JPH07170751A - ３レベルインバータ装置 - Google Patents
３レベルインバータ装置Info
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- JPH07170751A JPH07170751A JP5341927A JP34192793A JPH07170751A JP H07170751 A JPH07170751 A JP H07170751A JP 5341927 A JP5341927 A JP 5341927A JP 34192793 A JP34192793 A JP 34192793A JP H07170751 A JPH07170751 A JP H07170751A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】予め決められた電圧出力パターンによって、パ
ルス幅変調方式と１’パルス制御方式の切り換えの際に
現れる一次磁束の軌跡の中心のずれが原因となるトルク
の振動を抑制した３レベルインバータ装置を提供するも
のである。 【構成】静止座標系におけるインバータの出力電圧の時
間積分値を演算する手段と、その電圧時間積分値から誘
導電動機の静止座標系における一次磁束ベクトル軌跡を
演算する手段と、パルスモード切り換えを実行するとき
の一次磁束ベクトル軌跡の位相角およびインバータ変調
率とに応じて軌跡中心のずれを予測演算する手段と、こ
の補償する電圧成分を所要時間幅だけ従来の制御電圧に
加算して出力する手段とを設けて成るようにしたもので
ある。
ルス幅変調方式と１’パルス制御方式の切り換えの際に
現れる一次磁束の軌跡の中心のずれが原因となるトルク
の振動を抑制した３レベルインバータ装置を提供するも
のである。 【構成】静止座標系におけるインバータの出力電圧の時
間積分値を演算する手段と、その電圧時間積分値から誘
導電動機の静止座標系における一次磁束ベクトル軌跡を
演算する手段と、パルスモード切り換えを実行するとき
の一次磁束ベクトル軌跡の位相角およびインバータ変調
率とに応じて軌跡中心のずれを予測演算する手段と、こ
の補償する電圧成分を所要時間幅だけ従来の制御電圧に
加算して出力する手段とを設けて成るようにしたもので
ある。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は３レベルインバータに係
わり、特にインバータ電車等に利用される可変電圧パル
ス幅変調制御と定電圧１パルス制御の切り換え方式を用
いた３レベルインバータ装置に関するものである。
わり、特にインバータ電車等に利用される可変電圧パル
ス幅変調制御と定電圧１パルス制御の切り換え方式を用
いた３レベルインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図２は３レベルインバータの構成を示す
もので、１は直流電圧電源、２は直流リアクトル、３
ａ，３ｂはコンデンサ、４ａ〜４ｄ，５ａ〜５ｄ，６ａ
〜６ｂはスイッチング素子例のトランジスタ、７ａ〜７
ｄ，８ａ〜８ｄ，９ａ〜９ｄ，10ａ，10ｂ，11ａ，11
ｂ，12ａ，12ｂはダイオードである。
もので、１は直流電圧電源、２は直流リアクトル、３
ａ，３ｂはコンデンサ、４ａ〜４ｄ，５ａ〜５ｄ，６ａ
〜６ｂはスイッチング素子例のトランジスタ、７ａ〜７
ｄ，８ａ〜８ｄ，９ａ〜９ｄ，10ａ，10ｂ，11ａ，11
ｂ，12ａ，12ｂはダイオードである。
【０００３】２個の同一定格のコンデンサ３ａ，３ｂは
直列接続れさ、その端子Ｐ，Ｎが直流リアクトル２を介
して直流電圧電源１に接続され、両コンデンサの接続部
から中性点端子Ｏが導出されている。トランジスタ４ａ
〜４ｄ，５ａ〜５ｄ，６ａ〜６ｄはダイオード７ａ〜７
ｄ，８ａ〜８ｄ，９ａ〜９ｄが逆並列接続されて各相毎
に端子Ｐと端子Ｎ間に接続され、また各トランジスタの
接続点と中性点端子Ｏとの間に図示のようにダイオード
10ａ，10ｂ，11ａ，11ｂ，12ａ，12ｂが配されてなる。
Ｕ，Ｖ，Ｗは各相トランジスタの中間接続点から導出さ
れた各相の出力端子である。
直列接続れさ、その端子Ｐ，Ｎが直流リアクトル２を介
して直流電圧電源１に接続され、両コンデンサの接続部
から中性点端子Ｏが導出されている。トランジスタ４ａ
〜４ｄ，５ａ〜５ｄ，６ａ〜６ｄはダイオード７ａ〜７
ｄ，８ａ〜８ｄ，９ａ〜９ｄが逆並列接続されて各相毎
に端子Ｐと端子Ｎ間に接続され、また各トランジスタの
接続点と中性点端子Ｏとの間に図示のようにダイオード
10ａ，10ｂ，11ａ，11ｂ，12ａ，12ｂが配されてなる。
Ｕ，Ｖ，Ｗは各相トランジスタの中間接続点から導出さ
れた各相の出力端子である。
【０００４】さらに、３レベルインバータの動作につい
てＵ相を例にとり説明する。トランジスタ４ａ〜４ｂの
スイッチングのパターンとＵ相の電圧の関係を表１に示
す。ただし、直流電圧電源１の出力電圧を２Ｅとし、中
性点電圧を基準に中性点電圧を０（Ｖ）とし、端子Ｐの
電圧をＥ（Ｖ），端子Ｎの電圧を−Ｅ（Ｖ）とする。
てＵ相を例にとり説明する。トランジスタ４ａ〜４ｂの
スイッチングのパターンとＵ相の電圧の関係を表１に示
す。ただし、直流電圧電源１の出力電圧を２Ｅとし、中
性点電圧を基準に中性点電圧を０（Ｖ）とし、端子Ｐの
電圧をＥ（Ｖ），端子Ｎの電圧を−Ｅ（Ｖ）とする。
【０００５】
【表１】
【０００６】このようにトランジスタのスイッチング状
態により、各相の出力電圧は各端子Ｐ，Ｎ，Ｏに対応し
た３種類の値となる。つぎに、トランジスタのオンオフ
を順次切り換えて三相出力を得る制御を行うわけである
が、このオンオフモードは合計（３の３乗）の27種類の
組み合せがある。しかし、（以下単に電圧ベクトルとい
う）が相互に同一となるものがあり、この意味で独立し
た電圧ベクトルは合計19種類となる。これは表２の如く
示される。すなわち、オンオフモードＭ１〜Ｍ２７，電
圧ベクトルＶ０〜Ｖ１８および各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの
出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの関係を表す。
態により、各相の出力電圧は各端子Ｐ，Ｎ，Ｏに対応し
た３種類の値となる。つぎに、トランジスタのオンオフ
を順次切り換えて三相出力を得る制御を行うわけである
が、このオンオフモードは合計（３の３乗）の27種類の
組み合せがある。しかし、（以下単に電圧ベクトルとい
う）が相互に同一となるものがあり、この意味で独立し
た電圧ベクトルは合計19種類となる。これは表２の如く
示される。すなわち、オンオフモードＭ１〜Ｍ２７，電
圧ベクトルＶ０〜Ｖ１８および各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの
出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの関係を表す。
【０００７】
【表２】
【０００８】さらにまた、制御例について図３〜図５を
用いて説明する。図３は従来技術の制御フローチャート
であり、21，22，23はブロックである。ここで、インバ
ータ周波数が所定の周波数より低い領域では正弦波三角
波比較パルス幅変調方式の（Ｖ／Ｆ）一定制御であり、
インバータ周波数が所定の周波数より高い領域では後述
する１′パルスモードと呼ばれる３レベルインバータ特
有の制御領域を経て、周波数が高くなるにつれて従来の
３相ブリッジインバータと同様の１パルスモードと呼ば
れる全電圧運転に移行する。この１パルスモードは電気
車制御では広く用いられている方法であり、電車線電圧
を最大限に利用することにより、限定されたスペースに
収容される主電動機が発生する出力を最大にする。
用いて説明する。図３は従来技術の制御フローチャート
であり、21，22，23はブロックである。ここで、インバ
ータ周波数が所定の周波数より低い領域では正弦波三角
波比較パルス幅変調方式の（Ｖ／Ｆ）一定制御であり、
インバータ周波数が所定の周波数より高い領域では後述
する１′パルスモードと呼ばれる３レベルインバータ特
有の制御領域を経て、周波数が高くなるにつれて従来の
３相ブリッジインバータと同様の１パルスモードと呼ば
れる全電圧運転に移行する。この１パルスモードは電気
車制御では広く用いられている方法であり、電車線電圧
を最大限に利用することにより、限定されたスペースに
収容される主電動機が発生する出力を最大にする。
【０００９】さて、ブロック21ではインバータ周波数が
所定の周波数より低いか判別し、低ければ正弦波三角波
比較パルス幅変調方式の（Ｖ／Ｆ）一定制御を行うブロ
ック22へ、高ければ１′パルスモード制御を行うブロッ
ク23へ分岐する。
所定の周波数より低いか判別し、低ければ正弦波三角波
比較パルス幅変調方式の（Ｖ／Ｆ）一定制御を行うブロ
ック22へ、高ければ１′パルスモード制御を行うブロッ
ク23へ分岐する。
【００１０】まず、３レベルインバータの正弦波三角波
比較パルス変調方式を図４により説明する。いま、図示
のように電圧ベクトル指令値Ｖ＊（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖ
ｗ＊）が３相正弦波として変化する場合、各相の各トラ
ンジスタのオンオフモードＳＷはつぎの規則により決め
られる。ここではＵ相についてのみ述べるが、Ｖ相およ
びＷ相についても同様である。
比較パルス変調方式を図４により説明する。いま、図示
のように電圧ベクトル指令値Ｖ＊（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖ
ｗ＊）が３相正弦波として変化する場合、各相の各トラ
ンジスタのオンオフモードＳＷはつぎの規則により決め
られる。ここではＵ相についてのみ述べるが、Ｖ相およ
びＷ相についても同様である。
【００１１】電圧ベクトル指令値Ｖｕ＊が（０〜Ｅ）で
変化する三角波キヤリア31より大きい場合は、トランジ
スタ４ａはオンでありトランジスタ４ｃはオフとなる。
逆に三角波キヤリア31より大きくないときは、トランジ
スタ４ａはオフであり、トランジスタ４ｃはオンとな
る。また、電圧ベクトル指令値Ｖｕ＊が（−Ｅ〜０）で
変化する三角波キヤリア32より大きい場合は、トランジ
スタ４ｂはオンでありトランジスタ４ｄはオフとなる。
逆に、電圧ベクトルは指令値Ｖｕ＊か三角波キヤリア32
より大きくないときトランジスタ４ｂはオフであり、ト
ランジスタ４ｄはオンとなる。このようにして決められ
る各トランジスタのオンオフ動作によって、３角波キヤ
リアの周波数が電圧指令の正弦波の周波数に比べ高けれ
ば高いほど、３レベルインバータは電圧指令と等価な出
力を得ることができる。
変化する三角波キヤリア31より大きい場合は、トランジ
スタ４ａはオンでありトランジスタ４ｃはオフとなる。
逆に三角波キヤリア31より大きくないときは、トランジ
スタ４ａはオフであり、トランジスタ４ｃはオンとな
る。また、電圧ベクトル指令値Ｖｕ＊が（−Ｅ〜０）で
変化する三角波キヤリア32より大きい場合は、トランジ
スタ４ｂはオンでありトランジスタ４ｄはオフとなる。
逆に、電圧ベクトルは指令値Ｖｕ＊か三角波キヤリア32
より大きくないときトランジスタ４ｂはオフであり、ト
ランジスタ４ｄはオンとなる。このようにして決められ
る各トランジスタのオンオフ動作によって、３角波キヤ
リアの周波数が電圧指令の正弦波の周波数に比べ高けれ
ば高いほど、３レベルインバータは電圧指令と等価な出
力を得ることができる。
【００１２】ブロック21で分岐の条件として用いる所定
の周波数について述べる。正弦波三角波比較パルス幅変
調方式の場合、（Ｖ／Ｆ）制御にて周波数を上げ正弦波
の波高値がＥより大きくなると、インバータの出力電圧
は飽和して電圧指令と等価な出力を得られない。そこ
で、従来、正弦波の波高値がＥとなる周波数で正弦波三
角波比較パルス幅変調方式と１′パルス制御方式を切り
換える。
の周波数について述べる。正弦波三角波比較パルス幅変
調方式の場合、（Ｖ／Ｆ）制御にて周波数を上げ正弦波
の波高値がＥより大きくなると、インバータの出力電圧
は飽和して電圧指令と等価な出力を得られない。そこ
で、従来、正弦波の波高値がＥとなる周波数で正弦波三
角波比較パルス幅変調方式と１′パルス制御方式を切り
換える。
【００１３】つぎに、図５に用いて１′パルス制御を行
うブロック23について説明する。図５において、正弦波
41はＵ相電圧指令であり、階段波42はインバータのＵ相
の出力電圧である。ここに、階段波42は３レベルインバ
ータの１′パルスモードにおける相電圧出力波形であ
り、正弦波41はその基本波である。すなわち、位相（ω
ｔ＝０〜θ），（ωｔ＝π−θ），（ωｔ＝π〜π＋
θ），（ωｔ＝２π−θ〜２π）においては中性点０が
出力されているため、基本波電圧の振幅はθが大なるほ
ど低くなり、（θ→０）において３相ブリッジイインバ
ータと同様矩形波の１パルスモードに移行する。
うブロック23について説明する。図５において、正弦波
41はＵ相電圧指令であり、階段波42はインバータのＵ相
の出力電圧である。ここに、階段波42は３レベルインバ
ータの１′パルスモードにおける相電圧出力波形であ
り、正弦波41はその基本波である。すなわち、位相（ω
ｔ＝０〜θ），（ωｔ＝π−θ），（ωｔ＝π〜π＋
θ），（ωｔ＝２π−θ〜２π）においては中性点０が
出力されているため、基本波電圧の振幅はθが大なるほ
ど低くなり、（θ→０）において３相ブリッジイインバ
ータと同様矩形波の１パルスモードに移行する。
【００１４】階段波42の基本波をＵ相電圧指令（正弦波
41）と同じにするには、図５における角度は式（１）の
ようになる。ただし、ａは正弦波51の波高値である。
41）と同じにするには、図５における角度は式（１）の
ようになる。ただし、ａは正弦波51の波高値である。
【００１５】
【数１】
【００１６】ここで、波高値ａと電源電圧Ｅとの比を変
調率ということがある。つまり、角度θは正弦波の波高
値ａによって求められる。先に述べたように、波高値ａ
がＥより大きくとも、１′パルス制御を行うことによ
り、式（２），（０≦θ≦π／２）の範囲でａに対応す
るθが確定し、（Ｖ／Ｆ）一定制御が可能であること
が、式（１）に示されている。
調率ということがある。つまり、角度θは正弦波の波高
値ａによって求められる。先に述べたように、波高値ａ
がＥより大きくとも、１′パルス制御を行うことによ
り、式（２），（０≦θ≦π／２）の範囲でａに対応す
るθが確定し、（Ｖ／Ｆ）一定制御が可能であること
が、式（１）に示されている。
【００１７】
【数２】
【００１８】また、ブロック21の分岐によって制御がブ
ロック22の正弦波三角波比較パルス幅変調方式とブロッ
ク23の１′パルス制御との切り換えの際に、どのような
現象が発生するかを説明する。図６はＵ相の正弦波の位
相角（ωｔ＝０）のときに切り換えた場合の各相の電圧
を示す。ただし、（ω＝２πｆ）で、正弦波三角波比較
パルス幅変調方式による出力電圧は基本波等価電圧で示
してある。
ロック22の正弦波三角波比較パルス幅変調方式とブロッ
ク23の１′パルス制御との切り換えの際に、どのような
現象が発生するかを説明する。図６はＵ相の正弦波の位
相角（ωｔ＝０）のときに切り換えた場合の各相の電圧
を示す。ただし、（ω＝２πｆ）で、正弦波三角波比較
パルス幅変調方式による出力電圧は基本波等価電圧で示
してある。
【００１９】さらには、図７はその場合のインバータ出
力電圧は時間積分の静止ｄｑ座標系における軌跡を示
す。いま、誘導電動機の一次抵抗を無視すれば、インバ
ータ出力電圧の時間積分は誘導電動機の一次磁束を表
す。正弦波三角波比較パルス幅変調方式における一次磁
束は近似的に円軌跡を描き、時間の経過とともに時計方
向に回転する。そして、ｄ軸との負側の交点Ａに達する
と、１′パルス制御に切り換わる。その１′パルス制御
における一次磁束軌道は12角形を描く。
力電圧は時間積分の静止ｄｑ座標系における軌跡を示
す。いま、誘導電動機の一次抵抗を無視すれば、インバ
ータ出力電圧の時間積分は誘導電動機の一次磁束を表
す。正弦波三角波比較パルス幅変調方式における一次磁
束は近似的に円軌跡を描き、時間の経過とともに時計方
向に回転する。そして、ｄ軸との負側の交点Ａに達する
と、１′パルス制御に切り換わる。その１′パルス制御
における一次磁束軌道は12角形を描く。
【００２０】ここで、正弦波形三角波比較パルス幅変調
方式のときの一次磁束の円軌跡51の中心は原点０となる
ように制御されている。また、１′パルス制御のときの
一次磁束の角形52の中心を点Ｂとする。このとき、円軌
跡51の半径および角形５２の平均半径は一次磁束の大き
さを表す。この半径はインバータの（Ｖ／Ｆ）比で決ま
り、パルスモード切り換え前後でのインバータ周波数ｆ
を近似に不変とすれば、半径はインバータ出力電圧の基
本波の大きさに比例するものと見なせる。
方式のときの一次磁束の円軌跡51の中心は原点０となる
ように制御されている。また、１′パルス制御のときの
一次磁束の角形52の中心を点Ｂとする。このとき、円軌
跡51の半径および角形５２の平均半径は一次磁束の大き
さを表す。この半径はインバータの（Ｖ／Ｆ）比で決ま
り、パルスモード切り換え前後でのインバータ周波数ｆ
を近似に不変とすれば、半径はインバータ出力電圧の基
本波の大きさに比例するものと見なせる。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】従来の３レベルインバ
ータ制御方式においては、正弦波三角波比較パルス幅変
調方式と１′パルス制御方式を切り換えるとき、切り換
え前後の基本波の大きさが同じになるように調整してい
た。言い換えれば、図７における円軌跡51の半径および
角形52の平均半径が同一になるように、正弦波三角波比
較パルス幅変調方式の変調率と１′パルス制御方式の制
御位相角を調整していた。
ータ制御方式においては、正弦波三角波比較パルス幅変
調方式と１′パルス制御方式を切り換えるとき、切り換
え前後の基本波の大きさが同じになるように調整してい
た。言い換えれば、図７における円軌跡51の半径および
角形52の平均半径が同一になるように、正弦波三角波比
較パルス幅変調方式の変調率と１′パルス制御方式の制
御位相角を調整していた。
【００２２】しかしながら、１′パルス制御方式の角形
52の軌跡は図示されるように円軌跡51に対して凸凹をも
つ。しかも、一次磁束は電圧の積分で表されるため急変
することができず、切り換え点における平均半径から凸
凹によるずれ分だけ、磁束はオフセットをもつことにな
る。
52の軌跡は図示されるように円軌跡51に対して凸凹をも
つ。しかも、一次磁束は電圧の積分で表されるため急変
することができず、切り換え点における平均半径から凸
凹によるずれ分だけ、磁束はオフセットをもつことにな
る。
【００２３】例えば、図７の交点Ａで切り換えを行う
と、切り換え前は時計方向に円軌跡51を描いてきた一次
磁束は、交点Ａ以降角形52の軌跡に乗り換える。このと
き、切り換え前後の望ましい円軌跡と12角形軌跡の関係
は、図８に示すように、ともに原点を中心として共有
し、しかも半径および平均半径が相等しいものである。
図８において、12角形軌跡はの角形53とｄ軸との交点を
Ｃとすると、線分Ａ′Ｃが一次磁束に重畳される直流分
となる。かようにして、一般に磁束が直流分をもつと、
トルクにインバータ周波数と同じ周波数の振動が現れ
る。
と、切り換え前は時計方向に円軌跡51を描いてきた一次
磁束は、交点Ａ以降角形52の軌跡に乗り換える。このと
き、切り換え前後の望ましい円軌跡と12角形軌跡の関係
は、図８に示すように、ともに原点を中心として共有
し、しかも半径および平均半径が相等しいものである。
図８において、12角形軌跡はの角形53とｄ軸との交点を
Ｃとすると、線分Ａ′Ｃが一次磁束に重畳される直流分
となる。かようにして、一般に磁束が直流分をもつと、
トルクにインバータ周波数と同じ周波数の振動が現れ
る。
【００２４】
【課題を解決するための手段】本発明は上述したような
点に鑑みなされたものであり、その解決手段として、静
止座標系におけるインバータの出力電圧の時間積分値を
演算する手段、その電圧時間積分値から誘導電動機の静
止座標系における一次磁束ベクトル軌跡を演算する手
段、パルスモード切り換えを実行するときの一次磁束ベ
クトル軌跡の位相角およびインバータ変調率とに応じて
軌跡中心のずれを予測演算する手段、その予測演算され
た中心のずれを補償する電圧成分とその所要出力時間幅
とを演算する手段、この補償する電圧成分を所要時間幅
だけ従来の制御電圧に加算して出力する手段をそれぞれ
設けて成るものである。
点に鑑みなされたものであり、その解決手段として、静
止座標系におけるインバータの出力電圧の時間積分値を
演算する手段、その電圧時間積分値から誘導電動機の静
止座標系における一次磁束ベクトル軌跡を演算する手
段、パルスモード切り換えを実行するときの一次磁束ベ
クトル軌跡の位相角およびインバータ変調率とに応じて
軌跡中心のずれを予測演算する手段、その予測演算され
た中心のずれを補償する電圧成分とその所要出力時間幅
とを演算する手段、この補償する電圧成分を所要時間幅
だけ従来の制御電圧に加算して出力する手段をそれぞれ
設けて成るものである。
【００２５】かかる構成より、パルスモード切り換えを
軌跡がｄ軸と交わる点Ａ′で行い、切り換えと同時に軌
跡の中心のずれの推定値をインバータ出力電圧に加算す
ることにより、切り換え後速やかに正常な軌跡上に一次
磁束を移し、インバータ基本波トルク脈動を抑制するこ
とにある。
軌跡がｄ軸と交わる点Ａ′で行い、切り換えと同時に軌
跡の中心のずれの推定値をインバータ出力電圧に加算す
ることにより、切り換え後速やかに正常な軌跡上に一次
磁束を移し、インバータ基本波トルク脈動を抑制するこ
とにある。
【００２６】図６に示したインバータの出力電圧Ｖ（Ｖ
ｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）は、式（３）のように静止ｄｑ座標系
の電圧Ｖdq（Ｖｄ，Ｖｑ）に変換される。
ｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）は、式（３）のように静止ｄｑ座標系
の電圧Ｖdq（Ｖｄ，Ｖｑ）に変換される。
【００２７】
【数３】
【００２８】その基本波成分については、（Ｖｕ＋Ｖｖ
＋Ｖｗ）が成り立つから、式（４）となり、すなわち電
圧ベクトルのＵ相成分Ｖｕはｄ軸と同位相である。
＋Ｖｗ）が成り立つから、式（４）となり、すなわち電
圧ベクトルのＵ相成分Ｖｕはｄ軸と同位相である。
【００２９】
【数４】
【００３０】このｄｑ座標系における誘導電動機の一次
磁束ベクトルΨdqは、一次抵抗を無視すれば、式（５）
で与えられる。
磁束ベクトルΨdqは、一次抵抗を無視すれば、式（５）
で与えられる。
【００３１】
【数５】
【００３２】式（５）より、一次磁束ベクトルΨdqの基
本波成分は、電圧ベクトルＶdq（Ｖｄ，Ｖｑ）の基本波
成分より、（π／２）遅れてることがわかる。また、こ
れより図８においてインバータＵ相電圧の位相（ωｔ＝
０）のとき、電圧ベクトルＶdqの基本波はｑ軸の負の分
岐上にあり、一次磁束ベクトルΨdqはｄ軸の負の分岐上
にあることがわかる。
本波成分は、電圧ベクトルＶdq（Ｖｄ，Ｖｑ）の基本波
成分より、（π／２）遅れてることがわかる。また、こ
れより図８においてインバータＵ相電圧の位相（ωｔ＝
０）のとき、電圧ベクトルＶdqの基本波はｑ軸の負の分
岐上にあり、一次磁束ベクトルΨdqはｄ軸の負の分岐上
にあることがわかる。
【００３３】さて、図６から解るように、（ωｔ＝０）
の前後においてＵ相は中性点電位を出力中である。い
ま、図８の線分Ａ′Ｃを打ち消すような電圧時間積を与
えてやれば、一次磁束ベクトルΨdqから１′パルスモー
ドに切り換え後の直流成分を取り除いてやることができ
る。線分Ａ′Ｃはｄ軸方向のみの量でつぎのように求め
られる。
の前後においてＵ相は中性点電位を出力中である。い
ま、図８の線分Ａ′Ｃを打ち消すような電圧時間積を与
えてやれば、一次磁束ベクトルΨdqから１′パルスモー
ドに切り換え後の直流成分を取り除いてやることができ
る。線分Ａ′Ｃはｄ軸方向のみの量でつぎのように求め
られる。
【００３４】（イ） 円軌跡51の半径ｒは、式（４）を
用いて式（５）を書き直せば解かるように、式（６），
（７）となる。ただし、ａはパルス幅変調領域での各相
電圧の波高値である。
用いて式（５）を書き直せば解かるように、式（６），
（７）となる。ただし、ａはパルス幅変調領域での各相
電圧の波高値である。
【００３５】
【数６】
【００３６】（ロ） 12角形がｄ軸の負の分岐から切り
とる切片ｒ′は、１′パルスにおけるｄ軸成分を積分計
算することにより、式（８）となる。
とる切片ｒ′は、１′パルスにおけるｄ軸成分を積分計
算することにより、式（８）となる。
【００３７】
【数７】
【００３８】（ハ） （θ＝０）にて、ｄ軸成分すなわ
ちＵ相の電圧パルスをΔθ出力したときの磁束Ψdqのｄ
軸成分の変化分（ΔΨｄ）は、式（９）である。
ちＵ相の電圧パルスをΔθ出力したときの磁束Ψdqのｄ
軸成分の変化分（ΔΨｄ）は、式（９）である。
【００３９】
【数８】
【００４０】（ニ） 関係式（ΔΨｄ＝ｒ−ｒ′）に、
式（７），（８），（９）を代入すると、式（10）とな
る。すなわち、式（10）で決まる位相区間（ωｔ＝０〜
Δθ）にてＵ相のみ電圧パルスＥを出力すればよい。
式（７），（８），（９）を代入すると、式（10）とな
る。すなわち、式（10）で決まる位相区間（ωｔ＝０〜
Δθ）にてＵ相のみ電圧パルスＥを出力すればよい。
【００４１】
【数９】
【００４２】
【作用】図９は（ωｔ＝０）にて１′パルス制御領域へ
切り換えを行い、位相区間（ωｔ＝０〜Δθ）にて電圧
パルスＥを出力したときの一次磁束ベクトルΨdqの動作
を示している。すなわち、円軌跡51上を時計方向に進行
してきた一次磁束ベクトルΨdqは、点Ａ′から方向を転
じ、点Ｄに至って円軌跡51と平均半径が相等しくかつ原
点０を中心とする12角形軌跡の角形54の辺上に達し、以
後角形54上を進行する。このとき、点Ａ′から点Ｄに至
る弧Ａ′Ｄが原点に対して張る角度がΔθとなってい
る。
切り換えを行い、位相区間（ωｔ＝０〜Δθ）にて電圧
パルスＥを出力したときの一次磁束ベクトルΨdqの動作
を示している。すなわち、円軌跡51上を時計方向に進行
してきた一次磁束ベクトルΨdqは、点Ａ′から方向を転
じ、点Ｄに至って円軌跡51と平均半径が相等しくかつ原
点０を中心とする12角形軌跡の角形54の辺上に達し、以
後角形54上を進行する。このとき、点Ａ′から点Ｄに至
る弧Ａ′Ｄが原点に対して張る角度がΔθとなってい
る。
【００４３】なお、磁束に直流分を乗せないように、
１′パルス制御へ切り換える位相は、図８において円と
12角形との交点でもよいが、交点の位相角を求める予測
計算が複雑となって実用的でなくなる。また、電圧パル
スＥを出力する位相は、（ωｔ＝０）近傍で中性点電圧
を出力している期間中ならばどこでもよいが、（θ→
０）となり中性点電位出力期間が狭くなってくると制御
不能に至る。切り換えは（Δθ≦０）なる領域で実行す
ることが必要である。
１′パルス制御へ切り換える位相は、図８において円と
12角形との交点でもよいが、交点の位相角を求める予測
計算が複雑となって実用的でなくなる。また、電圧パル
スＥを出力する位相は、（ωｔ＝０）近傍で中性点電圧
を出力している期間中ならばどこでもよいが、（θ→
０）となり中性点電位出力期間が狭くなってくると制御
不能に至る。切り換えは（Δθ≦０）なる領域で実行す
ることが必要である。
【００４４】
【実施例】図１は本発明が適用された一実施例における
正弦波三角波比較パルス幅変調方式から１′パルス制御
方式に切り換えたときの各相の電圧を示している。ただ
し、正弦波三角波比較パルス幅変調方式による出力電圧
は等価電圧で示してある。
正弦波三角波比較パルス幅変調方式から１′パルス制御
方式に切り換えたときの各相の電圧を示している。ただ
し、正弦波三角波比較パルス幅変調方式による出力電圧
は等価電圧で示してある。
【００４５】すなわち、正弦波の波高値がＥのとき、お
よびＵ相の正弦波の位相角が０度のときに切り換えた場
合、Ｕ相の電圧指令は従来の端に位相角｛θ＝ｃｏｓ
（べき−１）（π／４）｝にて、出力電圧を０からＥへ
スイッチングするのみであるが、図１では（ωｔ＝０〜
Δθ）の期間にＥへのスイッチングを加えている。その
他は図６と同様である。
よびＵ相の正弦波の位相角が０度のときに切り換えた場
合、Ｕ相の電圧指令は従来の端に位相角｛θ＝ｃｏｓ
（べき−１）（π／４）｝にて、出力電圧を０からＥへ
スイッチングするのみであるが、図１では（ωｔ＝０〜
Δθ）の期間にＥへのスイッチングを加えている。その
他は図６と同様である。
【００４６】その結果、図９に示すようにインバータ電
圧の時間積分値の軌跡を静止座標系に示したときの軌跡
の中性は点Ａ′で切り換った後も一致している。ここ
で、基本波波高値が分圧値Ｅに等しいとき、すなわち
（ａ＝Ｅ）で１′パルス制御へ切り換えたときの変化分
Δθは式（11）にて求められる。
圧の時間積分値の軌跡を静止座標系に示したときの軌跡
の中性は点Ａ′で切り換った後も一致している。ここ
で、基本波波高値が分圧値Ｅに等しいとき、すなわち
（ａ＝Ｅ）で１′パルス制御へ切り換えたときの変化分
Δθは式（11）にて求められる。
【００４７】
【数１０】
【００４８】また、１′パルス制御から正弦波三角波比
較パルス幅変調方式に切り換える際は、図１の時間軸を
逆に辿って考えれば、点Ａ′にて角形54から円軌跡51に
移行すると考えたことになる。この場合、磁束ベクトル
軌跡の中心は逆方向にずれるため、逆極性の電圧（−
Ｅ）を式（10）から求められるΔθだけ、従来の制御電
圧に加えて出力すれば、同様の効果が得られる。
較パルス幅変調方式に切り換える際は、図１の時間軸を
逆に辿って考えれば、点Ａ′にて角形54から円軌跡51に
移行すると考えたことになる。この場合、磁束ベクトル
軌跡の中心は逆方向にずれるため、逆極性の電圧（−
Ｅ）を式（10）から求められるΔθだけ、従来の制御電
圧に加えて出力すれば、同様の効果が得られる。
【００４９】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、電
流フィードバックなしに予め決められた電圧出力パター
ンによって、パルス幅変調方式と１′パルス制御方式の
切り換えの際に現れる一次磁束の軌跡の中心のずれが原
因となるトルクの振動を格別に抑えることができる。
流フィードバックなしに予め決められた電圧出力パター
ンによって、パルス幅変調方式と１′パルス制御方式の
切り換えの際に現れる一次磁束の軌跡の中心のずれが原
因となるトルクの振動を格別に抑えることができる。
【００５０】なお、磁束ベクトル軌跡がｄ軸の負の分岐
と交わる点で切り換えを行う場合につき示したが、これ
以外の点で補償が不可能であるからではない。その理由
は、この点近傍では磁束の中心ずれの補償が単にＵ相の
み電圧パルス出力で済むからであり、しかも１パルスモ
ードでＵ相は零ベクトルを出力中であるため、正負いず
れの補償電圧をも出力できるからである。交点Ａ′以
外、例えばｄ軸の正の分岐ｑ軸上あるいは一般位相角に
おいて同等な効果を得るには、切り換え時の電圧時間積
の中心ずれΔΨdqをｄ，ｑ軸成分ΔΨｄ，ΔΨｑに分
け、各成分を打ち消す補償電圧を所要時間出力すればよ
い。
と交わる点で切り換えを行う場合につき示したが、これ
以外の点で補償が不可能であるからではない。その理由
は、この点近傍では磁束の中心ずれの補償が単にＵ相の
み電圧パルス出力で済むからであり、しかも１パルスモ
ードでＵ相は零ベクトルを出力中であるため、正負いず
れの補償電圧をも出力できるからである。交点Ａ′以
外、例えばｄ軸の正の分岐ｑ軸上あるいは一般位相角に
おいて同等な効果を得るには、切り換え時の電圧時間積
の中心ずれΔΨdqをｄ，ｑ軸成分ΔΨｄ，ΔΨｑに分
け、各成分を打ち消す補償電圧を所要時間出力すればよ
い。
【図１】図１は本発明の実施例による正弦波三角波比較
パルス幅変調方式から１′パルス制御方式に切り換えた
ときの各相の電圧を示す図である。
パルス幅変調方式から１′パルス制御方式に切り換えた
ときの各相の電圧を示す図である。
【図２】図２は３レベルインバータの構成を示す回路図
である。
である。
【図３】図３は従来技術の説明のため示したフローチャ
ートである。
ートである。
【図４】図４は正弦波三角波比較パルス幅変調制御の動
作原理を示す図である。
作原理を示す図である。
【図５】図５は１′パルス制御の動作原理を示す図であ
る。
る。
【図６】図６は制御方式を切り換えたときの電圧波形を
示す図である。
示す図である。
【図７】図７は従来例の制御方式を切り換えたときの一
次磁束の軌跡を示す図である。
次磁束の軌跡を示す図である。
【図８】図８は制御方式を切り換えたときの望ましい関
係を示す図である。
係を示す図である。
【図９】図９は本発明による制御方式を切り換えたとき
の一次磁束の軌跡を示す図である。
の一次磁束の軌跡を示す図である。
１ 直流電圧電源 ２ 直流リアクトル ３ａ コンデンサ ３ｂ コンデンサ ４ａ トランジスタ ４ｂ トランジスタ ４ｃ トランジスタ ４ｄ トランジスタ ７ａ ダイオード ７ｂ ダイオード ７ｃ ダイオード ７ｄ ダイオード 10ａ ダイオード 10ｂ ダイオード 21 ブロック 31 三角波キヤリア 32 三角波キヤリア Ｖｕ＊ 電圧ベクトル指令値 Ｖｖ＊ 電圧ベクトル指令値 Ｖｗ＊ 電圧ベクトル指令値 41 正弦波 42 階段波 51 円軌跡 52 角形 53 角形 54 角形
Claims (1)
- 【請求項１】中性点をもつ直流電圧電源の両端子に直列
接続された逆並列ダイオードを備えた第１から第４のス
イッチング素子と、これら第１および第２のスイッチン
グ素子の相互接続点が第１のダイオードを介して電源中
性点に接続されかつ第３および第４のスイッチング素子
の相互接続点が第２のダイオードを介して電源中性点に
接続されるとともに、第２および第３のスイッチング素
子の相互接続点は出力端子に接続されてなる単位インバ
ータの３組を有するインバータ回路を備え、前記第１お
よび第３のスイッチング素子と第２および第３のスイッ
チング素子はそれぞれ共役的に動作する３レベルインバ
ータにおいて、静止座標系におけるインバータの出力電
圧の時間積分値を演算する手段と、その電圧時間積分値
から誘導電動機の静止座標系における一次磁束ベクトル
軌跡を演算する手段と、パルスモード切り換えを実行す
るときの一次磁束ベクトル軌跡の位相角およびインバー
タ変調率とに応じて軌跡中心のずれを予測演算する手段
と、その予測演算された中心のずれを補正する電圧成分
とその所要出力時間幅とを演算する手段と、この補償す
る電圧成分を所要時間幅だけ従来の制御電圧に加算して
出力する手段とを設けて成ることを特徴とする３レベル
インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5341927A JP2754519B2 (ja) | 1993-12-13 | 1993-12-13 | ３レベルインバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5341927A JP2754519B2 (ja) | 1993-12-13 | 1993-12-13 | ３レベルインバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07170751A true JPH07170751A (ja) | 1995-07-04 |
| JP2754519B2 JP2754519B2 (ja) | 1998-05-20 |
Family
ID=18349836
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5341927A Expired - Fee Related JP2754519B2 (ja) | 1993-12-13 | 1993-12-13 | ３レベルインバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2754519B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006174697A (ja) * | 2004-12-10 | 2006-06-29 | Abb Res Ltd | 回転電気機械を操作するための方法 |
| CN103023413A (zh) * | 2012-12-21 | 2013-04-03 | 黑龙江大学 | 克服转矩不稳的前馈调幅式空间矢量方法 |
| WO2014136761A1 (ja) * | 2013-03-05 | 2014-09-12 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換器制御装置 |
| CN104660077A (zh) * | 2015-01-27 | 2015-05-27 | 上海交通大学 | 三电平的调制方法 |
| CN113381658A (zh) * | 2021-06-21 | 2021-09-10 | 北京理工大学 | 一种用于电动汽车电机控制器的变权重叠加型过调制方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5167884B2 (ja) | 2008-03-14 | 2013-03-21 | ダイキン工業株式会社 | コンバータの制御方法及び制御装置 |
-
1993
- 1993-12-13 JP JP5341927A patent/JP2754519B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006174697A (ja) * | 2004-12-10 | 2006-06-29 | Abb Res Ltd | 回転電気機械を操作するための方法 |
| CN103023413A (zh) * | 2012-12-21 | 2013-04-03 | 黑龙江大学 | 克服转矩不稳的前馈调幅式空间矢量方法 |
| CN103023413B (zh) * | 2012-12-21 | 2015-02-25 | 黑龙江大学 | 克服转矩不稳的前馈调幅式空间矢量方法 |
| WO2014136761A1 (ja) * | 2013-03-05 | 2014-09-12 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換器制御装置 |
| JP2014197978A (ja) * | 2013-03-05 | 2014-10-16 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換器制御装置 |
| CN105027414A (zh) * | 2013-03-05 | 2015-11-04 | 大金工业株式会社 | 电力变换器控制装置 |
| US9634580B2 (en) | 2013-03-05 | 2017-04-25 | Daikin Industries, Ltd. | Power converter controller |
| CN105027414B (zh) * | 2013-03-05 | 2017-05-31 | 大金工业株式会社 | 电力变换器控制装置 |
| CN104660077A (zh) * | 2015-01-27 | 2015-05-27 | 上海交通大学 | 三电平的调制方法 |
| CN104660077B (zh) * | 2015-01-27 | 2017-08-01 | 上海交通大学 | 三电平的调制方法 |
| CN113381658A (zh) * | 2021-06-21 | 2021-09-10 | 北京理工大学 | 一种用于电动汽车电机控制器的变权重叠加型过调制方法 |
| CN113381658B (zh) * | 2021-06-21 | 2022-06-10 | 北京理工大学 | 一种用于电动汽车电机控制器的变权重叠加型过调制方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2754519B2 (ja) | 1998-05-20 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |