JP6970888B2 - モータ制御装置 - Google Patents
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Description
この発明の目的は、駆動回路の発熱を抑制することができるモータ制御装置を提供することにある。
本発明の一実施形態では、前記PWMカウント変更手段は、前記PWMカウント設定手段によって設定された前記少なくとも1つの相のPWM周期単位のPWMカウントと、PWMカウント最大値またはPWMカウント最小値との差からなるPWMカウント偏差を、当該電流制御周期に含まれる複数のPWM周期において、前記PWMカウント設定手段によって設定された当該相のPWM周期単位のPWMカウントに加算したり、減算したりすることにより、当該相のPWM周期単位のPWMカウントを変更するように構成されている。
図1は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。
電動パワーステアリング装置(EPS:electric power steering)1は、車両を操向するための操舵部材としてのステアリングホイール2と、このステアリングホイール2の回転に連動して転舵輪3を転舵する転舵機構4と、運転者の操舵を補助するための操舵補助機構5とを備えている。ステアリングホイール2と転舵機構4とは、ステアリングシャフト6および中間軸7を介して機械的に連結されている。
トーションバー10の近傍には、トルクセンサ11が配置されている。トルクセンサ11は、入力軸8および出力軸9の相対回転変位量に基づいて、ステアリングホイール2に与えられた操舵トルクTを検出する。この実施形態では、トルクセンサ11によって検出される操舵トルクTは、たとえば、右方向への操舵のためのトルクが正の値として検出され、左方向への操舵のためのトルクが負の値として検出され、その絶対値が大きいほど操舵トルクの大きさが大きくなるものとする。
操舵補助機構5は、操舵補助用の電動モータ18と、電動モータ18の出力トルクを転舵機構4に伝達するための減速機構19とを含む。電動モータ18は、この実施形態では、三相ブラシレスモータである。電動モータ18には、電動モータ18のロータの回転角を検出するための、例えばレゾルバからなる回転角センサ23が配置されている。減速機構19は、ウォーム軸20と、このウォーム軸20と噛み合うウォームホイール21とを含むウォームギヤ機構からなる。
電動モータ18によってウォーム軸20が回転駆動されると、ウォームホイール21が回転駆動され、ステアリングシャフト6が回転する。そして、ステアリングシャフト6の回転は、中間軸7を介してピニオン軸13に伝達される。ピニオン軸13の回転は、ラック軸14の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪3が転舵される。すなわち、電動モータ18によってウォーム軸20を回転駆動することによって、電動モータ18による操舵補助が可能となっている。
ECU12は、マイクロコンピュータ31と、マイクロコンピュータ31によって制御され、電動モータ18に電力を供給するモータ駆動回路32を含んでいる。
図3は、主としてモータ駆動回路32の構成を示す電気回路図である。
電動モータ18は、例えば三相ブラシレスモータであり、界磁としてのロータ(図示略)と、U相、V相およびW相のステータコイル18U,18V,18Wを含むステータとを備えている。
U相の上段FET111と下段FET112の接続点は、電動モータ18のU相ステータコイル18Uに接続されている。V相の上段FET113と下段FET114の接続点は、電動モータ18のV相ステータコイル18Vに接続されている。W相の上段FET115と下段FET116の接続点は、電動モータ18のW相ステータコイル18Wに接続されている。各FET111〜116は、後述するPWM出力部48(図2参照)から出力されるPWM信号に基づいて制御される。
マイクロコンピュータ31は、CPUおよびメモリ(ROM、RAM、不揮発性メモリなど。)を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。この複数の機能処理部には、アシスト電流値設定部41と、電流指令値設定部42と、電流偏差演算部43と、PI(比例積分)制御部44と、二相・三相変換部45と、PWMデューティ演算部(PWM Duty演算部)46と、スイッチング回数低減部47と、PWM出力部48と、三相・二相変換部49と、回転角演算部50と、回転速度演算部51と、回転角推定部52とが含まれる。
第1オンオフパターン:キャリアカウント開始から見て、オン状態→オフ状態→オン状態へと変化するパターン。第1オンオフパターンでは、ある相の三相電圧指令値(図2の二相・三相変換部45から出力される)が高いほど、その相に対する電流制御周期Ta単位のPWMカウントは大きい値となる。この場合、ある相のPWM周期Tc単位のPWMカウントが大きいほど、その相の当該PWM周期に対する上段FETのオン時間の比(デューティ比)は大きくなる。
図2に戻り、回転角演算部50は、回転角センサ23の出力信号に基づいて、電動モータ18のロータの回転角θ(電気角)を電流制御周期Ta毎に演算する。回転角演算部50によって演算されるロータ回転角θは、三相・二相変換部49、回転速度演算部51および回転角推定部52に与えられる。この実施形態では、ロータ回転角θが取得(検出)されるタイミングは、電流制御周期Taの中央時点であるものとする。
回転角推定部52は、前回の電流制御周期Taで取得された前回の電流制御周期Taの中央時点でのロータ回転角θ(m−1)を用いて、次式(1)に基づいて、次回の電流制御周期Taの中央時点でのロータ回転角θ(m+1)を推定する。
回転角推定部52によって推定された次回の電流制御周期Taでのロータ回転角θ(m+1)は、二相・三相変換部45に与えられる。
アシスト電流値設定部41は、トルクセンサ11によって検出される検出操舵トルクTと、車速センサ24によって検出される車速Vとに基づいて、アシスト電流値Ia*を電流制御周期Ta毎に設定する。検出操舵トルクTに対するアシスト電流値Ia*の設定例は、図5に示されている。検出操舵トルクTは、例えば右方向への操舵のためのトルクが正の値にとられ、左方向への操舵のためのトルクが負の値にとられている。また、アシスト電流値Ia*は、電動モータ18から右方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには正の値とされ、電動モータ18から左方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには負の値とされる。アシスト電流値Ia*は、検出操舵トルクTの正の値に対しては正をとり、検出操舵トルクTの負の値に対しては負をとる。
PI制御部44は、電流偏差演算部43によって演算された電流偏差に対するPI演算を行なうことにより、電動モータ18に印加すべき二相電圧指令値Vdq *(d軸電圧指令値Vd *およびq軸電圧指令値Vq *)を生成する。この二相電圧指令値Vdq *は、二相・
三相変換部45に与えられる。
PWMデューティ演算部46は、次回の電流制御周期Taに対する三相電圧指令値VUVW *に基づいて、次回の電流制御周期Taに対するU相PWMカウント(PWMデューティ)、V相PWMカウントおよびW相PWMカウントを生成して、スイッチング回数低減部47に与える。
=VU *×(500/Vb) …(2)
前記式(2)においてVbは、モータ駆動回路32の電源電圧(電源100の出力電圧)である。
V相PWMカウントCvは、前記式(2)の右辺のU相電圧指令値VU *の代わりにV相電圧指令値VV *を用いることによって演算することができる。また、W相PWMカウントCwは、前記式(2)の右辺のU相電圧指令値VU *の代わりにW相電圧指令値VW *を用いることによって演算することができる。
電流偏差演算部43およびPI制御部44は、電流フィードバック制御手段を構成している。この電流フィードバック制御手段の働きによって、電動モータ18に流れるモータ電流が、電流指令値設定部42によって設定された二相電流指令値Idq *に近づくように制御される。
後述するように、スイッチング回数低減部47は、まず、PWMデューティ演算部46から与えられる次回の電流制御周期Taに対するU相、V相およびW相のPWMカウントCu、CvおよびCwを、次回の電流制御周期Ta内の各PWM周期Tcに対するU相、V相およびW相のPWMカウントCu、CvおよびCwとして設定する。この後、スイッチング回数低減部47は、モータ駆動回路32内のFET111〜116のスイッチング回数を低減するために、次回の電流制御周期Ta内の各PWM周期Tcに対するU相、V相およびW相のPWMカウントのうちの少なくとも1つの相のPWMカウントを変更する。
図6(a2)は、前記第1条件を満たすように、奇数番目のPWM周期でのデューティ比を100%に変更し、偶数番目のPWM周期のデューティ比を低減させた場合の例を示している。この場合、電流制御周期Ta内における上段FET111のスイッチング回数が低減されることがわかる。
図6(b1)は、PWM周期単位のPWMカウントが設定された後であって、PWM周期単位のPWMカウントが変更される前における、ある電流制御周期Ta内の各PWM周期TcにおけるU相の上段FET111のオンオフ状態を示している。図6(b1)の例では、PWM周期に対する上段FET111のオン時間の比(デューティ比)が50%未満の場合の例を示している。
図6(b2)は、前記第2条件を満たすように、奇数番目のPWM周期でのデューティ比を0%に変更し、偶数番目のPWM周期のデューティ比を増加させた場合の例を示している。この場合、電流制御周期Ta内における上段FET111のスイッチング回数は低減されないことがわかる。
つまり、キャリア波形が三角波であり、各相の上段FET111,113,115が第1オンオフパターンとなるように制御される場合には、少なくとも1つの相において、次の条件A1または条件B1を満たすように、電流制御周期Ta内のPWM周期のPWMカウントを変更すれば、その相のFETのスイッチング回数を低減させることができる。
条件B1:電流制御周期Ta内においてデューティ比が0%のPWM周期が2以上連続し、かつ当該電流制御周期Ta内の各PWM周期のデューティ比の総和が変化しないという条件
なお、あるPWM周期において、デューティ比が100%の相とデューティ比が0%の相とが混在する場合には、当該PWM周期の全期間にわたって平滑コンデンサ101(図3参照)が放電モードとなる。そうすると、平滑コンデンサ101に電荷が蓄積されなくなり、平滑コンデンサ101が機能しなくなるおそれがある。そこで、各PWM周期において、デューティ比が100%の相とデューティ比が0%の相とが混在しないように、PWMカウントを変更することが好ましい。
図7(a)は、あるPWM周期に対して設定されたPWMカウントに応じたU相、V相およびW相の上段FET111,113,115のオンオフ状態と、平滑コンデンサ101の充放電モードとを示している。平滑コンデンサ101は、全相の上段FET111,113,115がONのときまたは全相の上段FET111,113,115がOFFのときに、充電モードとなる。一方、上段FET111,113,115がONである相と、上段FET111,113,115がOFFである相とが存在するときには、平滑コンデンサ101は、放電モードとなる。図7(a)のPWM周期では、平滑コンデンサ101の充電と放電とが交互に行われる
図7(b)および図7(c)は、同じPWM周期にデューティ比100%の相とデューティ比0%の相とが混在しないように、図7(a)に対応するPWMカウントが変更された場合の例を示している。図7(b)に示されるUVW相の上段FET111,113,115のオンオフパターンと、図7(c)に示されるUVW各相の上段FET111,113,115のオンオフパターンとは、例えば、2周期毎に切り替えられる。
スイッチング回数低減部47(図2参照)は、まず、PWMデューティ演算部46から与えられる次回の電流制御周期Taに対するU相、V相およびW相のPWMカウントCu、CvおよびCwを、次回の電流制御周期Ta内の各PWM周期Tcに対するU相、V相およびW相のPWMカウントCu、CvおよびCwとして設定する(ステップS1)。
次に、スイッチング回数低減部47は、UVWの各相に対して、スイッチング回数を低減させるためのふり幅を設定する(ステップS2)。言い換えれば、スイッチング回数低減部47は、各相において前記条件A1またはB1が満たされるようにPWMカウントを変更するためのふり幅を設定する。
次に、スイッチング回数低減部47は、高カウント相に属する相に関しては、当該相のPWM周期単位のPWMカウントとPWMカウント最大値との差(PWMカウント最大値−当該相のPWM周期単位のPWMカウント)を、当該相に対するふり幅規定値xとして設定する。低カウント相に属する相に関しては、スイッチング回数低減部47は、当該相のPWM周期単位のPWMカウントとPWMカウント最小値(0)との差(当該相のPWM周期単位のPWMカウント−PWMカウント最小値)を、当該相に対するふり幅規定値xとして設定する。
図9Aに示される各相のPWM周期単位のPWMカウントに基づいて設定された、U相、V相およびW相の各PWM周期Tcのふり幅を、図9Cに示す。
具体的には、スイッチング回数低減部47は、各相に対するふり幅にしたがって、ステップS1によって設定された各相のPWMカウントを変更する。より具体的には、スイッチング回数低減部47は、ステップS1によって設定された各相の各PWM周期Tcに対するPWMカウントに、対応する相のふり幅を加算することによって、各相の各PWM周期Tcに対するPWMカウントを変更する。これにより、PWMカウント変更処理が終了する。
図9Dに示すように、周期番号iが1,2,5および6であるPWM周期においては、U相およびV相のPWMカウントが500に変更されている。つまり、周期番号iが1,2,5および6であるPWM周期においては、U相およびV相のデューティ比が100%に変更されている。また、周期番号iが3,4,7および8であるPWM周期においては、W相のPWMカウントが0に変更されている。つまり、周期番号iが3,4,7および8であるPWM周期においては、W相のデューティ比が0%に変更されている。しかしながら、各相における電流制御周期Ta内のPWM周期単位のPWMカウントの合計値は、図9Aの対応する相の合計値と同じである。
=500−{VU *×(500/Vb)} …(3)
前記式(3)においてVbは、モータ駆動回路32の電源電圧(電源100の出力電圧)である。
V相PWMカウントCvは、前記式(3)の右辺のU相電圧指令値VU *の代わりにV相電圧指令値VV *を用いることによって演算することができる。また、W相PWMカウントCwは、前記式(3)の右辺のU相電圧指令値VU *の代わりにW相電圧指令値VW *を用いることによって演算することができる。
図10(a1)は、PWM周期単位のPWMカウントが設定された後であって、PWM周期単位のPWMカウントが変更される前における、ある電流制御周期Ta内の各PWM周期TcにおけるU相の上段FET111のオンオフ状態を示している。図10(a1)の例では、PWM周期に対する上段FET111のオン時間の比(デューティ比)が50%よりも大きい場合の例を示している。
図10(a2)は、前記第1条件を満たすように、奇数番目のPWM周期でのデューティ比を100%に変更し、偶数番目のPWM周期のデューティ比を低減させた場合の例を示している。この場合、電流制御周期Ta内における上段FET111のスイッチング回数は低減されないことがわかる。
図10(b1)は、PWM周期単位のPWMカウントが設定された後であって、PWM周期単位のPWMカウントが変更される前における、ある電流制御周期Ta内の各PWM周期TcにおけるU相の上段FET111のオンオフ状態を示している。図10(b1)の例では、PWM周期に対する上段FET111のオン時間の比(デューティ比)が50%未満の場合の例を示している。
図10(b2)は、前記第2条件を満たすように、奇数番目のPWM周期でのデューティ比を0%に変更し、偶数番目のPWM周期のデューティ比を増加させた場合の例を示している。この場合、電流制御周期Ta内における上段FET111のスイッチング回数が低減されることがわかる。
つまり、キャリア波形が三角波であり、各相の上段FET111,113,115が第2オンオフパターンとなるように制御される場合には、少なくとも1つの相において、次の条件A2または条件B2を満たすように、電流制御周期Ta内のPWM周期のPWMカウントを変更すれば、その相のFETのスイッチング回数を低減させることができる。
条件B2:電流制御周期Ta内の少なくとも1つのPWM周期に対するデューティ比が0%となり、かつ当該電流制御周期Ta内の各PWM周期のデューティ比の総和が変化しないという条件
この場合にも、あるPWM周期の全期間にわたって平滑コンデンサ101(図3参照)が放電モードとなるのを回避するために、各PWM周期において、デューティ比が100%の相とデューティ比が0%の相とが混在しないように、PWMカウントを変更することが好ましい。
キャリア波形が鋸波である場合には、マイクロコンピュータ31内で、図示しないクロック発生器で生成されるPWMクロック周波数のクロックを図示しないカウンタでアップカウントし、カウント値が最大値に達するとカウンタをリセットするという動作を繰り返す。このカウンタのカウント値を、時間を横軸にとり、カウント値を縦軸にとって図示すると、図11Aに示すように、キャリア波形は鋸歯となる。鋸波の1周期はPWM周期Tcに等しい。キャリア波形の最大値、つまりカウント値の最大値により、PWM信号の周波数(キャリア周波数)が決定される。本実施形態では、PWMクロック周波数が100[MHz]であり、PWM信号の周波数(以下、「PWM周波数」という。)が100[kHz]と設定しているので、PWMカウント値の最大値(以下において、「PWMカウント最大値」という場合がある)は、100,000,000÷100,000=1,000となる。PWMカウント値の最小値(以下において、「PWMカウント最小値」という場合がある)は、0である。
第1オンオフパターン:キャリアカウント開始から見て、オン状態→オフ状態へと変化するパターン。第1オンオフパターンでは、ある相の三相電圧指令値が高いほど、その相に対する電流制御周期Ta単位のPWMカウントは大きい値となる。この場合、ある相のPWM周期Tc単位のPWMカウントが大きいほど、その相の当該PWM周期に対する上段FETのオン時間の比(デューティ比)は大きくなる。
この場合には、U相の電流制御周期単位のPWMカウントは、例えば次のようにして求められる。すなわち、PWMデューティ演算部46は、二相・三相変換部45によって得られたある電流制御周期Taに対するU相電圧指令値VU *と、PWMカウント最大値とを用いて、次式(4)に基づいて、当該電流制御周期Taに対するU相PWMカウントCuを演算する。
=VU *×(1,000/Vb)} …(4)
前記式(4)においてVbは、モータ駆動回路32の電源電圧(電源100の出力電圧)である。
V相PWMカウントCvは、前記式(4)の右辺のU相電圧指令値VU *の代わりにV相電圧指令値VV *を用いることによって演算することができる。また、W相PWMカウントCwは、前記式(4)の右辺のU相電圧指令値VU *の代わりにW相電圧指令値VW *を用いることによって演算することができる。
図12(a1)は、PWM周期単位のPWMカウントが設定された後であって、PWM周期単位のPWMカウントが変更される前における、ある電流制御周期Ta内の各PWM周期TcにおけるU相の上段FET111のオンオフ状態を示している。図12(a1)の例では、PWM周期に対する上段FET111のオン時間の比(デューティ比)が50%よりも大きい場合の例を示している。
図12(a2)は、前記第1条件を満たすように、奇数番目のPWM周期でのデューティ比を100%に変更し、偶数番目のPWM周期のデューティ比を低減させた場合の例を示している。この場合、電流制御周期Ta内における上段FET111のスイッチング回数が低減されることがわかる。
図12(b1)は、PWM周期単位のPWMカウントが設定された後であって、PWM周期単位のPWMカウントが変更される前における、ある電流制御周期Ta内の各PWM周期TcにおけるU相の上段FET111のオンオフ状態を示している。図12(b1)の例では、PWM周期に対する上段FET111のオン時間の比(デューティ比)が50%未満の場合の例を示している。
図12(b2)は、前記第2条件を満たすように、奇数番目のPWM周期でのデューティ比を0%に変更し、偶数番目のPWM周期のデューティ比を増加させた場合の例を示している。この場合、電流制御周期Ta内における上段FET111のスイッチング回数が低減されることがわかる。
つまり、キャリア波形が鋸波であり、各相の上段FET111,113,115が第1オンオフパターンとなるように制御される場合には、少なくとも1つの相において、次の条件A3または条件B3を満たすように、電流制御周期Ta内のPWM周期のPWMカウントを変更すれば、モータ駆動回路32内のFETのスイッチング回数を低減させることができる。
条件B2:電流制御周期Ta内の少なくとも1つのPWM周期に対するデューティ比が0%となり、かつ当該電流制御周期Ta内の各PWM周期のデューティ比の総和が変化しないという条件
この場合にも、あるPWM周期の全期間にわたって平滑コンデンサ101(図3参照)が放電モードとなるのを回避するために、各PWM周期において、デューティ比が100%の相とデューティ比が0%の相とが混在しないように、PWMカウントを変更することが好ましい。
スイッチング回数低減部47(図2参照)は、まず、PWMデューティ演算部46から与えられる次回の電流制御周期Taに対するU相、V相およびW相のPWMカウントCu、CvおよびCwを、次回の電流制御周期Ta内の各PWM周期Tcに対するU相、V相およびW相のPWMカウントCu、CvおよびCwとして設定する(ステップS1)。
次に、スイッチング回数低減部47は、UVWの各相に対して、スイッチング回数を低減させるためのふり幅を設定する(ステップS2)。言い換えれば、スイッチング回数低減部47は、各相において前記条件A3またはB3が満たされるようにPWMカウントを変更するためのふり幅を設定する。
次に、スイッチング回数低減部47は、高カウント相に属する相に関しては、当該相のPWM周期単位のPWMカウントとPWMカウント最大値との差(PWMカウント最大値−当該相のPWM周期単位のPWMカウント)を、当該相に対するふり幅規定値xとして設定する。低カウント相に属する相に関しては、スイッチング回数低減部47は、当該相のPWM周期単位のPWMカウントとPWMカウント最小値(0)との差(当該相のPWM周期単位のPWMカウント−PWMカウント最小値)を、当該相に対するふり幅規定値xとして設定する。
図13Aに示される各相のPWM周期単位のPWMカウントに基づいて設定された、U相、V相およびW相の各PWM周期Tcのふり幅を、図13Cに示す。
具体的には、スイッチング回数低減部47は、各相に対するふり幅にしたがって、ステップS1によって設定された各相のPWMカウントを変更する。より具体的には、スイッチング回数低減部47は、ステップS1によって設定された各相の各PWM周期Tcに対するPWMカウントに、対応する相のふり幅を加算することによって、各相の各PWM周期Tcに対するPWMカウントを変更する。これにより、PWMカウント変更処理が終了する。
図13Dに示すように、周期番号iが1,3,5および7であるPWM周期においては、U相およびV相のPWMカウントが1,000に変更されている。つまり、周期番号iが1,3,5および7であるPWM周期においては、U相およびV相のデューティ比が100%に変更されている。また、周期番号iが2,4,6および8であるPWM周期においては、W相のPWMカウントが0に変更されている。つまり、周期番号iが2,4,6および8であるPWM周期においては、W相のデューティ比が0%に変更されている。しかしながら、各相の電流制御周期Ta内のPWM周期単位のPWMカウントの合計値は、図13Aと同じである。
この場合には、U相の電流制御周期単位のPWMカウントは、例えば次のようにして求められる。すなわち、PWMデューティ演算部46は、二相・三相変換部45によって得られたある電流制御周期Taに対するU相電圧指令値VU *と、PWMカウント最大値とを用いて、次式(5)に基づいて、当該電流制御周期Taに対するU相PWMカウントCuを演算する。
=1,000−{VU *×(1,000/Vb)} …(5)
前記式(5)においてVbは、モータ駆動回路32の電源電圧(電源100の出力電圧)である。
V相PWMカウントCvは、前記式(5)の右辺のU相電圧指令値VU *の代わりにV相電圧指令値VV *を用いることによって演算することができる。また、W相PWMカウントCwは、前記式(5)の右辺のU相電圧指令値VU *の代わりにW相電圧指令値VW *を用いることによって演算することができる。
図14(a1)は、PWM周期単位のPWMカウントが設定された後であって、PWM周期単位のPWMカウントが変更される前における、ある電流制御周期Ta内の各PWM周期TcにおけるU相の上段FET111のオンオフ状態を示している。図14(a1)の例では、PWM周期に対する上段FET111のオン時間の比(デューティ比)が50%よりも大きい場合の例を示している。
図14(a2)は、前記第1条件を満たすように、奇数番目のPWM周期でのデューティ比を100%に変更し、偶数番目のPWM周期のデューティ比を低減させた場合の例を示している。この場合、電流制御周期Ta内における上段FET111のスイッチング回数が低減されることがわかる。
図14(b1)は、PWM周期単位のPWMカウントが設定された後であって、PWM周期単位のPWMカウントが変更される前における、ある電流制御周期Ta内の各PWM周期TcにおけるU相の上段FET111のオンオフ状態を示している。図14(b1)の例では、PWM周期に対する上段FET111のオン時間の比(デューティ比)が50%未満の場合の例を示している。
図14(b2)は、前記第2条件を満たすように、奇数番目のPWM周期でのデューティ比を0%に変更し、偶数番目のPWM周期のデューティ比を増加させた場合の例を示している。この場合、電流制御周期Ta内における上段FET111のスイッチング回数が低減されることがわかる。
つまり、キャリア波形が鋸波であり、各相の上段FET111,113,115が第2オンオフパターンとなるように制御される場合には、少なくとも1つの相において、次の条件A4または条件B4を満たすように、電流制御周期Ta内のPWM周期のPWMカウントを変更すれば、その相のFETのスイッチング回数を低減させることができる。
条件B4:電流制御周期Ta内の少なくとも1つのPWM周期に対するデューティ比が0%となり、かつ当該電流制御周期Ta内の各PWM周期のデューティ比の総和が変化しないという条件
条件A4は前述の条件A3と同じであり、条件B4は前述の条件B3と同じである。
キャリア波形が鋸波であり、各相の上段FETが第2オンオフパターンとなるように制御される場合のスイッチング回数低減部47の動作は、キャリア波形が鋸波であり、各相の上段FETが第1オンオフパターンとなるように制御される場合のスイッチング回数低減部47の動作と同様である。ただし、この場合には、PWMカウントがPWMカウント最大値(1,000)に変更されたPWM周期ではデューティ比が0%なり、PWMカウントがPWMカウント最小値(0)に変更されたPWM周期では、デューティ比が100%となる。
前記実施形態では、この発明を電動パワーステアリング装置のモータ制御装置に適用した場合について説明したが、この発明は、電動パワーステアリング装置以外に用いられるモータ制御装置にも適用することができる。
Claims (3)
- 電源に対してそれぞれ並列に接続された直列回路であって、複数の相毎に設けられた上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路を有し、電動モータに電力を供給するための駆動回路を含み、電流制御周期内に複数のPWM周期が含まれており、電流制御周期内のPWM周期毎に生成されるPWM信号に基づいて前記駆動回路内のスイッチング素子が制御されるモータ制御装置であって、
電流制御周期毎に、各相の電流制御周期単位のPWMカウントを演算するPWMカウント演算手段と、
前記電流制御周期に対する各相の電流制御周期単位のPWMカウントを、対応する相における当該電流制御周期内の各PWM周期に対するPWM周期単位のPWMカウントとして設定するPWMカウント設定手段と、
前記電流制御周期において、前記PWMカウント設定手段によって設定された各相のPWM周期単位のPWMカウントのうち少なくとも1つの相のPWM周期単位のPWMカウントを、当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、当該相に対応するスイッチング素子のスイッチング回数が低減するように変更するPWMカウント変更手段とを含み、
前記PWMカウント変更手段は、前記PWMカウント設定手段によって設定された前記少なくとも1つの相のPWM周期単位のPWMカウントと、PWMカウント最大値またはPWMカウント最小値との差からなるPWMカウント偏差を、前記電流制御周期に含まれる複数のPWM周期において、前記PWMカウント設定手段によって設定された当該相のPWM周期単位のPWMカウントに加算したり、減算したりすることにより、当該相のPWM周期単位のPWMカウントを変更するように構成されている、モータ制御装置。 - 前記PWMカウント変更手段は、
前記PWMカウント設定手段によって設定された前記少なくとも1つの相のPWM周期単位のPWMカウントが前記PWMカウント最大値の1/2より大きい場合には、当該相の当該PWM周期単位のPWMカウントと前記PWMカウント最大値との差を前記PWMカウント偏差として用い、
前記PWMカウント設定手段によって設定された前記少なくとも1つの相のPWM周期単位のPWMカウントが前記PWMカウント最大値の1/2より小さい場合には、当該相の当該PWM周期単位のPWMカウントと前記PWMカウント最小値との差を前記PWMカウント偏差として用い、
前記PWMカウント設定手段によって設定された前記少なくとも1つの相のPWM周期単位のPWMカウントが前記PWMカウント最大値の1/2である場合には、当該相の当該PWM周期単位のPWMカウントと前記PWMカウント最大値との差および当該相の当該PWM周期単位のPWMカウントと前記PWMカウント最小値との差のうちのいずれか一方を前記PWMカウント偏差として用いるように構成されている、請求項1に記載のモータ制御装置。 - 前記PWMカウント変更手段は、前記PWMカウント偏差の前記PWM周期単位のPWMカウントへの加算と、前記PWMカウント偏差の前記PWM周期単位のPWMカウントからの減算とを、前記電流制御周期内において2以上のPWM周期毎に交互に行うように構成されている、請求項1または2に記載のモータ制御装置。
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