JP6944646B2 - モータ制御装置 - Google Patents

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Description

この発明は、電動モータをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）駆動するためのモータ制御装置に関する。
三相電動モータをベクトル制御するモータ制御装置においては、電流制御周期毎に、二相電流指令値が演算される。この二相電流指令値と二相電流検出値との偏差に基づいて二相電圧指令値が演算される。この二相電圧指令値が電動モータの回転角を用いて二相・三相変換されることにより、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の相電圧指令値（三相電圧指令値）が演算される。そして、このＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電圧指令値にそれぞれ対応するデューティのＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号が生成されて、三相インバータ回路に供給される。
この三相インバータ回路を構成する６個のスイッチング素子が、Ｕ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号によって制御されることにより、三相電圧指令値に相当する電圧が三相電動モータに印加されることになる。これにより、三相電動モータに流れるモータ電流が二相電流指令値に等しくなるように制御される。
特開平１−５０７６６号公報
前述のようなモータ制御装置においては、各ＰＷＭ周期において各相の出力電圧（相電圧）の立上り時点と立下り時点において、三相電動モータとフレームグランドとの間に存在する浮遊容量に電流が流れる。この電流がフレームグランドに流れるため、フレームグランドからノイズが放射されるおそれがある。また、車両に搭載される電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）に搭載されるモータ制御装置の場合、車両電源（バッテリー）からＥＰＳへの正負電源供給ラインが長いため、フレームグランドを流れたノイズ電流が、正負電源供給ラインとフレームグランドとの間にできる浮遊容量を通じて、車両電源の近傍で正負電源供給ラインに混入する。そして、ノイズ電流が長い正負電源供給ラインを流れることで、ラインから放射ノイズが発生する。これにより、コモンモードノイズが発生する。
この発明の目的は、コモンモードノイズを低減させることができるモータ制御装置を提供することにある。
本発明の一実施形態は、電流制御周期内に複数のＰＷＭ周期が含まれており、前記電流制御周期内のＰＷＭ周期毎に生成されるＰＷＭ信号に基づいて電動モータが制御されるモータ制御装置（３１）であって、前記電流制御周期毎に、三相各相のＰＷＭカウントを演算するＰＷＭカウント演算手段（４６）と、前記電流制御周期に対する各相のＰＷＭカウントを、対応する相における当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＰＷＭカウントとして設定するＰＷＭカウント設定手段と、前記電流制御周期内の少なくとも１つのＰＷＭ周期において、前記三相のうちの任意の１つの相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他の２相のうちの少なくとも１つの相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるように、当該他の２相のうちの少なくとも１つの相に対するＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更するコモンモードノイズ低減手段（４７）と、前記コモンモードノイズ低減手段により変更された後の、ＰＷＭ周期に対する各相のＰＷＭカウントに基づいて、各ＰＷＭ周期において、キャリア波形と各相のＰＷＭカウントとを比較することで、各相のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを含み、前記コモンモードノイズ低減手段は、各相における前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＰＷＭカウントのうち、前記他の２相のうちの少なくとも１つの相のＰＷＭカウントを、当該相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、少なくとも１つのＰＷＭ周期において、当該相の出力電圧波形が、前記任意の１つの相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更するＰＷＭカウント変更手段を含んでいる、モータ制御装置を提供する。
この構成では、電流制御周期内の少なくとも１つのＰＷＭ周期において、任意の１つの相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他の２相のうちの少なくとも１つの相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺される。これにより、コモンモードノイズを低減させることができる。
本発明の一実施形態では、前記ＰＷＭカウント変更手段は、前記電流制御周期内の所定の半数のＰＷＭ周期において、前記三相のうちの前記任意の１つの相である第１相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他の２つの相のうちの１方の相である第２相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺され、前記電流制御周期内の前記所定の半数のＰＷＭ周期以外の他の半数のＰＷＭ周期において、当該第２相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他の２つの相のうちの他方の相である第３相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるようにＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更する第１のＰＷＭカウント変更手段を含んでおり、前記第１のＰＷＭカウント変更手段は、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記第２相のＰＷＭカウントを、当該第２相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、当該電流制御周期内の前記所定の半数のＰＷＭ周期において、当該第２相の出力電圧波形が、前記第１相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更する第１手段と、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記第３相のＰＷＭカウントを、当該第３相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、前記電流制御周期内の前記所定の半数のＰＷＭ周期以外の他の半数のＰＷＭ周期において、当該第３相の出力電圧波形が、前記第１のＰＷＭカウント変更手段による変更後の前記第２相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更する第２手段とを含む。
本発明の一実施形態では、前記ＰＷＭカウント変更手段は、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、前記三相のうちの前記任意の１つの相である第１相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他の２つの相である第２相または第３相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるようにＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更する第２のＰＷＭカウント変更手段を含んでおり、前記第２のＰＷＭカウント変更手段は、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記第２相のＰＷＭカウントを、当該第２相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、当該電流制御周期内の所定の半数のＰＷＭ周期において、当該第２相の出力電圧波形が、前記第１相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更する第３手段と、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記第３相のＰＷＭカウントを、当該第３相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、前記電流制御周期内の前記所定の半数のＰＷＭ周期以外の他の半数のＰＷＭ周期において、当該第３相の出力電圧波形が、前記第１相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更する第４手段とを含む。
本発明の一実施形態では、前記コモンモードノイズ低減手段は、前記電流制御周期内の所定の半数のＰＷＭ周期において、前記三相のうちの前記任意の１つの相である第１相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他の２つの相のうちの１方の相である第２相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺され、前記電流制御周期内の前記所定の半数のＰＷＭ周期以外の他の半数のＰＷＭ周期において、当該第２相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他の２つの相のうちの他方の相である第３相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるようにＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更する第１のＰＷＭカウント変更手段と、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、前記三相のうちの特定の１つの相である第１相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他の２つの相である第２相または第３相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるようにＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更する第２のＰＷＭカウント変更手段と、前記電流制御周期毎に、所定の判定基準にしたがって、前記第１のＰＷＭカウント変更手段および前記第２のＰＷＭカウント変更手段のうちのいずれか一方を、前記ＰＷＭカウント変更手段として選択する選択手段とを含む。
図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。 図２は、ＥＣＵの電気的構成を示すブロック図である。 図３は、主としてモータ駆動回路の構成を示す電気回路図である。 図４Ａは、ＰＷＭ信号の周期Ｔｃと電流制御周期Ｔａとの関係を示す模式図であり、図４Ｂはキャリア波形を示す波形図であり、図４ＣはＰＷＭ信号の生成方法を説明するための模式図である。 図５は、検出操舵トルクＴに対するアシスト電流値Ｉａ＊の設定例を示すグラフである。 図６は、コモンモードノイズ低減部によるコモンモードノイズ低減の基本的な考え方を説明するための説明図である。 図７は、コモンモードノイズ電流に着目した等価回路を示す回路図である。 図８は、コモンモードノイズ低減部の動作の一例を説明するためのフローチャートである。 図９は、主として、ＰＷＭカウントと、各相の上段ＦＥＴ指令および下段ＦＥＴ指令との関係を示す模式図である。 図１０Ａは、上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点から電動モータ側に向かって電流が流れている状態におけるデットタイム期間中の電流経路を示す図であり、図１０Ｂは、電動モータ側から上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点に向かって電流が流れている状態におけるデットタイム期間中の電流経路を示す図である。 図１１Ａは、ステップＳ１によって設定された各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントの一例を示す模式図であり、図１１Ｂは、ステップＳ２によって設定された各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントの一例を示す模式図である。 図１２Ａは、２種類のふり幅パターンの一例を示す模式図であり、図１２Ｂは、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭ周期毎のふり幅の一例を示す模式図であり、図１２Ｃは、各ＰＷＭ周期に対する各系統の各相の最終的なＰＷＭカウントの一例を示す模式図であり、図１２Ｄは、図１２Ｃに示される最終的なＰＷＭカウントに応じた各相電圧のレベル変化タイミングに対応したＰＷＭカウントを示す模式図である。 図１３Ａは、ステップＳ１によって設定された各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントの他の例を示す模式図であり、図１３Ｂは、ステップＳ２によって設定された各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントの他の例を示す模式図である。 図１４は、２種類のふり幅パターンの一例を示す模式図であり、図１４Ｂは、Ｕ相およびＷ相のＰＷＭ周期毎のふり幅の一例を示す模式図であり、図１４Ｃは、各ＰＷＭ周期に対する各系統の各相の最終的なＰＷＭカウントの一例を示す模式図であり、図１４Ｄは、図１４Ｃに示される最終的なＰＷＭカウントに応じた各相電圧のレベル変化タイミングに対応したＰＷＭカウントを示す模式図である。
以下では、この発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の実施形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。
電動パワーステアリング装置(ＥＰＳ:electric power steering）１は、車両を操向するための操舵部材としてのステアリングホイール２と、このステアリングホイール２の回転に連動して転舵輪３を転舵する転舵機構４と、運転者の操舵を補助するための操舵補助機構５とを備えている。ステアリングホイール２と転舵機構４とは、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して機械的に連結されている。
ステアリングシャフト６は、ステアリングホイール２に連結された入力軸８と、中間軸７に連結された出力軸９とを含む。入力軸８と出力軸９とは、トーションバー１０を介して相対回転可能に連結されている。
トーションバー１０の近傍には、トルクセンサ１１が配置されている。トルクセンサ１１は、入力軸８および出力軸９の相対回転変位量に基づいて、ステアリングホイール２に与えられた操舵トルクＴを検出する。この実施形態では、トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴは、たとえば、右方向への操舵のためのトルクが正の値として検出され、左方向への操舵のためのトルクが負の値として検出され、その絶対値が大きいほど操舵トルクの大きさが大きくなるものとする。
転舵機構４は、ピニオン軸１３と、転舵軸としてのラック軸１４とを含むラックアンドピニオン機構からなる。ラック軸１４の各端部には、タイロッド１５およびナックルアーム（図示略）を介して転舵輪３が連結されている。ピニオン軸１３は、中間軸７に連結されている。ピニオン軸１３は、ステアリングホイール２の操舵に連動して回転するようになっている。ピニオン軸１３の先端（図１では下端）には、ピニオン１６が連結されている。
ラック軸１４は、自動車の左右方向に沿って直線状に延びている。ラック軸１４の軸方向の中間部には、ピニオン１６に噛み合うラック１７が形成されている。このピニオン１６およびラック１７によって、ピニオン軸１３の回転がラック軸１４の軸方向移動に変換される。ラック軸１４を軸方向に移動させることによって、転舵輪３を転舵することができる。
ステアリングホイール２が操舵（回転）されると、この回転が、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して、ピニオン軸１３に伝達される。そして、ピニオン軸１３の回転は、ピニオン１６およびラック１７によって、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。
操舵補助機構５は、操舵補助用の電動モータ１８と、電動モータ１８の出力トルクを転舵機構４に伝達するための減速機構１９とを含む。電動モータ１８は、この実施形態では、三相ブラシレスモータである。電動モータ１８には、電動モータ１８のロータの回転角を検出するための、例えばレゾルバからなる回転角センサ２３が配置されている。減速機構１９は、ウォーム軸２０と、このウォーム軸２０と噛み合うウォームホイール２１とを含むウォームギヤ機構からなる。
ウォーム軸２０は、電動モータ１８によって回転駆動される。また、ウォームホイール２１は、ステアリングシャフト６とは一体的に回転可能に連結されている。ウォームホイール２１は、ウォーム軸２０によって回転駆動される。
電動モータ１８によってウォーム軸２０が回転駆動されると、ウォームホイール２１が回転駆動され、ステアリングシャフト６が回転する。そして、ステアリングシャフト６の回転は、中間軸７を介してピニオン軸１３に伝達される。ピニオン軸１３の回転は、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。すなわち、電動モータ１８によってウォーム軸２０を回転駆動することによって、電動モータ１８による操舵補助が可能となっている。
車両には、車速Ｖを検出するための車速センサ２４が設けられている。トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴ、車速センサ２４によって検出される車速Ｖ、回転角センサ２３の出力信号等は、ＥＣＵ（電子制御ユニット：Electronic Control Unit）１２に入力される。ＥＣＵ１２は、これらの入力信号に基づいて、電動モータ１８を制御する。
図２は、ＥＣＵ１２の全体的な電気的構成を示すブロック図である。
ＥＣＵ１２は、マイクロコンピュータ３１と、マイクロコンピュータ３１によって制御され、電動モータ１８に電力を供給するモータ駆動回路３２を含んでいる。
図３は、主としてモータ駆動回路３２の構成を示す電気回路図である。
電動モータ１８は、例えば三相ブラシレスモータであり、界磁としてのロータ（図示略）と、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のステータコイル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ（図３参照）を含むステータとを備えている。
モータ駆動回路３２は、三相インバータ回路である。モータ駆動回路３２は、電源（バッテリー）１００に直列に接続された平滑コンデンサ１０１と、複数のスイッチング素子１１１〜１１６と、複数のダイオード１２１〜１２６とを含む。平滑コンデンサ１０１は、電源１００の両端子間に接続されている。この実施形態では、各スイッチング素子１１１〜１１６は、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）から構成されている。以下において、スイッチング素子１１１〜１１６をＦＥＴ１１１〜１１６という場合がある。
複数のＦＥＴ１１１〜１１６は、Ｕ相用の上段ＦＥＴ１１１と、それに直列に接続されたＵ相用の下段ＦＥＴ１１２と、Ｖ相用の上段ＦＥＴ１１３と、それに直列に接続されたＶ相用の下段ＦＥＴ１１４と、Ｗ相用の上段ＦＥＴ１１５と、それに直列に接続されたＷ相用の下段ＦＥＴ１１６とを含む。各スイッチング素子１１１〜１１６には、それぞれダイオード１２１〜１２６が逆並列接続されている。
上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５のドレインは、平滑コンデンサ１０１の正極側端子に接続されている。上段ＦＥＴ１１１，１１３，１１５のソースは、それぞれ下段ＦＥＴ１１２，１１４，１１６のドレインに接続されている。下段ＦＥＴ１１２，１１４，１１６のソースは、平滑コンデンサ１０１の負極側端子に接続されている。
Ｕ相の上段ＦＥＴ１１１と下段ＦＥＴ１１２の接続点は、電動モータ１８のＵ相ステータコイル１８Ｕに接続されている。Ｖ相の上段ＦＥＴ１１３と下段ＦＥＴ１１４の接続点は、電動モータ１８のＶ相ステータコイル１８Ｖに接続されている。Ｗ相の上段ＦＥＴ１１５と下段ＦＥＴ１１６の接続点は、電動モータ１８のＷ相ステータコイル１８Ｗに接続されている。各ＦＥＴ１１１〜１１６は、後述するＰＷＭ出力部４８（図２参照）から出力されるＰＷＭ信号に基づいて制御される。
図３において、電源１００は車両に搭載されている。電源１００の負（−）極は、車両の金属性のフレーム（シャシー）１３０に電気的に接続されている。このため、フレーム１３０は、電源１００の負極と同電位である。電動モータ１８が搭載された電動パワーステアリング装置１はフレーム１３０にボルトなどで取り付けられる。ＥＣＵの＋電源ライン、−電源ラインはそれぞれ長いラインを通じて電源１００の正負極に接続される。このため、電動モータ１８とフレーム１３０との間には、浮遊容量Ｃ１が存在することになる。また、電源１００と電動パワーステアリング装置１とを接続する正負の電源ラインとフレームグランドとの間には浮遊容量Ｃ２，Ｃ３が存在する。
図２に戻り、モータ駆動回路３２と電動モータ１８とを接続するための電力供給線には、２つの電流センサ３３，３４が設けられている。これらの電流センサ３３，３４は、モータ駆動回路３２と電動モータ１８とを接続するための３本の電力供給線のうち、２本の電力供給線に流れる相電流を検出できるように設けられている。
マイクロコンピュータ３１は、ＣＰＵおよびメモリ（ＲＯＭ、ＲＡＭ、不揮発性メモリなど。）を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。この複数の機能処理部には、アシスト電流値設定部４１と、電流指令値設定部４２と、電流偏差演算部４３と、ＰＩ（比例積分）制御部４４と、二相・三相変換部４５と、ＰＷＭデューティ演算部（PWM Duty演算部）４６と、コモンモードノイズ低減部４７と、ＰＷＭ出力部４８と、三相・二相変換部４９と、回転角演算部５０と、回転速度演算部５１と、回転角推定部５２とが含まれる。
図４Ａに示すように、ＰＷＭ信号の周期（以下、「ＰＷＭ周期」という。）Ｔｃは、電流制御周期Ｔａよりも小さい。ここで、電流制御周期Ｔａとは、モータ電流の制御ループの演算周期のことである。この電流制御周期Ｔａはプログラムの規模やマイクロコンピュータ３１の演算能力などを考慮して決まる。この実施形態では、今回の電流制御周期Ｔａ内の最初のタイミングでＰＷＭデューティ演算部４６によりＰＷＭデューティが更新され、更新されたＰＷＭデューティＣｕ、Ｃｖ、Ｃｗが出力される。この実施形態では、ＴｃはＴａの１／１０である。言い換えれば、電流制御周期Ｔａ内に１０周期分のＰＷＭ周期Ｔｃが含まれる。１０周期分のＰＷＭ周期Ｔｃの最初の周期を１番目の周期といい、それ以降の周期を２，３，…，９，１０番目の周期という場合がある。また、ＰＷＭ周期の周期番号をｉ（ｉ＝１，２，…，９，１０）で表す場合がある。なお、ＰＷＭ信号の周波数（＝１／Ｔｃ）は、キャリア周波数と呼ばれる。
本実施形態でのＰＷＭ波形生成方法を説明する。マイクロコンピュータ３１内で、図示しないクロック発生器で生成されるＰＷＭクロック周波数のクロックを図示しないカウンタでアップカウントおよびダウンカウントする。このカウンタのカウント値を、時間を横軸にとり、カウント値を縦軸にとって図示すると、図４Ｂに示すようになる。ここで、カウント値は符号なし整数と解釈する。また、カウント値をキャリアカウントと呼ぶ場合がある。この実施形態では、図４Ｂの波形がキャリア波形である。キャリア波形は三角波である。三角波の１周期はＴｃに等しい。キャリア波形の最大値、つまりカウント値の最大値により、ＰＷＭ信号の周波数（キャリア周波数）が決定される。本実施形態では、ＰＷＭクロック周波数が１００［ＭＨｚ］であり、ＰＷＭ信号の周波数（以下、「ＰＷＭ周波数」という。）が１００［ｋＨｚ］と設定しているので、カウント値の最大値は、１００，０００，０００÷１００，０００÷２＝５００となる。アップダウンカウントするため、１００，０００，０００／１００，０００を、２で割っている。
図４Ｃに示すように、ＰＷＭ出力部４８（図２参照）は、与えられるＰＷＭカウントとカウンタのカウント値とを比較し、モータ駆動回路３２（図２参照）に対して、High信号または Low信号を出力する。ＰＷＭ出力部４８は、例えば、カウンタのカウント値≧ＰＷＭカウントが成立している間はHigh信号（またはLow信号）を、それ以外はLow信号（またはHigh信号）を出力する。このHigh信号およびLow信号がＰＷＭ信号となる。
この実施形態では、ＰＷＭ周期Ｔｃ内の上段ＦＥＴと下段ＦＥＴのオンオフ状態の変化パターン（オンオフパターン）としては、次の２つのパターンがある。
第１オンオフパターン：キャリアカウント開始から見て、上段ＦＥＴオン状態→下段ＦＥＴオン状態→上段ＦＥＴオン状態へと変化するパターン。
第２オンオフパターン：キャリアカウント開始から見て、下段ＦＥＴオン状態→上段ＦＥＴオン状態→下段ＦＥＴオン状態へと変化するパターン。
この実施形態では、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のうちの２つの相の上下段ＦＥＴが、第１オンオフパターンおよび第２オンオフパターンのうちのいずれか一方の同じパターンとなるように制御され、残りの１つの相の上下段ＦＥＴが他方のパターンとなるように制御される。上下段ＦＥＴが一方のオンオフパターンとなるように制御される２つの相のうちの一方の相をＡ相といい、他方の相をＢ相といい、残りの１つの相をＣ相という場合がある。
この実施形態では、Ｕ相およびＷ相に対するＰＷＭ周期Ｔｃ内のオンオフパターンが第１オンオフパターンとなるように制御され、Ｖ相に対するＰＷＭ周期Ｔｃ内のオンオフパターンが第２オンオフパターンとなるように制御されるものとする。したがって、この実施形態では、Ｕ相およびＷ相のうちの一方がＡ相に該当し、他方がＢ相に該当し、Ｖ相がＣ相に該当する。
図２に戻り、回転角演算部５０は、回転角センサ２３の出力信号に基づいて、電動モータ１８のロータの回転角θ（電気角）を電流制御周期Ｔａ毎に演算する。回転角演算部５０によって演算されるロータ回転角θは、三相・二相変換部４９、回転速度演算部５１および回転角推定部５２に与えられる。この実施形態では、ロータ回転角θが取得（検出）されるタイミングは、電流制御周期Ｔａの中央時点であるものとする。
回転速度演算部５１は、回転角演算部５０によって演算されるロータ回転角θを時間微分することにより、電動モータ１８のロータの回転速度（角速度）ωを演算する。回転速度演算部５１によって演算される回転速度ωは、回転角推定部５２に与えられる。
回転角推定部５２は、前回の電流制御周期Ｔａで取得された前回の電流制御周期Ｔａの中央時点でのロータ回転角θ（ｍ−１）を用いて、次式（１）に基づいて、次回の電流制御周期Ｔａの中央時点でのロータ回転角θ（ｍ＋１）を推定する。
θ（ｍ＋１）＝θ（ｍ−１）＋ω・２Ｔａ …（１）
回転角推定部５２によって推定された次回の電流制御周期Ｔａでのロータ回転角θ（ｍ＋１）は、二相・三相変換部４５に与えられる。
アシスト電流値設定部４１は、トルクセンサ１１によって検出される検出操舵トルクＴと、車速センサ２４によって検出される車速Ｖとに基づいて、アシスト電流値Ｉａ＊を電流制御周期Ｔａ毎に設定する。検出操舵トルクＴに対するアシスト電流値Ｉａ＊の設定例は、図５に示されている。検出操舵トルクＴは、例えば右方向への操舵のためのトルクが正の値にとられ、左方向への操舵のためのトルクが負の値にとられている。また、アシスト電流値Ｉａ＊は、電動モータ１８から右方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには正の値とされ、電動モータ１８から左方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには負の値とされる。アシスト電流値Ｉａ＊は、検出操舵トルクＴの正の値に対しては正をとり、検出操舵トルクＴの負の値に対しては負をとる。
検出操舵トルクＴが−Ｔ１〜Ｔ１（たとえば、Ｔ１＝０．４Ｎ・ｍ）の範囲（トルク不感帯）の微小な値のときには、アシスト電流値Ｉａ＊は零とされる。そして、検出操舵トルクＴが−Ｔ１〜Ｔ１の範囲外の値である場合には、アシスト電流値Ｉａ＊は、検出操舵トルクＴの絶対値が大きくなるほど、その絶対値が大きくなるように設定される。また、アシスト電流値Ｉａ＊は、車速センサ２４によって検出される車速Ｖが大きいほど、その絶対値が小さくなるように設定されるようになっている。これにより、低速走行時には操舵補助力が大きくされ、高速走行時には操舵補助力が小さくされる。
電流指令値設定部４２は、アシスト電流値設定部４１によって設定されたアシスト電流値Ｉａ＊に基づいて、ｄｑ座標系の座標軸に流すべき電流値を電流指令値として設定する。具体的には、電流指令値設定部４２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊（以下、これらを総称するときには「二相電流指令値Ｉｄｑ ＊」という。）を設定する。さらに具体的には、電流指令値設定部４２は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊をアシスト電流値設定部４１によって設定されたアシスト電流値Ｉａ＊とする一方で、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊を零とする。電流指令値設定部４２によって設定された二相電流指令値Ｉｄｑ ＊は、電流偏差演算部４３に与えられる。
三相・二相変換部４９は、まず、電流センサ３３，３４によって検出される２相分の相電流から、Ｕ相電流ＩＵ、Ｖ相電流ＩＶおよびＷ相電流ＩＷ（以下、これらを総称するときは、「三相検出電流ＩＵＶＷ」という。）を演算する。そして、三相・二相変換部４９は、ＵＶＷ座標系の三相検出電流ＩＵＶＷを、ｄｑ座標系の二相検出電流Ｉｄｑに座標変換する。二相検出電流Ｉｄｑは、ｄ軸検出電流Ｉｄおよびｑ軸検出電流Ｉｑからなる。この座標変換には、回転角演算部５０によって演算されるロータ回転角θが用いられる。
電流偏差演算部４３は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊に対するｄ軸検出電流Ｉｄの偏差およびｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊に対するｑ軸検出電流Ｉｑの偏差を演算する。これらの偏差は、ＰＩ制御部４４に与えられる。
ＰＩ制御部４４は、電流偏差演算部４３によって演算された電流偏差に対するＰＩ演算を行なうことにより、電動モータ１８に印加すべき二相電圧指令値Ｖｄｑ ＊（ｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊）を生成する。この二相電圧指令値Ｖｄｑ ＊は、二相・
三相変換部４５に与えられる。
二相・三相変換部４５は、今回の電流制御周期ＴａにおいてＰＩ制御部４４によって演算された二相電圧指令値Ｖｄｑ ＊に対して、今回の電流制御周期Ｔａにおいて回転角推定部５２によって演算された次回の電流制御周期Ｔａに対する回転角推定値θ（ｍ＋１）を用いて二相・三相変換を行うことにより、次回の電流制御周期Ｔａに対する三相電圧指令値ＶＵＶＷ ＊を演算する。三相電圧指令値ＶＵＶＷ ＊は、Ｕ相電圧指令値ＶＵ ＊、Ｖ相電圧指令値ＶＶ ＊およびＷ相電圧指令値ＶＷ ＊からなる。これにより、次回の電流制御周期Ｔａに対する三相電圧指令値ＶＵＶＷ ＊が得られる。
二相・三相変換部４５によって得られた次回の電流制御周期Ｔａに対する三相電圧指令値ＶＵＶＷ ＊は、ＰＷＭデューティ演算部４６に与えられる。
ＰＷＭデューティ演算部４６は、次回の電流制御周期Ｔａに対する三相電圧指令値ＶＵＶＷ ＊に基づいて、次回の電流制御周期Ｔａに対するＵ相ＰＷＭカウント（ＰＷＭデューティ）、Ｖ相ＰＷＭカウントおよびＷ相ＰＷＭカウントを生成して、コモンモードノイズ低減部４７に与える。
上下段ＦＥＴが第１オンオフパターンとなるように制御されるＵ相のＰＷＭカウントは、例えば次のようにして求められる。すなわち、ＰＷＭデューティ演算部４６は、二相・三相変換部４５によって得られたある電流制御周期Ｔａに対するＵ相電圧指令値ＶＵ ＊と、ＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘとを用いて、次式（２）に基づいて、当該電流制御周期Ｔａに対するＵ相ＰＷＭカウントＣｕを演算する。
Ｃｕ＝ＶＵ ＊×（Ｃｍａｘ／Ｖｂ）
＝ＶＵ ＊×（１，０００／Ｖｂ） …（２）
前記式（２）においてＶｂは、モータ駆動回路３２の電源電圧（電源１００の出力電圧）である。
上下段ＦＥＴが第１オンオフパターンとなるように制御されるＷ相ＰＷＭカウントＣｗは、前記式（２）の右辺のＵ相電圧指令値ＶＵ ＊の代わりにＷ相電圧指令値ＶＷ ＊を用いることによって演算することができる。
上下段ＦＥＴが第２オンオフパターンとなるように制御されるＶ相ＰＷＭカウントＣｖは、次のようにして求められる。すなわち、ＰＷＭデューティ演算部４６は、二相・三相変換部４５によって得られたある電流制御周期Ｔａに対するＶ相電圧指令値ＶＶ ＊と、ＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘとを用いて、次式（３）に基づいて、当該電流制御周期Ｔａに対するＶ相ＰＷＭカウントＣｖを演算する。
Ｃｖ＝ＰＷＭカウントの最大値−｛ＶＶ ＊×（ＰＷＭカウントの最大値／Ｖｂ）｝
＝ＰＷＭカウントの最大値−｛ＶＶ ＊×（５００／Ｖｂ）｝ …（３）
前記式（３）においてＶｂは、モータ駆動回路３２の電源電圧（電源１００の出力電圧）である。
コモンモードノイズ低減部４７は、モータ駆動回路３２内の少なくとも１つの相のスイッチング素子のオンオフによって生じるノイズ電流の一部を、他の相のスイッチング素子のオンオフによって生じるノイズ電流の一部によって相殺することにより、コモンモードノイズを低減するために設けられたものである。コモンモードノイズ低減部４７は、ＰＷＭデューティ演算部４６から与えられる次回の電流制御周期Ｔａに対するＵ相ＰＷＭカウントＣｕ、Ｖ相ＰＷＭカウントＣｖおよびＷ相ＰＷＭカウントＣｗに対して、コモンモードノイズを低減するための処理（ノイズ低減処理）を行う。これにより、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相ＰＷＭカウント、Ｖ相ＰＷＭカウントおよびＷ相ＰＷＭカウントが得られる。コモンモードノイズ低減部４７の動作の詳細については、後述する。
コモンモードノイズ低減部４７によるノイズ低減処理後の、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相ＰＷＭカウント、Ｖ相ＰＷＭカウントおよびＷ相ＰＷＭカウントは、ＰＷＭ出力部４８に与えられる。ＰＷＭ出力部４８は、コモンモードノイズ低減部４７から与えられる電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相ＰＷＭカウント、Ｖ相ＰＷＭカウントおよびＷ相ＰＷＭカウントを、複数の電流制御周期分にわたって記憶している。ＰＷＭ出力部４８は、前回の電流制御周期Ｔａにおいてコモンモードノイズ低減部４７から与えられた今回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相ＰＷＭカウント、Ｖ相ＰＷＭカウントおよびＷ相ＰＷＭカウントに基づいて、今回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号を生成して、モータ駆動回路３２に供給する。具体的には、ＰＷＭ出力部４８は、今回の電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭ周期Ｔｃ毎に、当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相ＰＷＭカウント、Ｖ相ＰＷＭカウントおよびＷ相ＰＷＭカウントにそれぞれ対応するデューティのＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号を生成して、モータ駆動回路３２に供給する。
モータ駆動回路３２を構成する６つのＦＥＴ１１１〜１１６がＰＷＭ出力部４８から与えられるＰＷＭ信号によって制御されることにより、ＰＷＭ周期Ｔｃ毎の三相電圧指令値ＶＵＶＷ ＊に相当する電圧が電動モータ１８の各相のステータコイル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗに印加されることになる。
電流偏差演算部４３およびＰＩ制御部４４は、電流フィードバック制御手段を構成している。この電流フィードバック制御手段の働きによって、電動モータ１８に流れるモータ電流が、電流指令値設定部４２によって設定された二相電流指令値Ｉｄｑ ＊に近づくように制御される。
以下、コモンモードノイズ低減部４７について詳しく説明する。まず、図６を参照して、コモンモードノイズ低減部４７によるコモンモードノイズ低減の基本的な考え方について説明する。
三相のうちのある１つの相の出力電圧（以下、第１の相電圧という）の波形が図６（ａ）である場合には、第１の相電圧に起因して、電動モータ１８とフレームグランドとの間に存在する浮遊容量Ｃ１（図３参照）に流れる電流は、図６（ｃ）に示すようになる。つまり、第１の相電圧の立下り時点ｔ１で−方向の電流が浮遊容量Ｃ１に流れ、第１の相電圧の立上り時点ｔ２で＋方向の電流が浮遊容量Ｃ１に流れる。
そこで、他の２つの相のうちの一方の相の出力電圧（以下、第２の相電圧という）の波形を、図６（ｂ）に示すように、図６（ａ）の第１の相電圧の波形を反転させた波形にすると、第２の相電圧に起因して、電動モータ１８とフレームグランドとの間に存在する浮遊容量Ｃ１（図３参照）に流れる電流は、図６（ｄ）に示すようになる。つまり、第２の相電圧の立上り時点ｔ１で＋方向の電流が浮遊容量Ｃ１に流れ、第２の相電圧の立下り時点ｔ２で−方向の電流が浮遊容量Ｃ１に流れる。したがって、時点ｔ１および時点ｔ２のそれぞれの時点において、第１の相電圧に起因して浮遊容量Ｃ１に流れる電流と第２の相電圧に起因して浮遊容量Ｃ１に流れる電流とが相殺される。このため、図６（ｅ）に示すように、正負の電源ラインとフレームグランドとの間に存在する浮遊容量Ｃ２、Ｃ３（図３参照）に流れる電流は低下する。
図７は、コモンモードノイズ電流に着目した等価回路である。第１の相電圧、第２の相電圧はノイズ発生源とみなすことができる。電源１００はコモンモードノイズ電流のような交流的には正負電極間がショートされているとみなすことができる。図７において、第１の相電圧により実線矢印のようにコモンモードノイズ電流が流れる。第２の相電圧により一点鎖線の矢印のようにコモンモードノイズ電流が流れる。したがって、浮遊容量Ｃ２、Ｃ３に流れる各コモンモードノイズ電流は向きが互いに逆なので、打ち消し合い、結果としてトータルのコモンモードノイズ電流は低下する。
コモンモードノイズ低減部４７は、電流制御周期内の少なくとも１つのＰＷＭ周期において、三相のうちの所定の１つの相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他の２相のうちの少なくとも１つの相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるように、当該他の２相のうちの少なくとも１つの相に対するＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更する。
図８は、コモンモードノイズ低減部の動作の一例を説明するためのフローチャートである。
コモンモードノイズ低減部４７（図２参照）は、まず、ＰＷＭデューティ演算部４６から与えられる次回の電流制御周期Ｔａに対するＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗを、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗとして設定する（ステップＳ１）。
図１１Ａは、ステップＳ１で設定された、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期ＴｃにおけるＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗの一例を示す模式図である。
次に、コモンモードノイズ低減部４７は、各系統の相毎に、デットタイムを考慮したスイッチングタイミングを設定する（ステップＳ２）。
図９は、主として、ＰＷＭカウントと、各相の上段ＦＥＴ指令および下段ＦＥＴ指令との関係を示す模式図である。言い換えれば、ＰＷＭ出力部４８（図２参照）の各相に対する動作の一例を説明するための模式図である。
この実施形態では、前述したように、キャリア波形は三角波であり、ＰＷＭカウントの出力可能カウントは０〜５００に設定されている。また、この実施形態では、デットタイムに相当するカウント値を１０とする。
上下段ＦＥＴが第１オンオフパターンとなるように制御されるＵ相およびＷ相（第１オンオフパターン相）の上段ＦＥＴ指令および下段ＦＥＴ指令について説明する。キャリアカウントがＰＷＭカウントよりも大きいときに、Ｕ相およびＷ相の上段ＦＥＴ指令がオフ指令となるように、Ｕ相およびＷ相の上段ＦＥＴのスイッチングタイミングが設定されている。つまり、キャリアカウントのアップカウント中にキャリアカウントがＰＷＭカウントと等しくなると（時点ｔ２）、図９（ａ）に示すように、Ｕ相およびＷ相の上段ＦＥＴ指令は、オン指令からオフ指令に変化する。そして、キャリアカウントのダウンカウント中にキャリアカウントがＰＷＭカウントと等しくなると（時点ｔ５）、Ｕ相およびＷ相の上段ＦＥＴ指令は、オフ指令からオン指令に変化する。
図９（ｂ）に示すように、時点ｔ２からデットタイムＴｄが経過すると（時点ｔ３）、Ｕ相およびＷ相の下段ＦＥＴ指令はオフ指令からオン指令に変化する。そして、時点ｔ５に対してデットタイムＴｄだけ早い時点（時点ｔ４）において、Ｕ相およびＷ相の下段ＦＥＴ指令はオン指令からオフ指令に変化する。
上下段ＦＥＴが第２オンオフパターンとなるように制御されるＶ相（第２オンオフパターン相）の上段ＦＥＴ指令および下段ＦＥＴ指令について説明する。この実施形態では、キャリアカウントがＰＷＭカウントよりも大きいときに、Ｖ相の上段ＦＥＴ指令がオン指令となるように、Ｖ相の上段ＦＥＴのスイッチングタイミングが設定されている。つまり、キャリアカウントのアップカウント中にキャリアカウントがＰＷＭカウントと等しくなると（時点ｔ２）、図９（ｅ）に示すように、Ｖ相の上段ＦＥＴ指令は、オフ指令からオン指令に変化する。そして、キャリアカウントのダウンカウント中にキャリアカウントがＰＷＭカウントと等しくなると（時点ｔ５）、Ｖ相の上段ＦＥＴ指令は、オン指令からオフ指令に変化する。
図９（ｆ）に示すように、時点ｔ２に対してデットタイムＴｄだけ早い時点（時点ｔ１）において、Ｖ相の下段ＦＥＴ指令はオン指令からオフ指令に変化する。時点ｔ５からデットタイムＴｄが経過すると（時点ｔ６）、Ｖ相の下段ＦＥＴ指令はオフ指令からオン指令に変化する。
デットタイム期間中のある相の出力電圧（相電圧）について、図１０Ａおよび図１０Ｂを参照して説明する。ここでは、Ｕ相を例にとって説明するが、他の２つの相においても同様である。
図１０Ａのｉに示すように、上段ＦＥＴ１１１および下段ＦＥＴ１１２の接続点から電動モータ１８側に向かって電流が流れている状態では、デットタイム期間中においては、矢印１４１に示すように、下段ＦＥＴ１１２に逆並列接続されたダイオード１２２を通じて電流が流れることになる。したがって、デットタイム期間中においては、出力電圧（相電圧）ＶｕはＬベルとなる。このため、相電圧ＶｕのＬレベルの期間は、上段ＦＥＴ１１１のオフ期間と同じになる。
一方、図１０Ｂのｉに示すように、電動モータ１８側から上段ＦＥＴ１１１および下段ＦＥＴ１１２の接続点に向かって電流が流れている状態では、デットタイム期間中においては、矢印１４２に示すように、上段ＦＥＴ１１１に逆並列接続されたダイオード１２１を通じて電流が流れることになる。したがって、デットタイム期間中においては、出力電圧（相電圧）ＶｕはＨレベルとなる。このため、相電圧ＶｕのＬレベルの期間は上段ＦＥＴ１１１のオフ期間よりも短くなる。言い換えれば、相電圧ＶｕのＨレベルの期間は上段ＦＥＴ１１１のオン期間よりも長くなる。
第１オンオフパターン相であるＵ相およびＷ相において、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上（２５０以上）である場合には、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２未満である場合に比べて、上段ＦＥＴのオン時間が長くなる。そこで、この実施形態では説明の便宜上、ＰＷＭカウントが２５０以上である場合には、上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点から電動モータ１８側に向かって電流が流れている状態（図１０Ａに示される状態）であると考えることにする。このため、デットタイム期間中においては、出力電圧（相電圧）はＬベルとなると考えられる。したがって、この場合には、相電圧は、図９（ｃ）に示すように変化すると考えられるので、相電圧のレベル変化タイミングと上段ＦＥＴのスイッチングタイミングとは一致する。
一方、Ｕ相およびＷ相において、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２未満（２５０未満）である場合には、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上である場合に比べて、上段ＦＥＴのオン時間が短くなる。そこで、この実施形態では説明の便宜上、ＰＷＭカウントが２５０未満である場合には、電動モータ１８側から上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点に向かって電流が流れている状態（図１０Ｂに示される状態）であると考えることにする。このため、デットタイム期間中においては、出力電圧（相電圧）はＨレベルとなると考えられる。したがって、この場合には、相電圧は、図９（ｄ）に示すように変化すると考えられるので、相電圧のレベル変化タイミングと上段ＦＥＴのスイッチングタイミングとは一致しなくなる。上段ＦＥＴのスイッチングタイミングが相電圧のレベル変化タイミングと一致する仮想のＰＷＭカウント（デットタイムを考慮したスイッチングタイミング）は、実際のＰＷＭカウントにデットタイムに相当するカウント値（この実施形態では“１０”）を加算した値となる。
第２オンオフパターン相であるＶ相において、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上（２５０以上）である場合には、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上である場合に比べて、上段ＦＥＴのオン時間が短くなる。そこで、この実施形態では説明の便宜上、ＰＷＭカウントが２５０以上である場合には、電動モータ１８側から上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点に向かって電流が流れている状態（図１０Ｂに示される状態）であると考えることにする。このため、デットタイム期間中においては、出力電圧（相電圧）はＨベルとなると考えられる。したがって、この場合には、相子電圧は、図９（ｇ）に示すように変化すると考えられるので、相電圧のレベル変化タイミングと上段ＦＥＴのスイッチングタイミングとは一致しなくなる。上段ＦＥＴのスイッチングタイミングが相電圧のレベル変化タイミングと一致する仮想のＰＷＭカウント（デットタイムを考慮したスイッチングタイミング）は、実際のＰＷＭカウントにデットタイムに相当するカウント値（この実施形態では“１０”）を減算した値となる。
一方、Ｖ相において、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２未満（２５０未満）である場合には、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上である場合に比べて、上段ＦＥＴのオン時間が長くなる。そこで、この実施形態では説明の便宜上、ＰＷＭカウントが２５０未満である場合には、上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点から電動モータ１８側に向かって電流が流れている状態（図１０Ａに示される状態）であると考えることにする。このため、デットタイム期間中においては、出力電圧（相電圧）はＬベルとなると考えられる。したがって、この場合には、相電圧は、図９（ｈ）に示すように変化すると考えられるので、相電圧のレベル変化タイミングと上段ＦＥＴのスイッチングタイミングとは一致する。
この実施形態では、説明の便宜上、各相において、相電流の方向をＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上であるか否かに基づいて推定しているが、相電流を検出し、この検出値に基づいて相電流の方向を推定してもよい。
ステップＳ２では、コモンモードノイズ低減部４７は、ステップＳ１で設定された各相のＰＷＭ周期ＴｃのＰＷＭカウント毎に、当該相の出力電圧（相電圧）のレベル変化タイミングに対応したＰＷＭカウント（実タイミングでのＰＷＭカウント）を演算する。
具体的には、コモンモードノイズ低減部４７は、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕおよびＣｗのうち、２５０以上のＰＷＭカウントについては、その値をそのまま、当該相の出力電圧（相電圧）のレベル変化タイミングに対応するＰＷＭカウントとして設定する。
Ｕ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕおよびＣｗのうち、２５０未満のＰＷＭカウントについては、コモンモードノイズ低減部４７は、その値にデットタイムに相当するカウント値（この実施形態では“１０”）を加算した値を、当該相の出力電圧（相電圧）のレベル変化タイミングに対応するＰＷＭカウントとして設定する。
コモンモードノイズ低減部４７は、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＶ相のＰＷＭカウントＣｖのうち、２５０以上のＰＷＭカウントについては、その値からデットタイムに相当するカウント値（この実施形態では“１０”）を減算した値を、当該相の出力電圧（相電圧）のレベル変化タイミングに対応するＰＷＭカウントとして設定する。
Ｖ相のＰＷＭカウントＣｖのうち、２５０未満のＰＷＭカウントについては、コモンモードノイズ低減部４７は、その値をそのまま、当該相の出力電圧（相電圧）のレベル変化タイミングに対応するＰＷＭカウントとして設定する。
ステップＳ１によって設定された各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが図１１Ａである場合、ステップＳ２によって設定される各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントを図１１Ｂに示す。図１１Ａと図１１Ｂとを比較すると、Ｖ相のＰＷＭカウントＣｖが３００から２９０に変化し、Ｗ相のＰＷＭカウントＣｗが１００から１１０に変化していることがわかる。
次に、コモンモードノイズ低減部４７は、各相のうち、ステップＳ２の処理によって設定されたＰＷＭカウントのうち、ＰＷＭカウント最大値（この実施形態では“５００”）または最小値（この実施形態では“０”）に最も近いＰＷＭカウントを有する相を、基準相として設定する（ステップＳ３）。図１１Ｂの例では、Ｕ相（Ａ相またはＢ相に該当する）のＰＷＭカウントＣｕ（Ｃｕ＝４００）が５００または０に最も近いので、Ｕ相が基準相として設定される。この実施形態では、Ａ相およびＢ相のうちの一方が基準相として設定された場合には、基準相として設定された相をＡ相といい、他方をＢ相ということにする。この実施形態では、前述のようにＵ相が基準相として設定された場合には、Ｕ相がＡ相となり、Ｗ相がＢ相となる。
次に、コモンモードノイズ低減部４７は、基準相がＡ相またはＢ相であるかを判別する（ステップＳ４）。図１１Ｂの例では、Ｕ相が基準相として設定されるので、基準相がＡ相またはＢ相であると判別される。
基準相がＡ相またはＢ相であると判別された場合には（ステップＳ４：ＹＥＳ）、コモンモードノイズ低減部４７は、第１のＰＷＭカウント変更処理を行う（ステップＳ５）。
図１１Ａおよび図１１Ｂを例にとって、第１のＰＷＭカウント変更処理について詳しく説明する。図１１Ｂの例では、前述したように、Ｕ相が基準相として設定される。コモンモードノイズ低減部４７は、Ｃ相（Ｖ相）を、基準相であるＡ相（Ｕ相）のノイズ電流を相殺するためにＰＷＭカウントが変更される第１カウント変更対象相として割り当てる。また、コモンモードノイズ低減部４７は、Ａ相およびＢ相のうち、基準相とは異なる方の相（この例ではＢ相（Ｗ相））を、カウント変更後のＣ相（Ｖ相）のノイズ電流を相殺するための第２カウント変更対象相として割り当てる。
そして、コモンモードノイズ低減部４７は、各カウント変更対象相（この例では、Ｃ相（Ｖ相）およびＢ相（Ｗ相））に対して、ノイズ電流を相殺するためのふり幅を設定する。あるカウント変更対象相に関して、電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭカウント値の合計値が変更されないようにＰＷＭカウント値を変更するには、当該カウント変更対象相のＰＷＭカウント値に対して、例えば、図１２Ａに示される第１ふり幅パターンに応じたふり幅または図１２Ａに示される第２ふり幅パターンに応じたふり幅を加算すればよい。図１２Ａ内のｘは、ふり幅の絶対値を規定するためのふり幅規定値である。この実施形態では、第１カウント変更対象相（Ｃ相（Ｖ相））に対しては第１ふり幅パターンが割り当てられ、第２カウント変更対象相（Ｂ相（Ｗ相））に対しては第２ふり幅パターンが割り当てられる。
コモンモードノイズ低減部４７は、ステップＳ２の処理によって設定されたＰＷＭカウントに基づいて、第１カウント変更対象相である（Ｃ相（Ｖ相））および第２カウント変更対象相である（Ｂ相（Ｗ相））それぞれに対するふり幅規定値ｘを次のようにして演算する。コモンモードノイズ低減部４７は、Ｃ相（Ｖ相）のＰＷＭカウントと、ノイズ電流を相殺すべき基準相（Ａ相（Ｕ相））のＰＷＭカウントとの差の絶対値を、Ｃ相（Ｖ相）に対するふり幅規定値ｘとして演算する。この例では、Ｃ相（Ｖ相）に対するふり幅規定値ｘは、１１０（＝４００−２９０）となる。これにより、Ｃ相（Ｖ相）のＰＷＭカウントにＣ相（Ｖ相）に対するふり幅規定値ｘを加算した第１演算値は４００（＝２９０＋１１０）となり、Ｃ相（Ｖ相）のＰＷＭカウントからＣ相（Ｖ相）に対するふり幅規定値ｘを減算した第２演算値は１８０（＝２９０−１１０）となる。
コモンモードノイズ低減部４７は、第１演算値および第２演算値のうち、基準相であるＡ相（Ｕ相）のＰＷＭカウント値とは異なる方の値（この例では第２演算値）と、Ｂ相（Ｗ相）のＰＷＭカウントとの差の絶対値を、Ｂ相（Ｗ相）に対するふり幅規定値ｘとして演算する。この例では、Ｂ相（Ｗ相）に対するふり幅規定値ｘは、７０（＝１８０−１１０）となる。
コモンモードノイズ低減部４７は、このようにして演算された各カウント変更対象相に対するふり幅規定値ｘと当該相に適用されるふり幅パターンとに基づいて、各カウント変更対象相に対する各ＰＷＭ周期Ｔｃのふり幅を設定する。
図１１Ｂに示される各系統の各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントに基づいて設定された、Ｃ相（Ｖ相）およびＢ相（Ｗ相）の各ＰＷＭ周期Ｔｃのふり幅を、図１２Ｂに示す。
次に、コモンモードノイズ低減部４７は、各カウント変更対象相に対するふり幅にしたがって、ステップＳ１によって設定されたカウント変更対象相のＰＷＭカウントを変更する。より具体的には、コモンモードノイズ低減部４７は、ステップＳ１によって設定された各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するカウント変更対象相のＰＷＭカウントに、カウント変更対象相のふり幅を加算することによって、各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するカウント変更対象相のＰＷＭカウントを変更する。これにより、第１のＰＷＭカウント変更処理が終了する。
次に、コモンモードノイズ低減部４７は、ステップＳ５の第１のＰＷＭカウント変更処理後の各ＰＷＭ周期に対するＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗを、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する最終的なＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗとして、ＰＷＭ出力部４８に与える（ステップＳ６）。そして、コモンモードノイズ低減部４７は、今回の電流制御周期Ｔａでの処理を終了する。
ステップＳ１によって設定された各系統の各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが図１１Ａに示されるような値であり、カウント変更対象相のふり幅が図１２Ｂに示すような値である場合、各系統の各相のＰＷＭ周期単位の最終的なＰＷＭカウントは、図１２Ｃに示されるようになる。
また、図１２Ｃに示される最終的なＰＷＭカウントに応じた各相電圧のレベル変化タイミングに対応したＰＷＭカウント（実タイミンクでのＰＷＭカウント）は、図１２Ｄに示すようになる。なお、図１２Ｄにおけるカウント変更対象相に対するＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントは、ステップＳ２によって設定されたカウント変更対象相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントに、ステップＳ５で演算された対応するカウント変更対象相のふり幅を加算することによって得ることができる。
図１２Ｄに示すように、奇数番目のＰＷＭ周期ＴｃにおけるＵ相（第１オンオフパターン相）のＰＷＭカウントは、Ｖ相（第２オンオフパターン相）のＰＷＭカウントと一致している。このため、奇数番目のＰＷＭ周期Ｔｃにおいて、Ｕ相の出力電圧（相電圧）に起因して電動モータ１８側の浮遊容量Ｃ１（図３参照）に流れるノイズ電流が、Ｖ相の出力電圧（相電圧）に起因して電動モータ１８側の浮遊容量Ｃ１に流れるノイズ電流によって相殺される。また、偶数番目のＰＷＭ周期ＴｃにおけるＶ相（第２オンオフパターン相）のＰＷＭカウントは、Ｗ相（第１オンオフパターン相）のＰＷＭカウントと一致している。このため、偶数番目のＰＷＭ周期Ｔｃにおいて、Ｖ相の出力電圧（相電圧）に起因して電動モータ１８側の浮遊容量Ｃ１（図３参照）に流れるノイズ電流が、Ｗ相の出力電圧（相電圧）に起因して電動モータ１８側の浮遊容量Ｃ１に流れるノイズ電流によって相殺される。これにより、コモンモードノイズが低減される。
ステップＳ４で、基準相がＣ相であると判別された場合には（ステップＳ４：ＮＯ）、コモンモードノイズ低減部４７は、第２のＰＷＭカウント変更処理を行う（ステップＳ７）。
この実施形態では、Ｃ相が基準相として設定された場合には、Ｃ相以外の２つの相のうちのいずれか一方をＡ相といい、他方をＢ相ということにする。この実施形態では、Ｃ相以外の２つの相であるＵ相およびＷ相のうちのＵ相をＡ相といい、Ｗ相をＢ相ということにする。
図１３Ａおよび図１３Ｂを参照して、第２のＰＷＭカウント変更処理について詳しく説明する。図１３Ａは、ステップＳ１で設定された、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期ＴｃにおけるＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗの一例を示す模式図である。ステップＳ１によって設定された各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが図１３Ａである場合、ステップＳ２によって設定される各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントを図１３Ｂに示す。図１３Ａと図１３Ｂとを比較すると、Ｖ相（Ｃ相）のＰＷＭカウントＣｖが４００から３９０に変化していることがわかる。図１３Ｂの例では、Ｖ相（Ｃ相に該当）のＰＷＭカウントＣｕ（Ｃｕ＝４００）が５００または０に最も近いので、ステップＳ３において、Ｖ相が基準相として設定される。このため、ステップＳ４において、基準相がＣ相であると判別される。
第２のＰＷＭカウント変更処理では、コモンモードノイズ低減部４７は、まず、Ａ相（Ｕ相）およびＢ相（Ｗ相）の２つの相を、基準相であるＣ相（Ｖ相）のノイズ電流を相殺するためにＰＷＭカウントが変更されるカウント変更対象相として割り当てる。以下、Ａ相（Ｕ相）を第１カウント変更対象相といい、Ｂ相（Ｗ相）を第２カウント変更対象相ということにする。
そして、コモンモードノイズ低減部４７は、各カウント変更対象相（この例では、Ａ相（Ｕ相）およびＢ相（Ｗ相））に対して、ノイズ電流を相殺するためのふり幅を設定する。あるカウント変更対象相に関して、電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭカウント値の合計値が変更されないようにＰＷＭカウント値を変更するには、当該カウント変更対象相のＰＷＭカウント値に対して、例えば、図１４Ａに示される第１ふり幅パターンに応じたふり幅または図１４Ａに示される第２ふり幅パターンに応じたふり幅を加算すればよい。図１４Ａ内のｘは、ふり幅の絶対値を規定するためのふり幅規定値である。この実施形態では、第１カウント変更対象相Ａ相（Ｕ相）に対しては第１ふり幅パターンが割り当てられ、第２カウント変更対象相Ｂ相（Ｗ相）に対しては第２ふり幅パターンが割り当てられる。
コモンモードノイズ低減部４７は、ステップＳ２の処理によって設定されたＰＷＭカウントに基づいて、第１カウント変更対象相であるＡ相（Ｕ相）および第２カウント変更対象相であるＢ相（Ｗ相）それぞれに対するふり幅規定値ｘを次のようにして演算する。コモンモードノイズ低減部４７は、Ａ相（Ｕ相）のＰＷＭカウントと、ノイズ電流を相殺すべきＣ相（Ｖ相）のＰＷＭカウントとの差の絶対値を、Ａ相（Ｕ相）に対するふり幅規定値ｘとして演算する。この例では、Ａ相（Ｕ相）に対するふり幅規定値ｘは、３０（＝３９０−３６０）となる。また、コモンモードノイズ低減部４７は、Ｂ相（Ｗ相）のＰＷＭカウントと、ノイズ電流を相殺すべきＣ相（Ｖ相）のＰＷＭカウントとの差の絶対値を、Ｂ相（Ｗ相）に対するふり幅規定値ｘとして演算する。この例では、Ｂ相（Ｗ相）に対するふり幅規定値ｘは、１１０（＝３９０−２８０）となる。
コモンモードノイズ低減部４７は、このようにして演算された各カウント変更対象相に対するふり幅規定値ｘと当該相に適用されるふり幅パターンとに基づいて、各カウント変更対象相に対する各ＰＷＭ周期Ｔｃのふり幅を設定する。
図１３Ｂに示される各系統の各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントに基づいて設定された、Ｖ相およびＶ相の各ＰＷＭ周期Ｔｃのふり幅を、図１４Ｂに示す。
次に、コモンモードノイズ低減部４７は、各カウント変更対象相に対するふり幅にしたがって、ステップＳ１によって設定された次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するカウント変更対象相のＰＷＭカウントを変更する。より具体的には、コモンモードノイズ低減部４７は、ステップＳ１によって設定された各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するカウント変更対象相のＰＷＭカウントに、カウント変更対象相のふり幅を加算することによって、各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するカウント変更対象相のＰＷＭカウントを変更する。これにより、第２のＰＷＭカウント変更処理が終了する。
次に、コモンモードノイズ低減部４７は、ステップＳ７の第２のＰＷＭカウント変更処理後の各ＰＷＭ周期に対するＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗを、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する最終的なＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ、ＣｖおよびＣｗとして、ＰＷＭ出力部４８に与える（ステップＳ８）。そして、コモンモードノイズ低減部４７は、今回の電流制御周期Ｔａでの処理を終了する。
ステップＳ１によって設定された各系統の各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが図１３Ａに示されるような値であり、カウント変更対象相のふり幅が図１４Ｂに示すような値である場合、各系統の各相のＰＷＭ周期単位の最終的なＰＷＭカウントは、図１４Ｃに示されるようになる。
また、図１４Ｃに示される最終的なＰＷＭカウントに応じた各相電圧のレベル変化タイミングに対応したＰＷＭカウント（実タイミングでのＰＷＭカウント）は、図１４Ｄに示すようになる。なお、図１４Ｄにおけるカウント変更対象相に対するＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントは、ステップＳ２によって設定されたカウント変更対象相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントに、ステップＳ７で演算された対応するカウント変更対象相のふり幅を加算することによって得ることができる。
図１４Ｄに示すように、奇数番目のＰＷＭ周期ＴｃにおけるＶ相（第２オンオフパターン相）のＰＷＭカウントは、Ｕ相（第１オンオフパターン相）のＰＷＭカウントと一致している。このため、奇数番目のＰＷＭ周期Ｔｃにおいて、Ｖ相の出力電圧（相電圧）に起因して電動モータ１８側の浮遊容量Ｃ１（図３参照）に流れるノイズ電流が、Ｕ相の出力電圧（相電圧）に起因して電動モータ１８側の浮遊容量Ｃ１に流れるノイズ電流によって相殺される。また、偶数番目のＰＷＭ周期ＴｃにおけるＶ相（第２オンオフパターン相）のＰＷＭカウントは、Ｗ相（第１オンオフパターン相）のＰＷＭカウントと一致している。このため、偶数番目のＰＷＭ周期Ｔｃにおいて、Ｖ相の出力電圧（相電圧）に起因して電動モータ１８側の浮遊容量Ｃ１（図３参照）に流れるノイズ電流が、Ｗ相の出力電圧（相電圧）に起因して電動モータ１８側の浮遊容量Ｃ１に流れるノイズ電流によって相殺される。これにより、コモンモードノイズが低減される。
前記実施形態では、この発明を電動パワーステアリング装置のモータ制御装置に適用した場合について説明したが、この発明は、電動パワーステアリング装置以外に用いられるモータ制御装置にも適用することができる。
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。
１…電動パワーステアリング装置、１２…ＥＣＵ、１８…電動モータ、３１…マイクロコンピュータ、３２…モータ駆動回路、４６…ＰＷＭデューティ演算部、４７…コモンモードノイズ低減部、４８…ＰＷＭ出力部

Claims (4)

  1. 電流制御周期内に複数のＰＷＭ周期が含まれており、前記電流制御周期内のＰＷＭ周期毎に生成されるＰＷＭ信号に基づいて電動モータが制御されるモータ制御装置であって、
    前記電流制御周期毎に、三相各相のＰＷＭカウントを演算するＰＷＭカウント演算手段と、
    前記電流制御周期に対する各相のＰＷＭカウントを、対応する相における当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＰＷＭカウントとして設定するＰＷＭカウント設定手段と、
    前記電流制御周期内の少なくとも１つのＰＷＭ周期において、前記三相のうちの任意の１つの相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他の２相のうちの少なくとも１つの相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるように、当該他の２相のうちの少なくとも１つの相に対するＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更するコモンモードノイズ低減手段と、
    前記コモンモードノイズ低減手段により変更された後の、ＰＷＭ周期に対する各相のＰＷＭカウントに基づいて、各ＰＷＭ周期において、キャリア波形と各相のＰＷＭカウントとを比較することで、各相のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを含み、
    前記コモンモードノイズ低減手段は、各相における前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＰＷＭカウントのうち、前記他の２相のうちの少なくとも１つの相のＰＷＭカウントを、当該相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、少なくとも１つのＰＷＭ周期において、当該相の出力電圧波形が、前記任意の１つの相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更するＰＷＭカウント変更手段を含んでいる、モータ制御装置。
  2. 前記ＰＷＭカウント変更手段は、前記電流制御周期内の所定の半数のＰＷＭ周期において、前記三相のうちの前記任意の１つの相である第１相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他の２つの相のうちの１方の相である第２相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺され、前記電流制御周期内の前記所定の半数のＰＷＭ周期以外の他の半数のＰＷＭ周期において、当該第２相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他の２つの相のうちの他方の相である第３相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるようにＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更する第１のＰＷＭカウント変更手段を含んでおり、
    前記第１のＰＷＭカウント変更手段は、
    前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記第２相のＰＷＭカウントを、当該第２相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、当該電流制御周期内の前記所定の半数のＰＷＭ周期において、当該第２相の出力電圧波形が、前記第１相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更する第１手段と、
    前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記第３相のＰＷＭカウントを、当該第３相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、前記電流制御周期内の前記所定の半数のＰＷＭ周期以外の他の半数のＰＷＭ周期において、当該第３相の出力電圧波形が、前記第１のＰＷＭカウント変更手段による変更後の前記第２相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更する第２手段とを含む、請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 前記ＰＷＭカウント変更手段は、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、前記三相のうちの前記任意の１つの相である第１相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他の２つの相である第２相または第３相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるようにＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更する第２のＰＷＭカウント変更手段を含んでおり、
    前記第２のＰＷＭカウント変更手段は、
    前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記第２相のＰＷＭカウントを、当該第２相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、当該電流制御周期内の所定の半数のＰＷＭ周期において、当該第２相の出力電圧波形が、前記第１相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更する第３手段と、
    前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記第３相のＰＷＭカウントを、当該第３相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、前記電流制御周期内の前記所定の半数のＰＷＭ周期以外の他の半数のＰＷＭ周期において、当該第３相の出力電圧波形が、前記第１相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更する第４手段とを含む、請求項１に記載のモータ制御装置。
  4. 前記コモンモードノイズ低減手段は、
    前記電流制御周期内の所定の半数のＰＷＭ周期において、前記三相のうちの前記任意の１つの相である第１相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他の２つの相のうちの１方の相である第２相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺され、前記電流制御周期内の前記所定の半数のＰＷＭ周期以外の他の半数のＰＷＭ周期において、当該第２相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他の２つの相のうちの他方の相である第３相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるようにＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更する第１のＰＷＭカウント変更手段と、
    前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、前記三相のうちの特定の１つの相である第１相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他の２つの相である第２相または第３相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるようにＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更する第２のＰＷＭカウント変更手段と、
    前記電流制御周期毎に、所定の判定基準にしたがって、前記第１のＰＷＭカウント変更手段および前記第２のＰＷＭカウント変更手段のうちのいずれか一方を、前記ＰＷＭカウント変更手段として選択する選択手段とを含む、請求項１に記載のモータ制御装置。
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