JP6889837B2 - モータ制御装置 - Google Patents

モータ制御装置 Download PDF

Info

Publication number
JP6889837B2
JP6889837B2 JP2017195157A JP2017195157A JP6889837B2 JP 6889837 B2 JP6889837 B2 JP 6889837B2 JP 2017195157 A JP2017195157 A JP 2017195157A JP 2017195157 A JP2017195157 A JP 2017195157A JP 6889837 B2 JP6889837 B2 JP 6889837B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
phase
pwm
count
cycle
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2017195157A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2019068699A (ja
Inventor
寛 須増
寛 須増
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
JTEKT Corp
Original Assignee
JTEKT Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by JTEKT Corp filed Critical JTEKT Corp
Priority to JP2017195157A priority Critical patent/JP6889837B2/ja
Priority to CN201811122795.8A priority patent/CN109639167B/zh
Priority to US16/146,029 priority patent/US10644636B2/en
Priority to EP18198627.4A priority patent/EP3466796B1/en
Publication of JP2019068699A publication Critical patent/JP2019068699A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6889837B2 publication Critical patent/JP6889837B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0409—Electric motor acting on the steering column
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
    • B62D5/0463—Controlling the motor calculating assisting torque from the motor based on driver input
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/0003—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Combustion & Propulsion (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Power Steering Mechanism (AREA)
  • Steering Control In Accordance With Driving Conditions (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Description

この発明は、２系統の多相モータコイルを有する電動モータを制御するモータ制御装置に関する。
三相電動モータをベクトル制御するモータ制御装置においては、電流制御周期毎に、二相電流指令値が演算される。この二相電流指令値と二相電流検出値との偏差に基づいて二相電圧指令値が演算される。この二相電圧指令値が電動モータの回転角を用いて二相・三相変換されることにより、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の相電圧指令値（三相電圧指令値）が演算される。そして、このＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電圧指令値にそれぞれ対応するデューティのＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号が生成されて、三相インバータ回路に供給される。
この三相インバータ回路を構成する６個のスイッチング素子が、Ｕ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号によって制御されることにより、三相電圧指令値に相当する電圧が三相電動モータに印加されることになる。これにより、三相電動モータに流れるモータ電流が二相電流指令値に等しくなるように制御される。このようなモータ制御装置においては、各ＰＷＭ周期において各相の出力電圧（相電圧）の立上り時点と立下り時点において、三相電動モータとフレームグランドとの間に存在する浮遊容量に電流が流れる。
この電流がフレームグランドに流れるため、フレームグランドからノイズが放射されるおそれがある。また、車両に搭載される電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）に搭載されるモータ制御装置の場合、車両電源（バッテリー）からＥＰＳへの正負電源供給ラインが長いため、フレームグランドを流れたノイズ電流が、正負電源供給ラインとフレームラウンドとの間にできる浮遊容量を通じて、車両電源の近傍で正負電源供給ラインに混入する。そして、ノイズ電流が長い正負電源供給ラインを流れることで、ラインから放射ノイズが発生する。これにより、コモンモードノイズが発生する。
特開平１−５０７６６号公報
２系統の三相モータコイルを有する三相電動モータ（２系統モータ）を、２系統の三相モータコイルそれぞれに電力を供給するための２系統の駆動回路を用いて制御するモータ制御装置が知られている。このような２系統モータを制御するモータ制御装置では、２系統の駆動回路毎に、各ＰＷＭ周期において各相の出力電圧（相電圧）の立上り時点と立下り時点において、三相電動モータとフレームグランドとの間に存在する浮遊容量に電流が流れる。このため、２系統モータを制御する場合には、１系統の三相モータコイルを有する三相電動モータ（１系統モータ）を駆動制御する場合に比べて、コモンモードノイズの発生頻度が高くなる。
この発明の目的は、コモンモードノイズを低減させることができるモータ制御装置を提供することにある。
請求項１に記載の発明は、２系統の多相モータコイル（１８Ａ，１８Ｂ）を有する電動モータ（１８）を制御するモータ制御装置（３１）であって、複数のＰＷＭ周期を含む電流制御周期毎に、各系統の各相のＰＷＭカウントを演算するＰＷＭカウント演算手段（４１）と、前記電流制御周期に対する各系統の各相のＰＷＭカウントを、対応する系統および相における当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＰＷＭカウントとして設定するＰＷＭカウント設定手段（４２）と、前記電流制御周期内の少なくとも１つのＰＷＭ周期において、前記２系統のうちの一方の系統の１つの相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他方の系統の少なくとも１つの相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるように、当該他方の系統の少なくとも１つの相に対するＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更するコモンモードノイズ低減手段（４２）とを含み、前記コモンモードノイズ低減手段は、各系統の各相における前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＰＷＭ信号のうち、前記他方の系統の少なくとも１つの相のＰＷＭカウントを、当該相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、少なくとも１つのＰＷＭ周期において、当該相の出力電圧波形が、前記一方の系統の１つの相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更するＰＷＭカウント変更手段を含んでいる、モータ制御装置である。なお、括弧内の英数字は、後述の実施形態における対応構成要素等を表すが、むろん、この発明の範囲は当該実施形態に限定されない。以下、この項において同じ。
この構成では、電流制御周期内の少なくとも１つのＰＷＭ周期において、２系統のうちの一方の系統の１つの相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他方の系統の少なくとも１つの相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺される。これにより、コモンモードノイズを低減させることができる。
請求項２に記載の発明は、前記コモンモードノイズ低減手段は、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、前記２系統のうちの一方の系統の１つの相である第１相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他方の系統の２つの相である第２相または第３相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるように、当該第２相および第３相に対するＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更するものであり、前記コモンモードノイズ低減手段は、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記第２相のＰＷＭカウントを、当該第２相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、当該電流制御周期内の所定の半数のＰＷＭ周期において、当該第２相の出力電圧波形が、前記第１相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更する第１のＰＷＭカウント変更手段と、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記第３相のＰＷＭカウントを、当該第３相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、前記電流制御周期内の前記所定の半数のＰＷＭ周期以外の他の半数のＰＷＭ周期において、当該第３相の出力電圧波形が、前記第１相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更する第２のＰＷＭカウント変更手段とを含む、請求項１に記載のモータ制御装置である。
この構成では、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、２系統のうちの一方の系統の１つの相である第１相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他方の系統の２つの相である第２相または第３相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺される。これにより、コモンモードノイズをより低減させることができる。
請求項３に記載の発明は、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、前記２系統のうちの前記他方の系統の前記第２相および前記第３相以外の１つの相である第４相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、前記一方の系統の前記第１相以外の２つの相である第５相または第６相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるように、当該第５相および第６相に対するＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更する、他のコモンモードノイズ低減手段をさらに含み、前記他のコモンモードノイズ低減手段は、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記第５相のＰＷＭカウントを、当該第５相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、当該電流制御周期内の所定の半数のＰＷＭ周期において、当該第５相の出力電圧波形が、前記第４相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更する第３のＰＷＭカウント変更手段と、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記第６相のＰＷＭカウントを、当該第６相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、前記電流制御周期内の前記所定の半数のＰＷＭ周期以外の他の半数のＰＷＭ周期において、当該第６相の出力電圧波形が、前記第４相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更する第４のＰＷＭカウント変更手段とを含む、請求項２に記載のモータ制御装置である。
この構成では、さらに、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、２系統のうちの他方の系統の第２相および第３相以外の１つの相である第４相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、一方の系統の第１相以外の２つの相である第５相または第６相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺される。これにより、コモンモードノイズをより低減させることができる。
図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。 図２は、ＥＣＵの電気的構成を示すブロック図である。 図３は、主として第１のモータ駆動回路および第２のモータ駆動回路の構成を示す電気回路図である。 図４は、系統および相別ＰＷＭカウント演算部の構成を示すブロック図である。 図５Ａは、ＰＷＭ信号の周期Ｔｃと電流制御周期Ｔａとの関係を示す模式図であり、図５Ｂはキャリア波形を示す波形図であり、図５ＣはＰＷＭ信号の生成方法を説明するための模式図である。 図６は、検出操舵トルクＴに対するアシスト電流値Ｉａ＊の設定例を示すグラフである。 図７は、コモンモードノイズ低減部によるコモンモードノイズ低減の基本的な考え方を説明するための説明図である。 図８は、コモンモードノイズ電流に着目した等価回路を示す回路図である。 図９は、コモンモードノイズ低減部の動作の一例を説明するためのフローチャートである。 図１０は、主として、ある相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントと、各系統の当該相の上段ＦＥＴ指令および下段ＦＥＴ指令との関係を示す模式図である。 図１１Ａは、上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点から電動モータ側に向かって電流が流れている状態におけるデットタイム期間中の電流経路を示す図であり、図１１Ｂは、電動モータ側から上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点に向かって電流が流れている状態におけるデットタイム期間中の電流経路を示す図である。 図１２Ａは、ステップＳ１およびＳ２によって設定された各系統の各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントの一例を示す模式図であり、図１２Ｂは、ステップＳ３によって設定された各系統の各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントの一例を示す模式図である。 図１３Ａは、同系統の２つのカウント変更対象相に適用される２種類のふり幅パターンの一例を示す模式図であり、図１３Ｂは、第１系統のＶ相、第１系統のＷ相、第２系統のＵ相および第２系統のＶ相のＰＷＭ周期毎のふり幅の一例を示す模式図であり、図１３Ｃは、各ＰＷＭ周期に対する各系統の各相の最終的なＰＷＭカウントの一例を示す模式図であり、図１３Ｄは、図１３Ｃに示される最終的なＰＷＭカウントに対応した各系統の各相の出力電圧に一致するスイッチングタイミングを示す模式図である。
以下では、この発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の実施形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。
電動パワーステアリング装置(ＥＰＳ:electric power steering）１は、車両を操向するための操舵部材としてのステアリングホイール２と、このステアリングホイール２の回転に連動して転舵輪３を転舵する転舵機構４と、運転者の操舵を補助するための操舵補助機構５とを備えている。ステアリングホイール２と転舵機構４とは、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して機械的に連結されている。
ステアリングシャフト６は、ステアリングホイール２に連結された入力軸８と、中間軸７に連結された出力軸９とを含む。入力軸８と出力軸９とは、トーションバー１０を介して相対回転可能に連結されている。
トーションバー１０の近傍には、トルクセンサ１１が配置されている。トルクセンサ１１は、入力軸８および出力軸９の相対回転変位量に基づいて、ステアリングホイール２に与えられた操舵トルクＴを検出する。この実施形態では、トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴは、たとえば、右方向への操舵のためのトルクが正の値として検出され、左方向への操舵のためのトルクが負の値として検出され、その絶対値が大きいほど操舵トルクの大きさが大きくなるものとする。
転舵機構４は、ピニオン軸１３と、転舵軸としてのラック軸１４とを含むラックアンドピニオン機構からなる。ラック軸１４の各端部には、タイロッド１５およびナックルアーム（図示略）を介して転舵輪３が連結されている。ピニオン軸１３は、中間軸７に連結されている。ピニオン軸１３は、ステアリングホイール２の操舵に連動して回転するようになっている。ピニオン軸１３の先端（図１では下端）には、ピニオン１６が連結されている。
ラック軸１４は、自動車の左右方向に沿って直線状に延びている。ラック軸１４の軸方向の中間部には、ピニオン１６に噛み合うラック１７が形成されている。このピニオン１６およびラック１７によって、ピニオン軸１３の回転がラック軸１４の軸方向移動に変換される。ラック軸１４を軸方向に移動させることによって、転舵輪３を転舵することができる。
ステアリングホイール２が操舵（回転）されると、この回転が、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して、ピニオン軸１３に伝達される。そして、ピニオン軸１３の回転は、ピニオン１６およびラック１７によって、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。
操舵補助機構５は、操舵補助用の電動モータ１８と、電動モータ１８の出力トルクを転舵機構４に伝達するための減速機構１９とを含む。電動モータ１８は、第１系統の三相モータコイル１８Ａ（図２、図３参照）と第２系統の三相モータコイル１８Ｂ（図２、図３参照）とを有する三相ブラシレスモータ（２系統モータ）である。第１系統の三相モータコイル１８Ａは、後述する第１系統の駆動回路３２Ａ（図２、図３参照）によって駆動され、第２系統の三相モータコイル１８Ｂは第２系統の駆動回路３２Ｂ（図２、図３参照）によって駆動される。
電動モータ１８には、電動モータ１８のロータの回転角を検出するための、例えばレゾルバからなる回転角センサ２３が配置されている。減速機構１９は、ウォーム軸２０と、このウォーム軸２０と噛み合うウォームホイール２１とを含むウォームギヤ機構からなる。
ウォーム軸２０は、電動モータ１８によって回転駆動される。また、ウォームホイール２１は、ステアリングシャフト６とは一体的に回転可能に連結されている。ウォームホイール２１は、ウォーム軸２０によって回転駆動される。
電動モータ１８によってウォーム軸２０が回転駆動されると、ウォームホイール２１が回転駆動され、ステアリングシャフト６が回転する。そして、ステアリングシャフト６の回転は、中間軸７を介してピニオン軸１３に伝達される。ピニオン軸１３の回転は、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。すなわち、電動モータ１８によってウォーム軸２０を回転駆動することによって、電動モータ１８による操舵補助が可能となっている。
車両には、車速Ｖを検出するための車速センサ２４が設けられている。トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴ、車速センサ２４によって検出される車速Ｖ、回転角センサ２３の出力信号等は、ＥＣＵ（電子制御ユニット：Electronic Control Unit）１２に入力される。ＥＣＵ１２は、これらの入力信号に基づいて、電動モータ１８を制御する。
図２は、ＥＣＵ１２の全体的な電気的構成を示すブロック図である。
以下において、第１系統の三相モータコイル１８Ａを第１のモータコイル１８Ａといい、第２系統の三相モータコイル１８Ａを第２のモータコイル１８Ｂということにする。第１のモータコイル１８Ａは、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のステータコイル１８ＡＵ，１８ＡＶ，１８ＡＷ（図３参照）を有している。第２のモータコイル１８Ｂは、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のステータコイル１８ＢＵ，１８ＢＶ，１８ＢＷ（図３参照）を有している。第１のモータコイル１８Ａと第２のモータコイル１８Ｂとの間の位相差は、０度、１２０度または２４０度であることが好ましい。
ＥＣＵ１２は、マイクロコンピュータ３１と、マイクロコンピュータ３１によって制御され、電動モータ１８の第１のモータコイル１８Ａに電力を供給する第１の駆動回路３２Ａと、マイクロコンピュータ３１によって制御され、電動モータ１８の第２のモータコイル１８Ｂに電力を供給する第２の駆動回路３２Ｂとを含んでいる。
図３は、主として第１のモータ駆動回路３２Ａおよび第２のモータ駆動回路３２Ｂの構成を示す電気回路図である。
第１のモータ駆動回路３２Ａは、三相インバータ回路である。第１のモータ駆動回路３２Ａは、電源（バッテリー）１００に直列に接続された第１の平滑コンデンサ１０１Ａと、複数のスイッチング素子１１１Ａ〜１１６Ａと、複数のダイオード１２１Ａ〜１２６Ａとを含む。第１の平滑コンデンサ１０１Ａは、電源１００の両端子間に接続されている。この実施形態では、各スイッチング素子１１１Ａ〜１１６Ａは、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）から構成されている。以下において、スイッチング素子１１１Ａ〜１１６ＡをＦＥＴ１１１Ａ〜１１６Ａという場合がある。
複数のＦＥＴ１１１Ａ〜１１６Ａは、Ｕ相用の上段ＦＥＴ１１１Ａと、それに直列に接続されたＵ相用の下段ＦＥＴ１１２Ａと、Ｖ相用の上段ＦＥＴ１１３Ａと、それに直列に接続されたＶ相用の下段ＦＥＴ１１４Ａと、Ｗ相用の上段ＦＥＴ１１５Ａと、それに直列に接続されたＷ相用の下段ＦＥＴ１１６Ａとを含む。各スイッチング素子１１１Ａ〜１１６Ａには、それぞれダイオード１２１Ａ〜１２６Ａが逆並列接続されている。
上段ＦＥＴ１１１Ａ，１１３Ａ，１１５Ａのドレインは、第１の平滑コンデンサ１０１Ａの正極側端子に接続されている。上段ＦＥＴ１１１Ａ，１１３Ａ，１１５Ａのソースは、それぞれ下段ＦＥＴ１１２Ａ，１１４Ａ，１１６Ａのドレインに接続されている。下段ＦＥＴ１１２Ａ，１１４Ａ，１１６Ａのソースは、第１の平滑コンデンサ１０１Ａの負極側端子に接続されている。
Ｕ相の上段ＦＥＴ１１１Ａと下段ＦＥＴ１１２Ａの接続点は、第１のモータコイル１８ＡのＵ相ステータコイル１８ＡＵに接続されている。Ｖ相の上段ＦＥＴ１１３Ａと下段ＦＥＴ１１４Ａの接続点は、第１のモータコイル１８ＡのＶ相ステータコイル１８ＡＶに接続されている。Ｗ相の上段ＦＥＴ１１５Ａと下段ＦＥＴ１１６Ａの接続点は、第１のモータコイル１８ＡのＷ相ステータコイル１８ＡＷに接続されている。各ＦＥＴ１１１Ａ〜１１６Ａは、後述する第１のＰＷＭ出力部４３Ａ（図２参照）から出力されるＰＷＭ信号に基づいて制御される。
第２のモータ駆動回路３２Ｂは、三相インバータ回路である。第２のモータ駆動回路３２Ｂは、電源（バッテリー）１００に直列に接続された第２の平滑コンデンサ１０１Ｂと、複数のスイッチング素子１１１Ｂ〜１１６Ｂと、複数のダイオード１２１Ｂ〜１２６Ｂとを含む。第２の平滑コンデンサ１０１Ｂは、電源１００の両端子間に接続されている。この実施形態では、各スイッチング素子１１１Ｂ〜１１６Ｂは、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴから構成されている。以下において、スイッチング素子１１１Ｂ〜１１６ＢをＦＥＴ１１１Ｂ〜１１６Ｂという場合がある。
複数のＦＥＴ１１１Ｂ〜１１６Ｂは、Ｕ相用の上段ＦＥＴ１１１Ｂと、それに直列に接続されたＵ相用の下段ＦＥＴ１１２Ｂと、Ｖ相用の上段ＦＥＴ１１３Ｂと、それに直列に接続されたＶ相用の下段ＦＥＴ１１４Ｂと、Ｗ相用の上段ＦＥＴ１１５Ｂと、それに直列に接続されたＷ相用の下段ＦＥＴ１１６Ｂとを含む。各スイッチング素子１１１Ｂ〜１１６Ｂには、それぞれダイオード１２１Ｂ〜１２６Ｂが逆並列接続されている。
上段ＦＥＴ１１１Ｂ，１１３Ｂ，１１５Ｂのドレインは、第２の平滑コンデンサ１０１Ｂの正極側端子に接続されている。上段ＦＥＴ１１１Ｂ，１１３Ｂ，１１５Ｂのソースは、それぞれ下段ＦＥＴ１１２Ｂ，１１４Ｂ，１１６Ｂのドレインに接続されている。下段ＦＥＴ１１２Ｂ，１１４Ｂ，１１６Ｂのソースは、第２の平滑コンデンサ１０１Ｂの負極側端子に接続されている。
Ｕ相の上段ＦＥＴ１１１Ｂと下段ＦＥＴ１１２Ｂの接続点は、第２のモータコイル１８ＢのＵ相ステータコイル１８ＢＵに接続されている。Ｖ相の上段ＦＥＴ１１３Ｂと下段ＦＥＴ１１４Ｂの接続点は、第２のモータコイル１８ＢのＶ相ステータコイル１８ＢＶに接続されている。Ｗ相の上段ＦＥＴ１１５Ｂと下段ＦＥＴ１１６Ｂの接続点は、第２のモータコイル１８ＢのＷ相ステータコイル１８ＢＷに接続されている。各ＦＥＴ１１１Ｂ〜１１６Ｂは、後述する第２のＰＷＭ出力部４３Ｂ（図２参照）から出力されるＰＷＭ信号に基づいて制御される。
図３において、電源１００は車両に搭載されている。電源１００の負（−）極は、車両の金属性のフレーム（シャシー）１３０に電気的に接続されている。このため、フレーム１３０は、電源１００の負極と同電位である。電動モータ１８が搭載された電動パワーステアリング装置１はフレーム１３０にボルトなどで取り付けられる。ＥＣＵの＋電源ライン、−電源ラインはそれぞれ長いラインを通じて電源１００の正負極に接続される。このため、第１、第２のモータコイル１８Ａ、１８Ｂとフレーム１３０との間には、それぞれ浮遊容量Ｃ１，Ｃ２が存在することになる。また、電源１００と電動パワーステアリング装置１とを接続する正負のラインとフレームグランドとの間には浮遊容量Ｃ３，Ｃ４が存在する。
図２に戻り、第１の駆動回路３２Ａと第１のモータコイル１８Ａとを接続するための電力供給線には、２つの電流センサ３３，３４が設けられている。これらの電流センサ３３，３４は、第１の駆動回路３２Ａと第１のモータコイル１８Ａとを接続するための３本の電力供給線のうち、２本の電力供給線に流れる相電流を検出できるように設けられている。
同様に、第２の駆動回路３２Ｂと第２のモータコイル１８Ｂとを接続するための電力供給線には、２つの電流センサ３５，３６が設けられている。これらの電流センサ３５，３６は、第２の駆動回路３２Ｂと第２のモータコイル１８Ｂとを接続するための３本の電力供給線のうち、２本の電力供給線に流れる相電流を検出できるように設けられている。
マイクロコンピュータ３１は、ＣＰＵおよびメモリ（ＲＯＭ、ＲＡＭ、不揮発性メモリなど。）を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。この複数の機能処理部には、系統および相別ＰＷＭカウント演算部４１と、コモンモードノイズ低減部４２と、第１のＰＷＭ出力部４３Ａと、第２のＰＷＭ出力部４３Ｂとを含む。
図４は、系統および相別ＰＷＭカウント演算部４１の構成を示すブロック図である。
系統および相別ＰＷＭカウント演算部４１は、各系統の各相の電流制御周期毎のＰＷＭカウントを演算するものである。系統および相別ＰＷＭカウント演算部４１は、アシスト電流値設定部５１と、電流指令値設定部５２と、指令値分配部５３と、第１系統用演算部７０Ａと、第２系統用演算部７０Ｂと、回転角演算部５９と、回転速度演算部６０と、回転角推定部６１とを含む。
第１系統用演算部７０Ａは、第１の電流偏差演算部５４Ａと、第１のＰＩ（比例積分）制御部５５Ａと、第１の二相・三相変換部５６Ａと、第１のＰＷＭデューティ演算部（PWM Duty演算部）５７Ａと、第１の三相・二相変換部５８Ａとを含む。第２系統用演算部７０Ｂは、第２の電流偏差演算部５４Ｂと、第２のＰＩ（比例積分）制御部５５Ｂと、第２の二相・三相変換部５６Ｂと、第２のＰＷＭデューティ演算部（PWM Duty演算部）５７Ｂと、第２の三相・二相変換部５８Ｂとを含む。
図５Ａに示すように、ＰＷＭ信号の周期（以下、「ＰＷＭ周期」という。）Ｔｃは、電流制御周期Ｔａよりも小さい。ここで、電流制御周期Ｔａとは、モータ電流の制御ループの演算周期のことである。つまり、図４において、第１系統用演算部７０Ａと、第２系統用演算部７０Ｂにそれぞれ含まれる各ブロックの演算周期である。この電流制御周期Ｔａはプログラムの規模やマイクロコンピュータ３１の演算能力などを考慮して決まる。この実施形態では、今回の電流制御周期Ｔａ内の最初のタイミングでＰＷＭデューティ演算部５７Ａ，５７ＢによりＰＷＭデューティが更新され、更新されたＰＷＭデューティＣｕ１、Ｃｖ１、Ｃｗ１、Ｃｕ２、Ｃｖ２、Ｃｗ２が出力される。この実施形態では、ＴｃはＴａの１／１０である。言い換えれば、電流制御周期Ｔａ内に１０周期分のＰＷＭ周期Ｔｃが含まれる。１０周期分のＰＷＭ周期Ｔｃの最初の周期を１番目の周期といい、それ以降の周期を２，３，…，９，１０番目の周期という場合がある。また、ＰＷＭ周期の周期番号をｉ（ｉ＝１，２，…，９，１０）で表す場合がある。なお、ＰＷＭ信号の周波数（＝１／Ｔｃ）は、キャリア周波数と呼ばれる。
本実施形態でのＰＷＭ波形生成方法を説明する。マイクロコンピュータ３１内で、図示しないクロック発生器で生成されるＰＷＭクロック周波数のクロックをカウンタ（図示略）でアップカウントおよびダウンカウントする。このカウンタのカウント値を、時間を横軸にとり、カウント値を縦軸にとって図示すると、図５Ｂに示すようになる。ここで、カウント値は符号なし整数と解釈する。また、カウント値をキャリアカウントと呼ぶ場合がある。この実施形態では、図５Ｂの波形がキャリア波形である。キャリア波形は三角波である。三角波の１周期はＴｃに等しい。キャリア波形の最大値、つまりカウント値の最大値により、ＰＷＭ信号の周波数（キャリア周波数）が決定される。本実施形態では、ＰＷＭクロック周波数が１００［ＭＨｚ］であり、ＰＷＭ信号の周波数（以下、「ＰＷＭ周波数」という。）が１００［ｋＨｚ］と設定しているので、カウント値の最大値は、１００，０００，０００÷１００，０００÷２＝５００となる。アップダウンカウントするため、１００，０００，０００／１００，０００を、２で割っている。
図５Ｃに示すように、ＰＷＭ出力部４３Ａ，４３Ｂ（図２参照）は、与えられるＰＷＭカウントとカウンタのカウント値とを比較し、駆動回路３２Ａ，３２Ｂ（図２参照）に対して、High or Low信号を出力する。ＰＷＭ出力部４３Ａ，４３Ｂは、例えば、カウンタのカウント値≧ＰＷＭカウントが成立している間はHigh信号を、それ以外はLow信号を出力する。このHigh、Low信号がＰＷＭ信号となる。ＰＷＭ出力部４３Ａ，４３Ｂの動作の詳細については後述する。
図４に戻り、回転角演算部５９は、回転角センサ２３の出力信号に基づいて、電動モータ１８のロータの回転角θ（電気角）を電流制御周期Ｔａ毎に演算する。回転角演算部５９によって演算されるロータ回転角θは、第１および第２の三相・二相変換部５８Ａ，５８Ｂ、回転速度演算部６０および回転角推定部６１に与えられる。この実施形態では、ロータ回転角θが取得（検出）されるタイミングは、電流制御周期Ｔａの中央時点であるものとする。
回転速度演算部６０は、回転角演算部５９によって演算されるロータ回転角θを時間微分することにより、電動モータ１８のロータの回転速度（角速度）ωを演算する。回転速度演算部６０によって演算される回転速度ωは、回転角推定部６１に与えられる。
回転角推定部６１は、前回の電流制御周期Ｔａで取得された前回の電流制御周期Ｔａの中央時点でのロータ回転角θ（ｍ−１）を用いて、次式（１）に基づいて、次回の電流制御周期Ｔａの中央時点でのロータ回転角θ（ｍ＋１）を推定する。
θ（ｍ＋１）＝θ（ｍ−１）＋ω・２Ｔａ …（１）
回転角推定部６１によって推定された次回の電流制御周期Ｔａでのロータ回転角θ（ｍ＋１）は、第１および第２の二相・三相変換部５６Ａ，５６Ｂに与えられる。
アシスト電流値設定部５１は、トルクセンサ１１によって検出される検出操舵トルクＴと、車速センサ２４によって検出される車速Ｖとに基づいて、アシスト電流値Ｉａ＊を電流制御周期Ｔａ毎に設定する。検出操舵トルクＴに対するアシスト電流値Ｉａ＊の設定例は、図６に示されている。検出操舵トルクＴは、例えば右方向への操舵のためのトルクが正の値にとられ、左方向への操舵のためのトルクが負の値にとられている。また、アシスト電流値Ｉａ＊は、電動モータ１８から右方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには正の値とされ、電動モータ１８から左方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには負の値とされる。アシスト電流値Ｉａ＊は、検出操舵トルクＴの正の値に対しては正をとり、検出操舵トルクＴの負の値に対しては負をとる。
検出操舵トルクＴが−Ｔ１〜Ｔ１（たとえば、Ｔ１＝０．４Ｎ・ｍ）の範囲（トルク不感帯）の微小な値のときには、アシスト電流値Ｉａ＊は零とされる。そして、検出操舵トルクＴが−Ｔ１〜Ｔ１の範囲外の値である場合には、アシスト電流値Ｉａ＊は、検出操舵トルクＴの絶対値が大きくなるほど、その絶対値が大きくなるように設定される。また、アシスト電流値Ｉａ＊は、車速センサ２４によって検出される車速Ｖが大きいほど、その絶対値が小さくなるように設定されるようになっている。これにより、低速走行時には操舵補助力が大きくされ、高速走行時には操舵補助力が小さくされる。
電流指令値設定部５２は、アシスト電流値設定部５１によって設定されたアシスト電流値Ｉａ＊に基づいて、ｄｑ座標系の座標軸に流すべき電流値を電流指令値として設定する。具体的には、電流指令値設定部５２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊（以下、これらを総称するときには「二相電流指令値Ｉｄｑ ＊」という。）を設定する。さらに具体的には、電流指令値設定部５２は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊をアシスト電流値設定部５１によって設定されたアシスト電流値Ｉａ＊とする一方で、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊を零とする。電流指令値設定部５２によって設定された二相電流指令値Ｉｄｑ ＊は、指令値分配部５３に与えられる。
指令値分配部５３は、二相電流指令値Ｉｄｑ ＊を、第１系統用演算部７０Ａおよび第２系統用演算部７０Ｂに分配する。この実施形態では、指令値分配部５３は、二相電流指令値Ｉｄｑ ＊を、第１系統用演算部７０Ａおよび第２系統用演算部７０Ｂに、１／２ずつ分配する。つまり、この実施形態では、二相電流指令値Ｉｄｑ ＊の第１系統用演算部７０Ａへの分配率および二相電流指令値Ｉｄｑ ＊の第２系統用演算部７０Ｂへの分配率は、共に５０％となる。第１系統用演算部７０Ａに分配される二相電流指令値を、第１の二相電流指令値Ｉ１ｄｑ ＊ということにする。第１の二相電流指令値Ｉ１ｄｑ ＊は、第１のｄ軸電流指令値Ｉ１ｄ ＊および第１のｑ軸電流指令値Ｉ１ｑ ＊とからなる。第２系統用演算部７０Ｂに分配される二相電流指令値を、第２の二相電流指令値Ｉ２ｄｑ ＊ということにする。第２の二相電流指令値Ｉ２ｄｑ ＊は、第２のｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ ＊および第２のｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ ＊とからなる。
次に、第１系統用演算部７０Ａについて説明する。第１の三相・二相変換部５８Ａは、まず、電流センサ３３，３４によって検出される２相分の相電流から、第１系統のＵ相電流Ｉ１Ｕ、Ｖ相電流Ｉ１ＶおよびＷ相電流Ｉ１Ｗ（以下、これらを総称するときは、「三相検出電流Ｉ１ＵＶＷ」という。）を演算する。そして、第１の三相・二相変換部５８Ａは、第１系統のＵＶＷ座標系の三相検出電流Ｉ１ＵＶＷを、第１系統のｄｑ座標系の二相検出電流Ｉ１ｄｑに座標変換する。第１系統の二相検出電流Ｉ１ｄｑは、第１のｄ軸検出電流Ｉ１ｄおよび第１のｑ軸検出電流Ｉ１ｑからなる。この座標変換には、回転角演算部５９によって演算されるロータ回転角θが用いられる。
第１の電流偏差演算部５４Ａは、第１のｄ軸電流指令値Ｉ１ｄ ＊に対する第１のｄ軸検出電流Ｉ１ｄの偏差および第１のｑ軸電流指令値Ｉ１ｑ ＊に対する第１のｑ軸検出電流Ｉ１ｑの偏差を演算する。これらの偏差は、第１のＰＩ制御部５５Ａに与えられる。
第１のＰＩ制御部５５Ａは、第１の電流偏差演算部５４Ａによって演算された電流偏差に対するＰＩ演算を行なうことにより、第１のモータコイル１８Ａに印加すべき第１の二相電圧指令値Ｖ１ｄｑ ＊（第１のｄ軸電圧指令値Ｖ１ｄ ＊および第１のｑ軸電圧指令値Ｖ１ｑ ＊）を生成する。第１の二相電圧指令値Ｖ１ｄｑ ＊は、第１の二相・三相変換部５６Ａに与えられる。
第１の二相・三相変換部５６Ａは、今回の電流制御周期Ｔａにおいて第１のＰＩ制御部５５Ａによって演算された第１の二相電圧指令値Ｖ１ｄｑ ＊に対して、今回の電流制御周期Ｔａにおいて回転角推定部６１によって演算された次回の電流制御周期Ｔａに対する回転角推定値θ（ｍ＋１）を用いて二相・三相変換を行うことにより、次回の電流制御周期Ｔａに対する第１の三相電圧指令値Ｖ１ＵＶＷ ＊を演算する。第１の三相電圧指令値Ｖ１ＵＶＷ ＊は、第１のＵ相電圧指令値Ｖ１Ｕ ＊、第１のＶ相電圧指令値Ｖ１Ｖ ＊および第１のＷ相電圧指令値Ｖ１Ｗ ＊からなる。これにより、次回の電流制御周期Ｔａに対する第１の三相電圧指令値Ｖ１ＵＶＷ ＊が得られる。
第１の二相・三相変換部５６Ａによって得られた次回の電流制御周期Ｔａに対する第１の三相電圧指令値Ｖ１ＵＶＷ ＊は、第１のＰＷＭデューティ演算部５７Ａに与えられる。
第１のＰＷＭデューティ演算部５７Ａは、次回の電流制御周期Ｔａに対する第１の三相電圧指令値Ｖ１ＵＶＷ ＊に基づいて、次回の電流制御周期Ｔａに対する第１のＵ相ＰＷＭカウント（ＰＷＭデューティ）Ｃｕ１、第１のＶ相ＰＷＭカウントＣｖ１および第１のＷ相ＰＷＭカウントＣｗ１を生成して、コモンモードノイズ低減部４２（図２参照）に与える。
たとえば、第１のＵ相のＰＷＭカウントＣｕ１は、次のようにして求められる。すなわち、第１のＰＷＭデューティ演算部５７Ａは、第１の二相・三相変換部５６Ａによって得られたある電流制御周期Ｔａに対する第１のＵ相電圧指令値Ｖ１Ｕ ＊と、ＰＷＭカウントの最大値（この例では５００）とを用いて、次式（２）に基づいて、当該電流制御周期Ｔａに対する第１のＵ相ＰＷＭカウントＣｕ１を演算する。
Ｃｕ１＝Ｖ１Ｕ ＊×（ＰＷＭカウントの最大値／Ｖｂ）
＝Ｖ１Ｕ ＊×（５００／Ｖｂ） …（２）
前記式（２）においてＶｂは、第１の駆動回路３２Ａの電源電圧（電源１００の出力電圧）である。
前記式（２）の右辺の第１のＵ相電圧指令値Ｖ１Ｕ ＊の代わりに第１のＶ相電圧指令値Ｖ１Ｖ ＊を用いると、第１のＶ相ＰＷＭカウントＣｖ１を演算することができ、第１のＵ相電圧指令値Ｖ１Ｕ ＊の代わりに第１のＷ相電圧指令値Ｖ１Ｗ ＊を用いるとＷ相のＰＷＭカウントＣｗ１を演算できる。
次に、第２系統用演算部７０Ｂについて説明する。第２の三相・二相変換部５８Ｂは、まず、電流センサ３５，３６によって検出される２相分の相電流から、第２系統のＵ相電流Ｉ２Ｕ、Ｖ相電流Ｉ２ＶおよびＷ相電流Ｉ２Ｗ（以下、これらを総称するときは、「三相検出電流Ｉ２ＵＶＷ」という。）を演算する。そして、第２の三相・二相変換部５８Ｂは、第２系統のＵＶＷ座標系の三相検出電流Ｉ２ＵＶＷを、第２系統のｄｑ座標系の二相検出電流Ｉ２ｄｑに座標変換する。第２系統の二相検出電流Ｉ２ｄｑは、第２のｄ軸検出電流Ｉ２ｄおよび第２のｑ軸検出電流Ｉ２ｑからなる。この座標変換には、回転角演算部５９によって演算されるロータ回転角θが用いられる。
第２の電流偏差演算部５４Ｂは、第２のｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ ＊に対する第２のｄ軸検出電流Ｉ２ｄの偏差および第２のｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ ＊に対する第２のｑ軸検出電流Ｉ２ｑの偏差を演算する。これらの偏差は、第２のＰＩ制御部５５Ｂに与えられる。
第２のＰＩ制御部５５Ｂは、第２の電流偏差演算部５４Ｂによって演算された電流偏差に対するＰＩ演算を行なうことにより、第２のモータコイル１８Ｂに印加すべき第２の二相電圧指令値Ｖ２ｄｑ ＊（第２のｄ軸電圧指令値Ｖ２ｄ ＊および第２のｑ軸電圧指令値Ｖ２ｑ ＊）を生成する。第２の二相電圧指令値Ｖ２ｄｑ ＊は、第２の二相・三相変換部５６Ｂに与えられる。
第２の二相・三相変換部５６Ｂは、今回の電流制御周期Ｔａにおいて第２のＰＩ制御部５５Ｂによって演算された第２の二相電圧指令値Ｖ２ｄｑ ＊に対して、今回の電流制御周期Ｔａにおいて回転角推定部６１によって演算された次回の電流制御周期Ｔａに対する回転角推定値θ（ｍ＋１）を用いて二相・三相変換を行うことにより、次回の電流制御周期Ｔａに対する第２の三相電圧指令値Ｖ２ＵＶＷ ＊を演算する。第２の三相電圧指令値Ｖ２ＵＶＷ ＊は、第２のＵ相電圧指令値Ｖ２Ｕ ＊、第２のＶ相電圧指令値Ｖ２Ｖ ＊および第２のＷ相電圧指令値Ｖ２Ｗ ＊からなる。これにより、次回の電流制御周期Ｔａに対する第２の三相電圧指令値Ｖ２ＵＶＷ ＊が得られる。
第２の二相・三相変換部５６Ｂによって得られた次回の電流制御周期Ｔａに対する第２の三相電圧指令値Ｖ２ＵＶＷ ＊は、第２のＰＷＭデューティ演算部５７Ｂに与えられる。
第２のＰＷＭデューティ演算部５７Ｂは、次回の電流制御周期Ｔａに対する第２の三相電圧指令値Ｖ２ＵＶＷ ＊に基づいて、次回の電流制御周期Ｔａに対する第２のＵ相ＰＷＭカウント（ＰＷＭデューティ）Ｃｕ２、第２のＶ相ＰＷＭカウントＣｖ２および第２のＷ相ＰＷＭカウントＣｗ２を生成して、コモンモードノイズ低減部４２（図２参照）に与える。
たとえば、第２のＵ相のＰＷＭカウントＣｕ２は、次のようにして求められる。すなわち、第２のＰＷＭデューティ演算部５７Ｂは、第２の二相・三相変換部５６Ｂによって得られたある電流制御周期Ｔａに対する第２のＵ相電圧指令値Ｖ２Ｕ ＊と、ＰＷＭカウントの最大値（この例では５００）とを用いて、次式（３）に基づいて、当該電流制御周期Ｔａに対する第２のＵ相のＰＷＭカウントＣｕ２を演算する。
Ｃｕ２＝ＰＷＭカウントの最大値−｛Ｖ２Ｕ ＊×（ＰＷＭカウントの最大値／Ｖｂ）｝
＝ＰＷＭカウントの最大値−｛Ｖ２Ｕ ＊×（５００／Ｖｂ）｝ …（３）
前記式（３）においてＶｂは、第２の駆動回路３２Ｂの電源電圧（電源１００の出力電圧）である。
前記式（３）の右辺の第２のＵ相電圧指令値Ｖ２Ｕ ＊の代わりに第２のＶ相電圧指令値Ｖ２Ｖ ＊を用いると、第２のＶ相ＰＷＭカウントＣｖ２を演算することができ、第２のＵ相電圧指令値Ｖ２Ｕ ＊の代わりに第２のＷ相電圧指令値Ｖ２Ｗ ＊を用いると第２のＷ相ＰＷＭカウントＣｗ２を演算できる。
コモンモードノイズ低減部４２は、第１の駆動回路３２Ａ内のスイッチング素子のオンオフによって生じるノイズ電流の一部を、第２の駆動回路３２Ｂ内のスイッチング素子のオンオフによって生じるノイズ電流の一部によって相殺することにより、コモンモードノイズを低減するために設けられたものである。コモンモードノイズ低減部４２は、第１および第２のＰＷＭデューティ演算部５７Ａ，５７Ｂから与えられる次回の電流制御周期Ｔａに対する第１および第２のＵ相のＰＷＭカウントＣｕ１，Ｃｕ２、Ｖ相のＰＷＭカウントＣｖ１，Ｃｖ２およびＷ相のＰＷＭカウントＣｗ１，Ｃｗ２に対して、コモンモードノイズを低減するための処理（ノイズ低減処理）を行う。これにより、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第１のＵ相のＰＷＭカウント、Ｖ相のＰＷＭカウントおよびＷ相のＰＷＭカウントと、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第２のＵ相のＰＷＭカウント、Ｖ相のＰＷＭカウントおよびＷ相のＰＷＭカウントとが得られる。コモンモードノイズ低減部４２の動作の詳細については、後述する。
コモンモードノイズ低減部４２によるノイズ低減処理後の、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第１のＵ相のＰＷＭカウント、Ｖ相のＰＷＭカウントおよびＷ相のＰＷＭカウントは、第１のＰＷＭ出力部４３Ａに与えられる。一方、コモンモードノイズ低減部４２によるノイズ低減処理後の、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第２のＵ相のＰＷＭカウント、Ｖ相のＰＷＭカウントおよびＷ相のＰＷＭカウントは、第２のＰＷＭ出力部４３Ｂに与えられる。
第１のＰＷＭ出力部４３Ａは、コモンモードノイズ低減部４２から与えられる電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第１のＵ相のＰＷＭカウント、Ｖ相のＰＷＭカウントおよびＷ相のＰＷＭカウントを、複数の電流制御周期分にわたって記憶している。第１のＰＷＭ出力部４３Ａは、前回の電流制御周期Ｔａにおいてコモンモードノイズ低減部４２から与えられた今回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第１のＵ相のＰＷＭカウント、Ｖ相のＰＷＭカウントおよびＷ相のＰＷＭカウントに基づいて、今回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第１のＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号を生成して、第１の駆動回路３２Ａに供給する。具体的には、第１のＰＷＭ出力部４３Ａは、今回の電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭ周期Ｔｃ毎に、当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第１のＵ相のＰＷＭカウント、Ｖ相のＰＷＭカウントおよびＷ相のＰＷＭカウントにそれぞれ対応するデューティのＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号を生成して、第１の駆動回路３２Ａに供給する。
第１の駆動回路３２Ａを構成する６つのＦＥＴ１１１Ａ〜１１６Ａが第１のＰＷＭ出力部４３Ａから与えられるＰＷＭ信号によって制御されることにより、ＰＷＭ周期Ｔｃ毎の第１の三相電圧指令値Ｖ１ＵＶＷ ＊に相当する電圧が第１のモータコイル１８Ａの各相のステータコイル１８ＡＵ，１８ＡＶ，１８ＡＷに印加されることになる。
第１の電流偏差演算部５４Ａおよび第１のＰＩ制御部５５Ａは、電流フィードバック制御手段を構成している。この電流フィードバック制御手段の働きによって第１のモータコイル１８Ａに流れるモータ電流が、指令値分配部５３によって第１系統用演算部７０Ａに分配された第１の二相電流指令値Ｉ１ｄｑ ＊に近づくように制御される。
第２のＰＷＭ出力部４３Ｂは、コモンモードノイズ低減部４２から与えられる電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第２のＵ相のＰＷＭカウント、Ｖ相のＰＷＭカウントおよびＷ相のＰＷＭカウントを、複数の電流制御周期分にわたって記憶している。第２のＰＷＭ出力部４３Ｂは、前回の電流制御周期Ｔａにおいてコモンモードノイズ低減部４２から与えられた今回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第２のＵ相のＰＷＭカウント、Ｖ相のＰＷＭカウントおよびＷ相のＰＷＭカウントに基づいて、今回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第２のＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号を生成して、第２の駆動回路３２Ｂに供給する。具体的には、第２のＰＷＭ出力部４３Ｂは、今回の電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭ周期Ｔｃ毎に、当該電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第２のＵ相のＰＷＭカウント、Ｖ相のＰＷＭカウントおよびＷ相のＰＷＭカウントにそれぞれ対応するデューティのＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号を生成して、第２の駆動回路３２Ｂに供給する。
第２の駆動回路３２Ｂを構成する６つのＦＥＴ１１１Ｂ〜１１６Ｂが第２のＰＷＭ出力部４３Ｂから与えられるＰＷＭ信号によって制御されることにより、ＰＷＭ周期Ｔｃ毎の第２の三相電圧指令値Ｖ２ＵＶＷ ＊に相当する電圧が第２のモータコイル１８Ｂの各相のステータコイル１８ＢＵ，１８ＢＶ，１８ＢＷに印加されることになる。
第２の電流偏差演算部５４Ｂおよび第２のＰＩ制御部５５Ｂは、電流フィードバック制御手段を構成している。この電流フィードバック制御手段の働きによって第２のモータコイル１８Ｂに流れるモータ電流が、指令値分配部５３によって第２系統用演算部７０Ｂに分配された第２の二相電流指令値Ｉ２ｄｑ ＊に近づくように制御される。
以下、コモンモードノイズ低減部４２について詳しく説明する。まず、図７を参照して、コモンモードノイズ低減部４２によるコモンモードノイズ低減の基本的な考え方について説明する。
第１系統のある相の出力電圧（以下、第１の相電圧という）の波形が図７（ａ）である場合には、第１の相電圧に起因して、第１のモータコイル１８Ａとフレームグランドとの間に存在する浮遊容量Ｃ１（図３参照）に流れる電流は、図７（ｃ）に示すようになる。つまり、第１の相電圧の立下り時点ｔ１で−方向の電流が浮遊容量Ｃ１に流れ、第１の相電圧の立上り時点ｔ２で＋方向の電流が浮遊容量Ｃ１に流れる。
そこで、第２系統のある相の出力電圧（以下、第２の相電圧という）の波形を、図７（ｂ）に示すように、図７（ａ）の第１の相電圧の波形を反転させた波形にすると、第２の相電圧に起因して、第２のモータコイル１８Ｂとフレームグランドとの間に存在する浮遊容量Ｃ２（図３参照）に流れる電流は、図７（ｄ）に示すようになる。つまり、第２の相電圧の立上り時点ｔ１で＋方向の電流が浮遊容量Ｃ２に流れ、第２の相電圧の立下り時点ｔ２で−方向の電流が浮遊容量Ｃ２に流れる。したがって、時点ｔ１および時点ｔ２のそれぞれの時点において、第１の相電圧に起因して浮遊容量Ｃ１に流れる電流と第２の相電圧に起因して浮遊容量Ｃ２に流れる電流とが相殺される。このため、図７（ｅ）に示すように、正負の電源ラインとフレームグランドとの間に存在する浮遊容量Ｃ３、Ｃ４（図３参照）に流れる電流は低下する。
図８は、コモンモードノイズ電流に着目した等価回路である。第１の相電圧、第２の相電圧はノイズ発生源とみなすことができる。電源１００はコモンモードノイズ電流のような交流的には正負電極間がショートされているとみなすことができる。図８において、第１の相電圧により実線矢印のようにコモンモードノイズ電流が流れる。第２の相電圧により一点鎖線の矢印のようにコモンモードノイズ電流が流れる。したがって、浮遊容量Ｃ３、Ｃ４に流れる各コモンモードノイズ電流は向きが互いに逆なので、打ち消し合い、結果としてトータルのコモンモードノイズ電流は低下する。
コモンモードノイズ低減部４２は、電流制御周期内の少なくとも１つのＰＷＭ周期において、２系統のうちの一方の系統の１つの相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他方の系統の少なくとも１つの相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるように、当該他方の系統の少なくとも１つの相に対するＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更する。
この実施形態では、コモンモードノイズ低減部４２は、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、２系統のうちの一方の系統の１つの相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他方の系統の２つの相の出力電圧のいずれかに起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるように、当該他方の系統の２つの相に対するＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更する。
図９は、コモンモードノイズ低減部の動作の一例を説明するためのフローチャートである。
コモンモードノイズ低減部４２（図２参照）は、まず、第１のＰＷＭデューティ演算部５７Ａ（図４参照）から与えられる次回の電流制御周期Ｔａに対する第１のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ１、Ｃｖ１およびＣｗ１を、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第１のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ１、Ｃｖ１およびＣｗ１として設定する（ステップＳ１）。
同様に、コモンモードノイズ低減部４２は、第２のＰＷＭデューティ演算部５７Ｂから与えられる次回の電流制御周期Ｔａに対する第２のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ２、Ｃｖ２およびＣｗ２を、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第２のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ２、Ｃｖ２およびＣｗ２として設定する（ステップＳ２）。
図１２Ａは、ステップＳ１で設定された、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃにおける第１のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ１、Ｃｖ１およびＣｗ１と、ステップＳ２で設定された、電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃにおける第２のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ２、Ｃｖ２およびＣｗ２の一例を示す模式図である。
次に、コモンモードノイズ低減部４２は、各系統の相毎に、デットタイムを考慮したスイッチングタイミングを設定する（ステップＳ３）。
図１０は、主として、ある相のＰＷＭ周期単位の最終的なＰＷＭカウントと、各系統の当該相の上段ＦＥＴ指令および下段ＦＥＴ指令との関係を示す模式図である。言い換えれば、第１のＰＷＭ出力部４３Ａおよび第２のＰＷＭ出力部４３Ｂ（図２参照）のある相に対する動作の一例を説明するための模式図である。
この実施形態では、前述したように、キャリア波形は三角波であり、ＰＷＭカウントの出力可能カウントは０〜５００に設定されている。また、この実施形態では、デットタイムに相当するカウント値を１０とする。
第１系統の上段ＦＥＴ指令および下段ＦＥＴ指令について説明する。この実施形態では、キャリアカウントがＰＷＭカウントよりも大きいときに、第１系統の上段ＦＥＴ指令がオフ指令となるように、第１系統の上段ＦＥＴのスイッチングタイミングが設定されている。つまり、キャリアカウントのアップカウント中にキャリアカウントがＰＷＭカウントと等しくなると（時点ｔ２）、図１０（ａ）に示すように、上段ＦＥＴ指令は、オン指令からオフ指令に変化する。そして、キャリアカウントのダウンカウント中にキャリアカウントがＰＷＭカウントと等しくなると（時点ｔ５）、上段ＦＥＴ指令は、オフ指令からオン指令に変化する。
図１０（ｂ）に示すように、時点ｔ２からデットタイムＴｄが経過すると（時点ｔ３）、下段ＦＥＴ指令はオフ指令からオン指令に変化する。そして、時点ｔ５に対してデットタイムＴｄだけ早い時点（時点ｔ４）において、下段ＦＥＴ指令はオン指令からオフ指令に変化する。
第２系統の上段ＦＥＴ指令および下段ＦＥＴ指令について説明する。この実施形態では、キャリアカウントがＰＷＭカウントよりも大きいときに、第２系統の上段ＦＥＴ指令がオン指令となるように、第２系統の上段ＦＥＴのスイッチングタイミングが設定されている。つまり、キャリアカウントのアップカウント中にキャリアカウントがＰＷＭカウントと等しくなると（時点ｔ２）、図１０（ｅ）に示すように、上段ＦＥＴ指令は、オフ指令からオン指令に変化する。そして、キャリアカウントのダウンカウント中にキャリアカウントがＰＷＭカウントと等しくなると（時点ｔ５）、上段ＦＥＴ指令は、オン指令からオフ指令に変化する。
図１０（ｆ）に示すように、時点ｔ２に対してデットタイムＴｄだけ早い時点（時点ｔ１）において、下段ＦＥＴ指令はオン指令からオフ指令に変化する。時点ｔ５からデットタイムＴｄが経過すると（時点ｔ６）、下段ＦＥＴ指令はオフ指令からオン指令に変化する。
デットタイム期間中のある相の出力電圧（相電圧）について、図１１Ａおよび図１１Ｂを参照して説明する。ここでは、第１系統のＵ相を例にとって説明するが、第１系統の他の２つの相や、第２系統の各相においても同様である。
図１１Ａに示すように、上段ＦＥＴ１１１Ａおよび下段ＦＥＴ１１２Ａの接続点から電動モータ１８側に向かって電流が流れている状態では、デットタイム期間中においては、下段ＦＥＴ１１２Ａに逆並列接続されたダイオード１２２Ａを通じて電流が流れることになる。したがって、デットタイム期間中においては、出力電圧（相電圧）ＶｕはＬベルとなる。このため、相電圧ＶｕのＬレベルの期間は、上段ＦＥＴ１１１Ａのオフ期間と同じになる。
一方、図１１Ｂに示すように、電動モータ１８側から上段ＦＥＴ１１１Ａおよび下段ＦＥＴ１１２Ａの接続点に向かって電流が流れている状態では、デットタイム期間中においては、上段ＦＥＴ１１１Ａに逆並列接続されたダイオード１２１Ａを通じて電流が流れることになる。したがって、デットタイム期間中においては、出力電圧（相電圧）ＶｕはＨレベルとなる。このため、相電圧ＶｕのＬレベルの期間は上段ＦＥＴ１１１Ａのオフ期間よりも短くなる。言い換えれば、相電圧ＶｕのＨレベルの期間は上段ＦＥＴ１１１Ａのオン期間よりも長くなる。
第１系統において、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上（２５０以上）である場合には、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２未満である場合に比べて、上段ＦＥＴのオン時間が長くなる。そこで、この実施形態では説明の便宜上、ＰＷＭカウントが２５０以上である場合には、上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点から電動モータ１８側に向かって電流が流れている状態（図１１Ａに示される状態）であると考えることにする。このため、デットタイム期間中においては、出力電圧（相電圧）はＬベルとなると考えられる。したがって、この場合には、相電圧は、図１０（ｃ）に示すように変化すると考えられるので、相電圧のレベル変化タイミングと上段ＦＥＴのスイッチングタイミングとは一致する。
一方、第１系統において、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２未満（２５０未満）である場合には、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上である場合に比べて、上段ＦＥＴのオン時間が短くなる。そこで、この実施形態では説明の便宜上、ＰＷＭカウントが２５０未満である場合には、電動モータ１８側から上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点に向かって電流が流れている状態（図１１Ｂに示される状態）であると考えることにする。このため、デットタイム期間中においては、出力電圧（相電圧）はＨレベルとなると考えられる。したがって、この場合には、相電圧は、図１０（ｄ）に示すように変化すると考えられるので、相電圧のレベル変化タイミングと上段ＦＥＴのスイッチングタイミングとは一致しなくなる。上段ＦＥＴのスイッチングタイミングが相電圧のレベル変化タイミングと一致する仮想のＰＷＭカウント（デットタイムを考慮したスイッチングタイミング）は、実際のＰＷＭカウントにデットタイムに相当するカウント値（この実施形態では“１０”）を加算した値となる。
第２系統において、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上（２５０以上）である場合には、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上である場合に比べて、上段ＦＥＴのオン時間が短くなる。そこで、この実施形態では説明の便宜上、ＰＷＭカウントが２５０以上である場合には、電動モータ１８側から上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点に向かって電流が流れている状態（図１１Ｂに示される状態）であると考えることにする。このため、デットタイム期間中においては、出力電圧（相電圧）はＨベルとなると考えられる。したがって、この場合には、相子電圧は、図１０（ｇ）に示すように変化すると考えられるので、相電圧のレベル変化タイミングと上段ＦＥＴのスイッチングタイミングとは一致しなくなる。上段ＦＥＴのスイッチングタイミングが相電圧のレベル変化タイミングと一致する仮想のＰＷＭカウント（デットタイムを考慮したスイッチングタイミング）は、実際のＰＷＭカウントにデットタイムに相当するカウント値（この実施形態では“１０”）を減算した値となる。
一方、第２系統において、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２未満（２５０未満）である場合には、ＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上である場合に比べて、上段ＦＥＴのオン時間が長くなる。そこで、この実施形態では説明の便宜上、ＰＷＭカウントが２５０未満である場合には、上段ＦＥＴおよび下段ＦＥＴの接続点から電動モータ１８側に向かって電流が流れている状態（図１１Ａに示される状態）であると考えることにする。このため、デットタイム期間中においては、出力電圧（相電圧）はＬベルとなると考えられる。したがって、この場合には、相電圧は、図１０（ｈ）に示すように変化すると考えられるので、相電圧のレベル変化タイミングと上段ＦＥＴのスイッチングタイミングとは一致する。
この実施形態では、説明の便宜上、第１系統および第２系統において、相電流の方向をＰＷＭカウントがＰＷＭカウント最大値の１／２以上であるか否かに基づいて推定しているが、相電流を検出し、この検出値に基づいて相電流の方向を推定してもよい。
ステップＳ３では、コモンモードノイズ低減部４２は、ステップＳ１およびＳ２で設定された各系統の各相のＰＷＭ周期ＴｃのＰＷＭカウント毎に、当該相の出力電圧（相電圧）のレベル変化タイミングに一致するＰＷＭカウント（デットタイムを考慮したスイッチングタイミング）を演算する。
具体的には、コモンモードノイズ低減部４２は、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第１のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ１、Ｃｖ１およびＣｗ１のうち、２５０以上のＰＷＭカウントについては、その値をそのまま、当該相の出力電圧（相電圧）のレベル変化タイミングに一致するＰＷＭカウントとして設定する。
前記第１のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ１、Ｃｖ１およびＣｗ１のうち、２５０未満のＰＷＭカウントについては、コモンモードノイズ低減部４２は、その値にデットタイムに相当するカウント値（この実施形態では“１０”）を加算した値を、当該相の出力電圧（相電圧）のレベル変化タイミングに一致するＰＷＭカウントとして設定する。
コモンモードノイズ低減部４２は、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する第２のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ２、Ｃｖ２およびＣｗ２のうち、２５０以上のＰＷＭカウントについては、その値からデットタイムに相当するカウント値（この実施形態では“１０”）を減算した値を、当該相の出力電圧（相電圧）のレベル変化タイミングに一致するＰＷＭカウントとして設定する。
前記第２のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ２、Ｃｖ２およびＣｗ２のうち、２５０未満のＰＷＭカウントについては、コモンモードノイズ低減部４２は、その値をそのまま、当該相の出力電圧（相電圧）のレベル変化タイミングに一致するＰＷＭカウントとして設定する。
ステップＳ１およびＳ２によって設定された各系統の各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが図１２Ａである場合、ステップＳ３によって設定される各系統の各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントを図１２Ｂに示す。図１２Ａと図１２Ｂとを比較すると、第１系統のＶ相のＰＷＭカウントＣｖ１が２００から２１０に変化し、第１系統のＷ相のＰＷＭカウントＣｗ１が１００から１１０に変化していることがわかる。また、第２系統のＵ相のＰＷＭカウントＣｕ２が３５０から３４０に変化し、第２系統のＶ相のＰＷＭカウントＣｖ２が３００から２９０に変化していることがわかる。
次に、コモンモードノイズ低減部４２は、ステップＳ３の処理によって設定された各系統の各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントに基づいて、第１系統と第２系統との間でノイズ電流を相殺すべき相の組合せを決定する（ステップＳ４）。
具体的には、コモンモードノイズ低減部４２は、まず、各系統の各相のうち、ステップＳ３の処理によって設定されたＰＷＭカウントのうち、ＰＷＭカウント最大値（この実施形態では“５００”）または最小値（この実施形態では“０”）に最も近いＰＷＭカウントを有する相を、第１の基準相として設定する。図１２Ｂの例では、各系統の各相のＰＷＭカウントのうち、第２系統のＷ相のＰＷＭカウントＣｗ２（Ｃｗ２＝５０）が５００または０に最も近いので、第２系統のＷ相が第１の基準相として設定される。
次に、コモンモードノイズ低減部４２は、第１の基準相（この例では第２系統のＷ相）とは系統が異なる他の系統（この例では第１系統）の各相のうち、第１の基準相のＰＷＭカウント（この例ではＣｗ２）にＰＷＭカウントが近い２つの相を、第１の基準相のノイズ電流を相殺するためにＰＷＭカウントが変更されるカウント変更対象相として割り当てる。図１２Ｂの例では、第１の基準相である第２系統のＷ相に対して、第１系統のＶ相およびＷ相が第１の基準相のノイズ電流を相殺するためのカウント変更対象相として割り当てられる。
また、コモンモードノイズ低減部４２は、第１の基準相に対して割り当てられたカウント変更対象相が属する系統（この例では第１系統）の残りの１つの相（この例ではＵ相）を第２の基準相として設定する。そして、コモンモードノイズ低減部４２は、第２の基準相（この例では第１系統のＵ相）とは系統が異なる他の系統（この例では第２系統）の各相のうちの２つの相を、第２の基準相のノイズ電流を相殺するためにＰＷＭカウントが変更されるカウント変更対象相として割り当てる。例えば、コモンモードノイズ低減部４２は、第２系統のうち第１の基準相以外の２つの相（この例ではＵ相およびＶ相）を、第２の基準相のノイズ電流を相殺するためのカウント変更対象相として割り当てる。
次に、コモンモードノイズ低減部４２は、各カウント変更対象相に対して、ノイズ電流を相殺するためのふり幅を設定する（ステップＳ５）。
あるカウント変更対象相に関して、電流制御周期Ｔａ内のＰＷＭカウント値の合計値が変更されないようにＰＷＭカウント値を変更するには、当該カウント変更対象相のＰＷＭカウント値に対して、例えば、図１３Ａに示されるＡ相用のふり幅パターンに応じたふり幅または図１３Ａに示されるＢ相用のふり幅パターンに応じたふり幅を加算すればよい。図１３Ａ内のｘは、ふり幅の絶対値を規定するためのふり幅規定値である。
Ａ相用のふり幅パターンは、同じ系統内の２つのカウント変更対象相のうちの一方の相に適用され、Ｂ相用のふり幅パターンは他方の相に適用される。この例では、第１系統のＶ相に対してＡ相用のふり幅パターンが適用され、第１系統のＷ相に対してＢ相用のふり幅パターンが適用されるものとする。また、第２系統のＵ相に対してＡ相用のふり幅パターンが適用され、第２系統のＶ相に対してＢ相用のふり幅パターンが適用されるものとする。
コモンモードノイズ低減部４２は、ステップＳ３の処理によって設定された各系統の各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントに基づいて、第１系統のＶ相、第１系統のＷ相、第２系統のＵ相および第２系統のＶ相それぞれに対するふり幅規定値ｘを次のようにして演算する。コモンモードノイズ低減部４２は、第１系統のＶ相のＰＷＭカウントと、ノイズ電流を相殺すべき第２系統のＷ相のＰＷＭカウントとの差の絶対値を、第１系統のＶ相に対するふり幅規定値ｘとして演算する。この例では、第１系統のＶ相に対するふり幅規定値ｘは、１６０（＝２１０−５０）となる。
コモンモードノイズ低減部４２は、第１系統のＷ相のＰＷＭカウントと、ノイズ電流を相殺すべき第２系統のＷ相のＰＷＭカウントとの差の絶対値を、第１系統のＷ相に対するふり幅規定値ｘとして演算する。この例では、第１系統のＷ相に対するふり幅規定値ｘは、６０（＝１１０−５０）となる。
コモンモードノイズ低減部４２は、第２統のＵ相のＰＷＭカウントと、ノイズ電流を相殺すべき第１系統のＵ相のＰＷＭカウントとの差の絶対値を、第２系統のＵ相に対するふり幅規定値ｘとして演算する。この例では、第２系統のＵ相に対するふり幅規定値ｘは、６０（＝４００−３４０）となる。
コモンモードノイズ低減部４２は、第２統のＶ相のＰＷＭカウントと、ノイズ電流を相殺すべき第１系統のＵ相のＰＷＭカウントとの差の絶対値を、第２系統のＶ相に対するふり幅規定値ｘとして演算する。この例では、第２系統のＶ相に対するふり幅規定値ｘは、１１０（＝４００−２９０）となる。
コモンモードノイズ低減部４２は、このようにして演算された各カウント変更対象相に対するふり幅規定値ｘと当該相に適用されるふり幅パターンとに基づいて、各カウント変更対象相に対する各ＰＷＭ周期Ｔｃのふり幅を設定する。
図１２Ｂに示される各系統の各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントに基づいて設定された、第１系統のＶ相、第１系統のＷ相、第２系統のＵ相および第２系統のＶ相の各ＰＷＭ周期Ｔｃのふり幅を、図１３Ｂに示す。
次に、コモンモードノイズ低減部４２は、カウント変更対象相のＰＷＭカウントを変更するためのＰＷＭカウント変更処理を行う（ステップＳ６）。具体的には、コモンモードノイズ低減部４２は、ステップＳ５で設定された各カウント変更対象相に対するふり幅にしたがって、ステップＳ１およびＳ２によって設定された次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するカウント変更対象相のＰＷＭカウントを変更する。
より具体的には、コモンモードノイズ低減部４２は、ステップＳ１およびＳ２によって設定された各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するカウント変更対象相のＰＷＭカウントに、ステップＳ５で設定された対応するカウント変更対象相のふり幅を加算することによって、各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するカウント変更対象相のＰＷＭカウントを変更する。
次に、コモンモードノイズ低減部４２は、ステップＳ６のＰＷＭカウント変更処理後の各ＰＷＭ周期に対する第１のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ１、Ｃｖ１およびＣｗ１を、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する最終的な第１のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ１、Ｃｖ１およびＣｗ１として、第１のＰＷＭ出力部４３Ａに与える（ステップＳ７）。
また、コモンモードノイズ低減部４２は、ステップＳ５のＰＷＭカウント変更処理後の各ＰＷＭ周期に対する第２のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ２、Ｃｖ２およびＣｗ２を、次回の電流制御周期Ｔａ内の各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する最終的な第２のＵ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭカウントＣｕ２、Ｃｖ２およびＣｗ２として、第２のＰＷＭ出力部４３Ｂに与える（ステップＳ８）。そして、コモンモードノイズ低減部４２は、今回の電流制御周期Ｔａでの処理を終了する。
ステップＳ１およびＳ２によって設定された各系統の各相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントが図１２Ａに示されるような値であり、カウント変更対象相のふり幅が図１３Ｂに示すような値である場合、各系統の各相のＰＷＭ周期単位の最終的なＰＷＭカウントは、図１３Ｃに示されるようになる。
また、図１３Ｃに示される最終的なＰＷＭカウントに応じた各相の出力電圧に一致するスイッチングタイミング（デットタイムを考慮したスイッチングタイミング）は、図１３Ｄに示すようになる。なお、図１３Ｄにおけるカウント変更対象相に対するＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントは、ステップＳ３によって設定されたカウント変更対象相のＰＷＭ周期単位のＰＷＭカウントに、ステップＳ４で演算された対応するカウント変更対象相のふり幅を加算することによって得ることができる。
図１３Ｄに示すように、各ＰＷＭ周期Ｔｃにおける第２系統のＷ相のＰＷＭカウントは、第１系統のＶ相またはＷ相のいずれかのＰＷＭカウントと一致している。このため、第２系統のＷ相の出力電圧（相電圧）に起因して第２のモータコイル１８Ｂ側の浮遊容量Ｃ２（図３参照）に流れるノイズ電流が、第１系統のＶ相またはＷ相のいずれかの出力電圧（相電圧）に起因して第１のモータコイル１８Ａ側の浮遊容量Ｃ１に流れるノイズ電流によって相殺される。これにより、コモンモードノイズが低減される。
同様に、図１３Ｄに示すように、各ＰＷＭ周期Ｔｃにおける第１系統のＵ相のＰＷＭカウントは、第２系統のＵ相またはＶ相のいずれかのＰＷＭカウントと一致している。このため、第１系統のＵ相の出力電圧（相電圧）に起因して第１のモータコイル１８Ａ側の浮遊容量Ｃ１を通じてＣ３，Ｃ４に流れるノイズ電流が、第２系統のＵ相またはＶ相のいずれかの出力電圧（相電圧）に起因して第２のモータコイル１８Ｂ側の浮遊容量Ｃ２を通じてＣ３，Ｃ４に流れるノイズ電流によって相殺される。これにより、コモンモードノイズが低減される。
前記実施形態では、この発明を電動パワーステアリング装置のモータ制御装置に適用した場合について説明したが、この発明は、電動パワーステアリング装置以外に用いられるモータ制御装置にも適用することができる。
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。
１…電動パワーステアリング装置、１２…ＥＣＵ、１８…電動モータ、１８Ａ，１８Ｂ…三相モータコイル、３１…マイクロコンピュータ、３２Ａ，３２Ｂ…駆動回路、５７Ａ，５７Ｂ…ＰＷＭデューティ演算部、４２…コモンモードノイズ低減部、４３Ａ，４３Ｂ…ＰＷＭ出力部

Claims (3)

  1. ２系統の多相モータコイルを有する電動モータを制御するモータ制御装置であって、
    複数のＰＷＭ周期を含む電流制御周期毎に、各系統の各相のＰＷＭカウントを演算するＰＷＭカウント演算手段と、
    前記電流制御周期に対する各系統の各相のＰＷＭカウントを、対応する系統および相における当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＰＷＭカウントとして設定するＰＷＭカウント設定手段と、
    前記電流制御周期内の少なくとも１つのＰＷＭ周期において、前記２系統のうちの一方の系統の１つの相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他方の系統の少なくとも１つの相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるように、当該他方の系統の少なくとも１つの相に対するＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更するコモンモードノイズ低減手段とを含み、
    前記コモンモードノイズ低減手段は、各系統の各相における前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＰＷＭ信号のうち、前記他方の系統の少なくとも１つの相のＰＷＭカウントを、当該相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、少なくとも１つのＰＷＭ周期において、当該相の出力電圧波形が、前記一方の系統の１つの相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更するＰＷＭカウント変更手段を含んでいる、モータ制御装置。
  2. 前記コモンモードノイズ低減手段は、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、前記２系統のうちの一方の系統の１つの相である第１相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、他方の系統の２つの相である第２相または第３相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるように、当該第２相および第３相に対するＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更するものであり、
    前記コモンモードノイズ低減手段は、
    前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記第２相のＰＷＭカウントを、当該第２相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、当該電流制御周期内の所定の半数のＰＷＭ周期において、当該第２相の出力電圧波形が、前記第１相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更する第１のＰＷＭカウント変更手段と、
    前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記第３相のＰＷＭカウントを、当該第３相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、前記電流制御周期内の前記所定の半数のＰＷＭ周期以外の他の半数のＰＷＭ周期において、当該第３相の出力電圧波形が、前記第１相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更する第２のＰＷＭカウント変更手段とを含む、請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において、前記２系統のうちの前記他方の系統の前記第２相および前記第３相以外の１つの相である第４相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流が、前記一方の系統の前記第１相以外の２つの相である第５相または第６相の出力電圧に起因して浮遊容量に流れる電流によって相殺されるように、当該第５相および第６相に対するＰＷＭ周期のＰＷＭカウントを変更する、他のコモンモードノイズ低減手段をさらに含み、
    前記他のコモンモードノイズ低減手段は、
    前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記第５相のＰＷＭカウントを、当該第５相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、当該電流制御周期内の所定の半数のＰＷＭ周期において、当該第５相の出力電圧波形が、前記第４相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更する第３のＰＷＭカウント変更手段と、
    前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記第６相のＰＷＭカウントを、当該第６相のＰＷＭカウントの当該電流制御周期内での合計値を変更することなく、前記電流制御周期内の前記所定の半数のＰＷＭ周期以外の他の半数のＰＷＭ周期において、当該第６相の出力電圧波形が、前記第４相の出力電圧波形を反転させた波形となるように変更する第４のＰＷＭカウント変更手段とを含む、請求項２に記載のモータ制御装置。
JP2017195157A 2017-10-05 2017-10-05 モータ制御装置 Active JP6889837B2 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017195157A JP6889837B2 (ja) 2017-10-05 2017-10-05 モータ制御装置
CN201811122795.8A CN109639167B (zh) 2017-10-05 2018-09-26 电机控制装置
US16/146,029 US10644636B2 (en) 2017-10-05 2018-09-28 Motor control device
EP18198627.4A EP3466796B1 (en) 2017-10-05 2018-10-04 Motor control device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017195157A JP6889837B2 (ja) 2017-10-05 2017-10-05 モータ制御装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2019068699A JP2019068699A (ja) 2019-04-25
JP6889837B2 true JP6889837B2 (ja) 2021-06-18

Family

ID=63762377

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2017195157A Active JP6889837B2 (ja) 2017-10-05 2017-10-05 モータ制御装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10644636B2 (ja)
EP (1) EP3466796B1 (ja)
JP (1) JP6889837B2 (ja)
CN (1) CN109639167B (ja)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111541407A (zh) * 2020-05-28 2020-08-14 山西汾西重工有限责任公司 一种消除舵机电气噪声的有刷直流电机调控电路

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6450766A (en) 1987-08-21 1989-02-27 Toshiba Corp Pwm controller
JP5155624B2 (ja) * 2007-08-29 2013-03-06 ルネサスエレクトロニクス株式会社 モータ駆動装置
US8624534B2 (en) * 2009-06-22 2014-01-07 Aisin Aw Co., Ltd. Control device for electric motor driving apparatus
CN102273058B (zh) 2009-11-26 2014-07-23 松下电器产业株式会社 负载驱动***、电动机驱动***以及车辆控制***
JPWO2011135695A1 (ja) * 2010-04-28 2013-07-18 株式会社日立製作所 電力変換装置
CN107148746B (zh) * 2015-02-06 2020-01-31 日立汽车***株式会社 电动机驱动装置
FR3050337B1 (fr) 2016-04-14 2020-01-10 Schneider Toshiba Inverter Europe Sas Procede et systeme de commande pour une installation de commande de moteur electrique
JP2018046712A (ja) 2016-09-16 2018-03-22 株式会社ジェイテクト モータ制御装置

Also Published As

Publication number Publication date
EP3466796A1 (en) 2019-04-10
US20190109555A1 (en) 2019-04-11
US10644636B2 (en) 2020-05-05
CN109639167B (zh) 2023-03-21
JP2019068699A (ja) 2019-04-25
CN109639167A (zh) 2019-04-16
EP3466796B1 (en) 2021-03-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2018046712A (ja) モータ制御装置
US10498282B2 (en) Motor control device
JP7054435B2 (ja) モータ制御装置
JP6889837B2 (ja) モータ制御装置
JP6468461B2 (ja) モータ制御装置
JP2016192882A (ja) モータ制御装置
JP7075587B2 (ja) モータ制御装置
JP7064700B2 (ja) モータ制御装置
JP6944646B2 (ja) モータ制御装置
JP6757494B2 (ja) モータ制御装置
JP6970888B2 (ja) モータ制御装置
US10348235B2 (en) Motor control unit
JP2020065329A (ja) モータ制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20200828

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20210422

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20210421

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20210505

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6889837

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150