JP2831062B2

JP2831062B2 - インバータ装置

Info

Publication number: JP2831062B2
Application number: JP1306932A
Authority: JP
Inventors: 直影岸本; 勝己佐藤; 諭久保田
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1989-11-27
Filing date: 1989-11-27
Publication date: 1998-12-02
Anticipated expiration: 2013-12-02
Also published as: JPH03169264A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、少なくとも１つのスイッチング素子が負荷
回路に流れる共振電流を制御端に帰還して所定周期でオ
ン，オフ制御されるインバータ装置に関するものであ
る。

［従来の技術］従来よりインバータ装置のスイッチング素子の駆動制
御方法は種々提案されており、例えば直流電源の両端に
直列接続された一対のスイッチング素子を備え、これら
スイッチング素子の一方を他励式、他方を自励式でオ
ン，オフ制御するインバータ装置が特願昭63−297276号
公報で提案されている。その回路図を第６図に示す。な
お、このインバータ装置は放電灯点灯装置として用いら
れたものである。このインバータ装置では、直流電源E₁
の両端に夫々ダイオードD₁,D₂を逆並列に接続したトラ
ンジスタQ₁,Q₂を直列接続し、トランジスタQ₁の両端に
直流成分をカットするための結合コンデンサC₀を介して
負荷回路１を接続してある。負荷回路１は、負荷として
の放電灯laと、この放電灯laの電源側に並列に接続され
たコンデンサC₁と、駆動トランスT₁とで構成してあり、
放電灯la、コンデンサC₁及び駆動トランスT₁の１次巻線
l₁で共振回路が形成されている。このインバータ装置で
は、上記負荷回路１に流れる共振電流を駆動トランスT₁
によりトランジスタQ₁のベースに帰還し、上記共振電流
で決まる所定周期でトランジスタQ₁のオン，オフを制御
すると共にトランジスタQ₂を制御回路２でオン，オフ制
御するようにしてある。ここで、制御回路２は、トラン
ジスタQ₁のオン期間が設定されたタイマ2aと、トランジ
スタQ₁のオフ時点を検出する検出部2cと、このトランジ
スタQ₁のオフ時点でタイマ2aにトリガをかけて限時動作
を開始させるトリガ部2bとで構成してある。

第７図は第６図の具体回路であり、トランジスタQ₂の
両端に接続された抵抗R₆,R₇で上記制御回路２の検出部2
cを構成し、単安定マルチバイブレータ（例えばNEC製μ
PD4538）３及びトランジスタQ₄,Q₅、及び抵抗R₁₄,R₁₅で
タイマ2a及びトリガ部2bを構成してあり、上記制御回路
２には制御電源E₂から電源を供給してある。なお、この
インバータ装置では電源スイッチSWを閉じて直流電源E₁
が供給された場合にインバータ装置の発振動作を開始さ
せる起動回路４を備え、この起動回路４をダイアック等
の２端子サイリスタQ₃、ダイオードD₃、コンデンサC₂及
び抵抗R₅で構成してある、なお、抵抗R₁,R₂は夫々トラ
ンジスタQ₁,Q₂のベース抵抗である。

このインバータ装置の動作を第８図の動作波形図に基
づいて説明する。なお、第８図の動作波形は負荷回路１
が誘導性である場合を示す。また、第８図（ａ）は負荷
回路１に流れる負荷電流Ｉを示し、図中のI_Q1,I_Q2はト
ランジスタQ₁,Q₂のコレクタ電流、V_Q1,V_Q2はトランジス
タQ₁,Q₂のコレクタ・エミッタ間電圧、I_D1,I_D2はダイオ
ードD₁,D₂に流れる電流、V_BE1はトランジスタQ₁のベー
ス・エミッタ間電圧Q,は単安定マルチバイブレータ３
の出力を示す。

電源スイッチSWを閉じると、抵抗R₅を介してコンデン
サC₂が充電され、このコンデンサC₂の両端電圧が２端子
サイリスタQ₃のブレークオーバ電圧に達すると、２端子
サイリスタQ₃がオンし、トランジスタQ₂にベース電流が
供給されてオンする。なお、トランジスタQ₂がオンする
と、ダイオードD₃を介してコンデンサC₂の充電電荷が放
電され、起動回路４からトランジスタQ₂へのベース電流
の供給は停止される。そして、このトランジスタQ₂のオ
ンにより両端電圧が第８図（ｃ）に示すようなほぼ0Vと
なり、抵抗R₁,R₂の分圧電圧がハイレベルからローレベ
ルに変化する。ここで、単安定マルチバイブレータ３は
トリガ入力端子（第７図中のＢで示す端子）の入力信号
がハイレベルからローレベルに変化した場合に、抵抗R₉
とコンデンサC₄との時定数で決まる一定時間、出力Ｑが
ハイレベル、出力Ｑがローレベルとなるものである。従
って、抵抗R₁,R₂の分圧電圧がハイレベルからローレベ
ルに変化すると、第８図（ｅ），（ｆ）に示すように単
安定マルチバイブレータ３の出力Ｑがハイレベル、出力
がローレベルとなり、このためトランジスタQ₂の駆動
用のトランジスタQ₄がオン、トランジスタQ₅がオフとな
る。よって、制御電源E₂からトランジスタQ₄及び抵抗R₂
を介してトランジスタQ₂にベース電流が供給され、単安
定マルチバイブレータ３が上述の動作状態にある間、ト
ランジスタQ₂のオン状態が維持される。この際には、駆
動トランスT₁の２次巻線l₂には、トランジスタQ₁を逆バ
イアスする電圧が誘起される極性に巻かれており、従っ
てトランジスタQ₁はオフ状態に維持される。

上記、単安定マルチバイブレータ３の抵抗R₉とコンデ
ンサC₄で決まる所定時間ｔ（第８図（ａ）に示す。）が
経過すると、第８図（ｅ），（ｆ）に示すように単安定
マルチバイブレータ３の出力Q,は夫々ローレベルとハ
イレベルとに反転し、これによりトランジスタQ₄がオ
フ、トランジスタQ₅がオンとなり、トランジスタQ₂がオ
フとなる。このようにトランジスタQ₂がオフとなると、
トランジスタQ₂のオン時に蓄積されたエネルギによって
駆動トランスT₁の１次巻線l₁には電流を同一方向に流し
続ける逆起電力が発生し、この際に負荷回路１には、駆
動トランスT₁の１次巻線l₁、ダイオードD₁、コンデンサ
C₀、放電灯l_aというダイオードD₁を介するループで電流
が流れる。このときには駆動トランスT₁の２次巻線l₂に
は第８図（ｄ）に示すようにトランジスタQ₁を順バイア
スする電圧が誘起される。そして、駆動トランスT₁の１
次巻線l₁に蓄積されたエネルギが消費されて、ダイオー
ドD₁を介して流れる電流がゼロになると、コンデンサC₀
の充電電荷を電源として、トランジスタQ₁を介して上述
の場合と逆方向の電流が流れる。このとき、駆動トラン
スT₁の２次巻線l₂に誘起される電圧がトランジスタQ₁の
ベースに正帰還されることにより、トランジスタQ₁のコ
レクタ電流I_Q1が急激にベース電流のhfe倍に達し、トラ
ンジスタQ₁は飽和状態となる、そして、その後はコンデ
ンサC₁が充電されるにつれてトランジスタQ₁のベース電
流は低下し、コンデンサC₁が充電しきったとき、駆動ト
ランスT₁の１次巻線l₁には上記トランジスタQ₁に流れる
電流により蓄積されたエネルギで、この電流をさらに流
し続ける方向に逆起電力が発生し、このとき２次巻線l₂
に第７図（ｄ）に示すようにトランジスタQ₁を逆バイア
スする電圧が誘起され、トランジスタQ₁がオフとなる。
この際には駆動トランスT₁の１次巻線l₁の逆起電力によ
り、負荷回路１、コンデンサC₀、直流電源E₁、ダイオー
ドD₂のループで同一方向の電流が流れ続ける。このよう
にダイオードD₂がオンすると、トランジスタQ₂の両端電
圧はほぼ0Vになるので、上述したと同様にして単安定マ
ルチバイブレータ３が動作して、トランジスタQ₄がオ
ン，トランジスタQ₅がオフとなることにより、トランジ
スタQ₂が順バイアスされる。そして、駆動トランジスタ
T₁の１次巻線l₁に蓄積されたエネルギが消費され、ダイ
オードD₂に流れる電流がゼロになった時点で、直流電源
E₁、コンデンサC₀、負荷回路１、トランジスタQ₂のルー
プで電流が流れる。以下、上述の動作を繰り返すことに
より、インバータ装置は発振動作を継続する。なお、こ
のインバータ装置では単安定マルチバイブレータ３の抵
抗R₉の値を変化することにより、放電灯laに供給される
出力を連続的に調整でき、放電灯laを連続調光できる。

ところで、上述のインバータ装置のように負荷回路１
に流れる電流によりトランジスタQ₁のオン，オフを制御
すると、次のような問題がある。つまり、寿命末期とな
る等の放電灯la異常時に負荷回路１に流れる電流が変化
し、トランジスタQ₂のオン時にはトランジスタQ₁には逆
バイアスする電圧が印加される筈のものが、第９図
（ｅ）に示すように順バイアスする電圧が印加され、こ
のためにトランジスタQ₂がターンオフする直前にトラン
ジスタQ₁がターンオンして、トランジスタQ₁,Q₂が同時
にオンし、このとき第９図（ａ），（ｂ）に示すように
トランジスタQ₁,Q₂に大きな短絡電流が流れてしまうの
である。

そこで、上記同時オンの問題を生じないインバータ装
置として第10図に示すものが提案されている。このイン
バータ装置は、第11図（ａ）に示すように矩形波信号を
出力する発振回路５と、この発振回路５の出力に応じて
スイッチング素子S₂のオン，オフを制御するドライブ回
路６と、スイッチング素子S₂のオン，オフ状態に応じて
スイッチング素子S₂とは逆動作状態となるようにスイッ
チング素子のS₁のオン，オフを制御するドライブ回路７
とで制御回路２を構成してある。そして、第７図回路の
駆動トランスT₁の代わりにインダクタL₁を用いてあり、
負荷回路１及びコンデンサC₀をスイッチング素子S₂側に
並列接続してある。また、スイッチング素子S₁がオフし
た際にインダクタL₁に蓄積されたエネルギによりスイッ
チング素子のS₁のオン時と同じ方向に電流を流すループ
を形成するために、スイッチング素子S₁とコンデンサC₀
との接続点と直流電源E₁の負極との間にダイオードD₂を
接続してある。さらに、スイッチング素子のS₂のオン時
にスイッチング素子S₂を介して電流を流すために、ドラ
イブ回路７の制御入力と制御電源E₅の負極との間にダイ
オードD₄を挿入し、またドライブ回路７の制御入力には
スイッチング素子S₂のオフ時に制御電源E₅から抵抗R₂₀
を介して電圧を印加するようにしてある。なお、第10図
では図示していないが、スイッチング素子S₂がオフした
際にインダクタL₁に蓄積されたエネルギによりスイッチ
ング素子S₂のオン時と同じ方向に電流を流すループを形
成するために、スイッチング素子S₁は並列にダイオード
が接続された構成となっている。

このインバータ装置では、まずスイッチング素子S₁を
オンすることにより発振動作が開始される。この場合、
発振回路５の出力はローレベルで、ドライブ回路６によ
りスイッチング素子S₂がオフされ、これにより抵抗R₂₀
を介してドライブ回路７の制御入力がハイレベルとなる
ことにより、スイッチング素子S₁がオンとなる。このよ
うにスイッチング素子S₁がオンすると、直流電源E₁、コ
ンデンサC₀、負荷回路１のループで電流が流れる。その
後、発振回路５の出力が第11図のt₀で示す時点でハイレ
ベルになったとすると、ドライブ回路６によりスイッチ
ング素子S₂がオンされ、このときドライブ回路７の制御
入力がローレベルとなるので、スイッチング素子S₁がオ
フに制御される。このときは、インダクタL₁に蓄積され
たエネルギにより、スイッチング素子S₁のオン時と同一
方向の電流を流す逆起電力が発生し、このエネルギが消
費されるまで、負荷回路１、ダイオードD₂、コンデンサ
C₀のループで電流が流れ続ける。そして、この電流がゼ
ロになった時点で、コンデンサC₀の充電電荷を電源とし
て、コンデンサC₀、ダイオードD₄、スイッチング素子
S₂、負荷回路１のループで上述の場合と逆方向の電流が
流れる。そして、発振回路５の出力が第11図のt₁で示す
時点のようにローレベルになると、ドライブ回路６によ
りスイッチング素子S₂がオフされ、初めに説明したと同
様にしてドライブ回路７によりスイッチング素子S₁がオ
ンされる。このときにはインダクタL₁に蓄積されたエネ
ルギにより負荷回路１、コンデンサC₀、スイッチング素
子S₁（実際には並列接続されたダイオード）、直流電源
E₁のループで電流が流れる。そして、この電流がゼロと
なると、スイッチング素子S₁を通して逆方向の電流が流
れ、以下上述の動作を繰り返すことにより、発振が継続
される。

［発明が解決しようとする課題］しかしながら、このインバータ装置ではスイッチング
素子S₁のオン，オフ制御のためにドライブ回路７や制御
電源E₅を別個に必要とし、コストが高く付く問題があ
る。また、第７図回路の場合にはスイッチング素子S₂と
してパワーMOSFETを利用すると、寄生ダイオードをダイ
オードD₂として用いることができるが、第10図回路では
ダイオードD₂がスイッチング素子S₂に並列に接続されて
いないので、寄生ダイオードをダイオードD₂の代わりに
用いることができない。

第10図のダイオードD₂がない場合の動作波形図を第12
図に示す。この場合には、ダイオードD₂により形成され
るループでのインダクタL₁の蓄積エネルギの放出がない
ので、コンデンサC₀とインダクタL₁のエネルギの差分の
エネルギによりスイッチング素子S₂に電流が流れ、スイ
ッチング素子S₂が完全オン状態になるまでに時間がかか
る。従って、ドライブ回路７の制御入力に印加される電
圧V_Cも第12図（ｅ）に示すように徐々に低下し、この期
間にはスイッチング素子S₁は不飽和状態（能動状態）に
なり、インダクタL₁のエネルギ、主に、インダクタL₁、
負荷回路１、直流電源E₁、スイッチング素子S₁のループ
で放出される。そして、このインダクタL₁のエネルギが
放出されて、スイッチング素子Q₁が完全オン状態になっ
た時点t₁で、スイッチング素子S₁がオフする。従って、
スイッチング素子のS₁のターンオフ時のスイッチング損
失が大きくなり、実用できない。

本発明は上述の点に鑑みて為されたものであり、その
目的とするところは、簡単な構成で同時オンを起こさな
いインバータ装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］上記目的を達成するために、本発明は第１のスイッチ
ング素子と、この第１のスイッチング素子の制御端に一
端が接続された第２のスイッチング素子と、第１のスイ
ッチング素子の一端と第２のスイッチング素子の他端と
の接続された直流電源と、上記第１のスイッチング素子
の両端に接続され負荷を含む共振回路構成の負荷回路
と、第１のスイッチング素子の制御端と他端との間に接
続され直流電源から供給される電流を上記負荷回路を介
して第２のスイッチング素子に流すループを形成するダ
イオードと、この負荷回路に流れる共振電流を制御端に
帰還して第１のスイッチング素子を所定周期でオン，オ
フする帰還手段と、上記第２のスイッチング素子を第１
のスイッチング素子がオフした後にオンして第１のスイ
ッチング素子と交互にオン，オフする制御手段とを備え
ている。

なお、上記第２のスイッチング素子を、トランジスタ
と、このトランジスタに逆並列に接続されたダイオード
とで構成しても良い。

また、負荷への供給出力を調整できるように、上記制
御手段で第２のスイッチング素子のオン期間を可変自在
としても良い。

［作用］本発明は、上述のように構成することにより、第２の
スイッチング素子がオンしている間は、第１のスイッチ
ング素子の制御端と他端との間に接続されたダイオード
で、第１のスイッチング素子がオンしない制御入力状態
となるようにし、これにより第１及び第２のスイッチン
グ素子の同時オンが生じないようにし、しかも第２のス
イッチング素子とダイオードとで第１のスイッチング素
子の同時オンを防止することにより、回路構成も簡単に
なるようにしたものである。

［実施例１］第１図乃至第４図に本発明の一実施例を示す。本実施
例では、第１図に示すように、第７図の従来例回路のダ
イオードD₂が逆並列に接続されたトランジスタQ₂をトラ
ンジスタQ₁のベースと直流電源E₁の負極との間に接続す
ると共に、駆動トランスT₁の２次巻線l₂と並列にダイオ
ードD₅を接続したもので、その具体回路を第３図に示
す。

本実施例のインバータ装置は第７図回路で説明したと
略同様にして動作する。但し、本実施例の場合、制御回
路２の検出部2cはトランジスタQ₁のエミッタ電位からト
ランジスタQ₁のオフ時点を検出している点と、トランジ
スタQ₂のオン時には、直流電源E₁、負荷回路１、ダイオ
ードD₅、トランジスタQ₂のループで電流を流す点が異な
る。

ところで、本実施例の場合にはトランジスタQ₂がオン
している期間には、ダイオードD₅の順方向電圧により第
４図（ｄ）に示すようにトランジスタQ₁を常にバイアス
状態に保ち、これにより例えば負荷である放電灯laが寿
命末期となったりして、共振電流が変動しても、トラン
ジスタQ₂がオンしている間は、トランジスタQ₁がオンす
ることがない。よって、同時オンを防止することができ
る。しかも、上述の回路構成とすれば、トランジスタQ₁
のオフ時に駆動トランスT₁の１次巻線l₁に蓄積されたエ
ネルギは、１次巻線l₁、負荷回路１、コンデンサC₀、直
流電源E₁、ダイオードD₂、駆動トランスT₁の２次巻線
l₂、１次巻線l₁のループで放出されるので、トランジス
タQ₂とダイオードD₂との代わりに第２図に示すようにパ
ワーMOSFETQ₂′（寄生ダイオードがダイオードD₂の代わ
りの働きをする）を用いることができる。なお、このイ
ンバータ装置においても、単安定マルチバイブレータ３
の出力Ｑのパルス幅を小さくすることにより、トランジ
スタQ₁のオンデューティを小さくし、トランジスタQ₁,Q
₂のオン時間をアンバランスとすることにより、出力制
御を行うことできる。この原理は特願昭60−113716号に
詳しく説明してあるので、詳細な説明は省略する。

［実施例２］第５図に本発明の他の実施例を示す。本実施例では別
構成の起動回路４′を用いたインバータ装置であり、起
動回路４′を、無安定マルチバイブレータ５、トランジ
スタQ₆、オアゲートG₁、インバータゲートI₁とで構成し
てある、なお、無安定マルチバイブレータ５は、タイマ
IC（例えばNEC製のμPD5555）６、コンデンサC₂,及び抵
抗R₁₁,R₁₂で構成してある。

この起動回路４′の動作を説明する。電源スイッチSW
が閉じられると、トランジスタQ₁がオフであるので、抵
抗R₆,R₇の分圧電圧はほぼ0Vで、コンデンサC₂の両端に
接続されたトランジスタQ₆はオフである。従って、この
ときには、抵抗R₁₁,R₁₂を介してコンデンサC₂が充電さ
れる。このコンデンサC₂の両端電圧が制御電源E₂の電圧
の2/3（以下、2E₂/3というように示す。）に達するまで
は、無安定マルチバイブレータ５の出力（３番端子）が
ローレベルとなる。このとき、抵抗R₆,R₇の分圧電圧も
ローレベルであり、インバータゲートI₁の出力がハイレ
ベルであるので、オフゲートG₁の出力はハイレベルとな
る。そして、コンデンサC₂の両端電圧が2E₂/3に達する
と、無安定マルチバイブレータ５の出力がハイレベルと
なり、このときオアゲートG₁の出力はローレベルとな
る。つまり、このときのオアゲートG₁の出力のハイレベ
ルからローレベルへの立下りで第７図の従来回路で説明
したように単安定マルチバイブレータ３にトリガをかけ
るのである。なお、上述のようにコンデンサC₂の両端電
圧が2E₂/3に達すると、通常はコンデンサC₂の充電電荷
はタイマIC6の７番端子によって抵抗R₁₂を介して放電さ
れ、この放電によりコンデンサC₂の両端電圧がE₂/3にな
った時点で、タイマIC5の出力がローレベルになるので
あるが、本実施例ではこの起動回路４′で単安定マルチ
バイブレータ３をトリガするまでの時間は、抵抗R₁₁,R
₁₂及びコンデンサC₂の値により、トランジスタQ₁,MOSFE
TQ₂′のスイッチング周波数よりも十分に長く（例え
ば、数100μsec）してあり、トランジスタQ₁,MOSFET
Q₂′のスイッチングが開始された際には、トランジスタ
Q₆がコンデンサC₂の両端電圧がE₂/3に達しない周期でオ
ンする。従って、無安定マルチバイブレータ５の出力は
ハイレベルに保持されて、インバータゲートI₁で反転し
た出力はローレベルに保持されるので、以降は抵抗R₆,R
₇の分圧電圧の立下りに応じて単安定マルチバイブレー
タ３がトリガされ、第７図回路で説明したと同様の動作
する。

［発明の効果］本発明は上述のように、第１のスイッチング素子と、
この第１のスイッチング素子の制御端に一端が接続され
た第２のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子
の一端と第２のスイッチング素子の他端との間に接続さ
れた直流電源と、上記第１のスイッチング素子の両端に
接続され負荷を含む共振回路構成の負荷回路と、第１の
スイッチング素子の制御端と他端との間に接続され直流
電源から供給される電流を上記負荷回路を介して第２の
スイッチング素子にループを形成するダイオードと、こ
の負荷回路に流れる共振電流を制御端に帰還して第１の
スイッチング素子を所定周期でオン，オフする帰還手段
と、上記第２のスイッチング素子を第１のスイッチング
素子がオフした後にオンして第１のスイッチング素子と
交互にオン，オフする制御手段とを備えているので、第
２のスイッチング素子がオンしている間は、第１のスイ
ッチング素子の制御端と他端との間に接続されたダイオ
ードで、第１のスイッチング素子がオンしない制御入力
状態とすることができ、このため第１及び第２のスイッ
チング素子の同時オンが生じない。しかも、上述の構成
にすれば、第２のスイッチング素子とダイオードとで第
１のスイッチング素子の同時オンを防止することがで
き、回路構成も簡単になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は第２のス
イッチング素子としてパワーMOSFETを用いた場合の回路
図、第３図は第１図の具体回路図、第４図は同上の動作
説明図、第５図は他の実施例の回路図、第６図は従来例
の回路図、第７図は同上の具体回路図、第８図は同上の
動作説明図、第９図は同上の問題点の説明図、第10図は
他の従来例の回路図、第11図は同上の動作説明図、第12
図は同上の問題点の説明図である。１は負荷回路、２は制御回路、Q₁,Q₂はトランジスタ、E
₁は直流電源、T₁は駆動トランス、D₂,D₅はダイオード、
laは放電灯である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平３−156892（ＪＰ，Ａ) 特開平３−49568（ＪＰ，Ａ) 特開平２−144894（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98 H05B 41/24

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】第１のスイッチング素子と、この第１のス
イッチング素子の制御端に一端が接続された第２のスイ
ッチング素子と、第１のスイッチング素子の一端と第２
のスイッチング素子の他端との間に接続された直流電源
と、上記第１のスイッチング素子の両端に接続され負荷
を含む共振回路構成の負荷回路と、第１のスイッチング
素子の制御端と他端との間に接続され直流電源から供給
される電流を上記負荷回路を介して第２のスイッチング
素子に流すループを形成するダイオードと、この負荷回
路に流れる共振電流を制御端に帰還して第１のスイッチ
ング素子を所定周期でオン，オフする帰還手段と、上記
第２のスイッチング素子を第１のスイッチング素子がオ
フした後にオンして第１のスイッチング素子と交互にオ
ン，オフする制御手段とを備えたインバータ装置。
【請求項２】上記第２のスイッチング素子を、トランジ
スタと、このトランジスタに逆並列に接続されたダイオ
ードとで構成して成る請求項１記載のインバータ装置。
【請求項３】上記制御手段で第２のスイッチング素子の
オン期間を可変自在として成る請求項１記載のインバー
タ装置。