。
ピーダンス変換回路を構成している。なお、調光回路4
の出力段にインピーダンス変換回路を配しているのは、
制御回路3と調光回路4とを接続する信号線が長く延長
されることが多いので、調光信号の減衰を防止するため
に、調光信号を低インピーダンス化しているものである
。
以下、第2図を参照しながら調光回路4の動作について
説明する。第2図(a)は可変抵抗器VRから得られる
基準電圧Vrと、三角波発振器9から得られる電圧Vc
との関係を示している。基準電圧Vrは高い電圧V、か
ら低い電圧■Lまで連続的に設定することができる。三
角波発振器9から得られる電圧Vcが基準電圧Vr以下
であるときには、コンパレータIC1の出力端子は“H
igh”レベルとなるので、トランジスタQ1.はオン
となり、そのコレクタ電位が降下して、調光信号Snは
“Lowレベルとなる。一方、三角波発振器9から得ら
れる電圧Vcが基準電圧V「よりも高くなると、コンパ
レータIC,の出力端子は“”Low”レベルとなるの
で、トランジスタQ + +はオフとなり、そのコレク
タ電位が上昇して、調光信号Snは“High”レベル
となる。これにより、第2図(b)、(c)に示すよう
な調光信号Snが得られる。同図(b)は基準電圧■「
が高い電圧vHである場合の調光信号Snであり、オン
・デユーティが小さい、また、同図(c)は基準電圧V
rが低い電圧vLである場合の調光信号Snであり、オ
ン・デユーティが大きい、基準電圧Vrは可変抵抗VR
を操作することにより高い電圧■Hから低い電圧vLま
での任意の電圧に設定することができるので、調光信号
Snのオン・デユーティは同図(b)に示す最小値(例
えば5%)から同図(e)に示す最大値(例えば95%
)までの任意の大きさに設定することができる。なお、
本実施例の調光回路4では、可変抵抗器VR,,VR2
の値を調整することにより基準電圧Vrの上限及び下限
の電圧vH,vLを個別に設定できるので、オン・デユ
ーティの最小値と最大値を自由に設定することができる
。
説明する。第2図(a)は可変抵抗器VRから得られる
基準電圧Vrと、三角波発振器9から得られる電圧Vc
との関係を示している。基準電圧Vrは高い電圧V、か
ら低い電圧■Lまで連続的に設定することができる。三
角波発振器9から得られる電圧Vcが基準電圧Vr以下
であるときには、コンパレータIC1の出力端子は“H
igh”レベルとなるので、トランジスタQ1.はオン
となり、そのコレクタ電位が降下して、調光信号Snは
“Lowレベルとなる。一方、三角波発振器9から得ら
れる電圧Vcが基準電圧V「よりも高くなると、コンパ
レータIC,の出力端子は“”Low”レベルとなるの
で、トランジスタQ + +はオフとなり、そのコレク
タ電位が上昇して、調光信号Snは“High”レベル
となる。これにより、第2図(b)、(c)に示すよう
な調光信号Snが得られる。同図(b)は基準電圧■「
が高い電圧vHである場合の調光信号Snであり、オン
・デユーティが小さい、また、同図(c)は基準電圧V
rが低い電圧vLである場合の調光信号Snであり、オ
ン・デユーティが大きい、基準電圧Vrは可変抵抗VR
を操作することにより高い電圧■Hから低い電圧vLま
での任意の電圧に設定することができるので、調光信号
Snのオン・デユーティは同図(b)に示す最小値(例
えば5%)から同図(e)に示す最大値(例えば95%
)までの任意の大きさに設定することができる。なお、
本実施例の調光回路4では、可変抵抗器VR,,VR2
の値を調整することにより基準電圧Vrの上限及び下限
の電圧vH,vLを個別に設定できるので、オン・デユ
ーティの最小値と最大値を自由に設定することができる
。
本実施例において、調光信号のオン・デユーティを5%
〜95%の範囲で変化させると、照明負荷2の光出力は
第10図に示すように変化するが、光出力の最大値MA
Xは、点灯装置の最大光出力αよりも少し低くなる。そ
こで、最大光出力αを得る場合には、スイッチ要素SW
1又はSW2をオフするか、スイッチ要素SW、をオン
するものである。スイッチ要素S W +をオフした場
合には、調光回路4への電源供給が断たれるので、調光
信号は遮断される。また、調光回路4が動作を停止し、
電力消費が低減されると共に、調光回路4の寿命改善が
期待できる。一方、スイッチ要素S W zをオフした
場合には、調光回路4は動作を続けるが、信号線には調
光信号が供給されなくなる。また、スイッチ要素SWs
をオンした場合には、調光回路4のトランジスタQ1□
以外は動作を続けるが、トランジスタQ + 2は動作
しなくなるので、信号線には調光信号が供給されなくな
る。したがって、いずれの場合にも、調光信号のオン・
デユーティが0%となるに等しく、第10図の特性図か
ら明らかなように、点灯装置の最大光出力αを得ること
ができる。しかも、ノイズの重畳や伝送損失、伝送遅れ
等の影響を全く受けないので、安定した光出力が得られ
る。
〜95%の範囲で変化させると、照明負荷2の光出力は
第10図に示すように変化するが、光出力の最大値MA
Xは、点灯装置の最大光出力αよりも少し低くなる。そ
こで、最大光出力αを得る場合には、スイッチ要素SW
1又はSW2をオフするか、スイッチ要素SW、をオン
するものである。スイッチ要素S W +をオフした場
合には、調光回路4への電源供給が断たれるので、調光
信号は遮断される。また、調光回路4が動作を停止し、
電力消費が低減されると共に、調光回路4の寿命改善が
期待できる。一方、スイッチ要素S W zをオフした
場合には、調光回路4は動作を続けるが、信号線には調
光信号が供給されなくなる。また、スイッチ要素SWs
をオンした場合には、調光回路4のトランジスタQ1□
以外は動作を続けるが、トランジスタQ + 2は動作
しなくなるので、信号線には調光信号が供給されなくな
る。したがって、いずれの場合にも、調光信号のオン・
デユーティが0%となるに等しく、第10図の特性図か
ら明らかなように、点灯装置の最大光出力αを得ること
ができる。しかも、ノイズの重畳や伝送損失、伝送遅れ
等の影響を全く受けないので、安定した光出力が得られ
る。
ここで、スイッチ要素SW、〜SW、は機械的なスイッ
チでも良いし、電子的なスイッチ素子でも良い、また、
スイッチ要素sw、−sw、の操作部は可変抵抗器VR
による調光操作部の近傍に設ければ、最大光出力を得る
ための操作を、調光操作と同様に容易に行うことができ
る。
チでも良いし、電子的なスイッチ素子でも良い、また、
スイッチ要素sw、−sw、の操作部は可変抵抗器VR
による調光操作部の近傍に設ければ、最大光出力を得る
ための操作を、調光操作と同様に容易に行うことができ
る。
なお、スイッチ要素SW1を用いた場合には、電解コン
デンサCの充電電圧の立ち上がり及び立ち下がりに多少
の時間を要するので、調光状態と最大光出力状態との切
換には多少の時間遅れが生じる。一方、スイッチ要素S
W2又はSW3を用いた場合には、調光状態と最大光出
力状態との切換には時間遅れが生じない。
デンサCの充電電圧の立ち上がり及び立ち下がりに多少
の時間を要するので、調光状態と最大光出力状態との切
換には多少の時間遅れが生じる。一方、スイッチ要素S
W2又はSW3を用いた場合には、調光状態と最大光出
力状態との切換には時間遅れが生じない。
上述の実施例においては、高周波変換回路1としてハー
フブリッジ式のインバータ回路を使用しているが、これ
に限らず、一方式のインバータ回路や定電流チョークを
備えるプッシュプル式のインバータ回路、又はその他の
インバータ回路を用いても良い、さらに、インバータ回
路の制御方式についてもデユーティ制御についてのみ説
明したが、周波数制御や、その他の制御方式を用いても
良く、要は調光信号がデユーティ可変の矩形波電圧であ
れば本発明を適用できるものである。
フブリッジ式のインバータ回路を使用しているが、これ
に限らず、一方式のインバータ回路や定電流チョークを
備えるプッシュプル式のインバータ回路、又はその他の
インバータ回路を用いても良い、さらに、インバータ回
路の制御方式についてもデユーティ制御についてのみ説
明したが、周波数制御や、その他の制御方式を用いても
良く、要は調光信号がデユーティ可変の矩形波電圧であ
れば本発明を適用できるものである。
「発明の効果]
本発明にあっては、上述のように、外部から供給される
調光信号が減少するにつれて照明負荷の光出力を増大さ
せる点灯装置と、最小値がOよりも大きい調光信号を信
号線を介して点灯装置に伝送する調光回路とからなる照
明負荷制御装置において、調光信号を遮断するスイッチ
要素を調光回路に設けたものであるから、このスイッチ
要素により調光信号を遮断することにより、点灯装置の
最大光出力を容易に得ることができるという効果がある
。
調光信号が減少するにつれて照明負荷の光出力を増大さ
せる点灯装置と、最小値がOよりも大きい調光信号を信
号線を介して点灯装置に伝送する調光回路とからなる照
明負荷制御装置において、調光信号を遮断するスイッチ
要素を調光回路に設けたものであるから、このスイッチ
要素により調光信号を遮断することにより、点灯装置の
最大光出力を容易に得ることができるという効果がある
。
第1図は本発明の第1実施例の回路図、第2図は同上の
動作波形図、第3図は従来例のブロック回路図、第4図
及び第5図は同上に用いる調光信号の波形図、第6図乃
至第10図は同上の動作説明図9、第11図は従来例の
具体回路図である。 2は照明負荷、4は調光回路、SW l”SWsはスイ
ッチ要素である。
動作波形図、第3図は従来例のブロック回路図、第4図
及び第5図は同上に用いる調光信号の波形図、第6図乃
至第10図は同上の動作説明図9、第11図は従来例の
具体回路図である。 2は照明負荷、4は調光回路、SW l”SWsはスイ
ッチ要素である。
Claims (1)
- (1)外部から供給される調光信号が減少するにつれて
照明負荷の光出力を増大させる点灯装置と、最小値が0
よりも大きい調光信号を信号線を介して点灯装置に伝送
する調光回路とからなる照明負荷制御装置において、前
記調光回路は調光信号を遮断するスイッチ要素を備える
ことを特徴とする照明負荷制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10518489A JPH02284392A (ja) | 1989-04-25 | 1989-04-25 | 照明負荷制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10518489A JPH02284392A (ja) | 1989-04-25 | 1989-04-25 | 照明負荷制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02284392A true JPH02284392A (ja) | 1990-11-21 |
Family
ID=14400593
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10518489A Pending JPH02284392A (ja) | 1989-04-25 | 1989-04-25 | 照明負荷制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02284392A (ja) |
-
1989
- 1989-04-25 JP JP10518489A patent/JPH02284392A/ja active Pending
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