JP4509134B2 - 電力変換装置とその制御方法 - Google Patents

Description

この発明は、電力変換装置とその制御方法に関わり、特に、電力変換器が発生する電磁ノイズを低減する電力変換装置とその制御方法に関するものである。

電力変換器が発生する電磁波干渉（ＥＭＩ； Electromagnetic interference）により周辺機器の誤動作等の悪影響が懸念される。これの対策として、コモンモードチョーク等の受動部品を取り付ける等の方法が一般的に実施されているが、装置の大型化やコストの増加は避けられない。電磁波干渉は特に負荷モータが極低速で駆動する場合、すなわち、電力変換器の出力電圧振幅が零に近い場合に大きくなる。これは、３相インバータの全てのスイッチがほぼ同時にＯＮ／ＯＦＦするため、零相電圧が著しく増加することによる。

これに対し、特許文献１に開示された二相変調式インバータ装置では、３相のうちの２相のみをスイッチングさせる二相変調方式を採用することにより、同時にスイッチングする相の数を２／３に減らしてノイズを低減している。また、特許文献１では、二相変調式の特性を生かし、ＰＷＭパルスを発生する際に同一の三角波キャリアに対してスイッチングさせる２相の指令値を、一方は三角波よりも大きい場合にＯＮとし、他方は小さい場合をＯＮとする。これによって、ＰＷＭパルスの中心点をずらし、複数の相が同時にスイッチングすることを避け、極低速域以外でもノイズを低減している。

また、特許文献２−５には、コンデンサのリプル低減技術、モータ損失低減技術、および変換効率向上策として、出力電圧の位相をずらす方式が開示されている。

特開２００３−３３０４２号公報 特開２００４−１８７３８６号公報 特開２００２−２７７６３号公報 特開２００４−２４８４１９号公報 特開２００５−２２４０７０号公報

しかしながら、特許文献１の二相変調方式では、負荷モータの低速領域では、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）パルスの幅が極めて狭くなるため、デバイスが反応できず波形歪が大きくなる恐れがある。特に、昇降機のように低速・高トルクの駆動特性が求められるシステムでは、波形歪による波形特性劣化が乗り心地に重大な影響を与える。また、デバイスに対して狭幅のＰＷＭパルスを繰り返し与えた場合には、デバイスの破損をもたらす恐れがある。

一方、特許文献２−５では、従来の３相変調方式と同等のＰＷＭパルスを出力可能であるが、誤動作の可能性があり、実用化する上では、その安定動作を確保するために、さらに工夫が必要である。また、電圧指令値の大きさによっては、複数の相が同時にスイッチングし、電磁波干渉を生じる恐れがある。

本発明の目的は、従来の３相変調方式と同等の波形特性を保ちつつ、安定な駆動で電磁波を低減可能な電力変換装置およびその制御方法を提供することである。

本発明はその一面において、電力変換器内のスイッチング素子を駆動する駆動回路にパルス幅変調されたＰＷＭ信号を伝達する演算装置として、電力変換器への電圧指令値を各相毎に位相差をもつ三角波とそれぞれ比較する比較部を備え、前記三角波と比較する前記電圧指令値の更新タイミングを、各相毎の前記三角波の位相に応じた各相毎のタイミングで実行するように構成したことを特徴とする。

本発明の望ましい実施態様においては、前記電圧指令値を一時的に記憶する各相毎の一次記憶部と、各相毎に独立した前記三角波と比較するために、前記電圧指令を一時的に格納する各相毎の一次格納部と、各相毎の前記三角波の位相に応じた各相毎のタイミングで、前記一次記憶部に記憶された前記電圧指令値を前記一次格納部に転送する指令転送処理部を備えることを特徴とする。

より具体的実施例においては、ＰＷＭパルス生成に使用する三角波キャリアを各相毎に独立して設け、それぞれの三角波キャリアに対して位相差を設ける。

また、演算装置としてマイコン等のデジタル的な演算装置を用い、各相の指令値を三角波と比較するために、一時的に記憶させるバッファに対して、各相異なるタイミングで設定する。

さらに、電力変換器の出力電圧や加速度等の情報をもとに各相のキャリアの周波数を個別に調整し、出力電圧のＰＷＭパルスが同時にスイッチングすることを避けるように駆動させる。

本発明の望ましい実施態様によれば、低速領域においてＰＷＭパルスの幅を十分確保できるため従来の３相変調方式と同等の波形特性を確保でき、しかも、電磁波を低減できる。特に、高速で駆動できるスイッチングデバイスを有し高速なスイッチング周波数で駆動する電力変換装置において有効である。

本発明のその他の目的と特徴は、以下に述べる実施例の説明の中で明らかにする。

以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。

図１は、本発明の一実施例による電力変換装置の主回路と制御系の概略構成図である。主回路としては、スイッチング素子により構成されるインバータ主回路部１と、この主回路部１により可変電圧・可変周波数の交流を供給され駆動される負荷としての交流モータ２を備えている。制御系としては、前記負荷２に所望の動作をさせるべく前記主回路部１を駆動させる信号を演算する演算装置３と、この演算装置３から出力される信号を基に、前記主回路部１を駆動させるドライブ回路４とから構成されている。演算装置３は、マイコンあるいはＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）あるいはＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）などの演算処理装置で構成される。その内部は、負荷２に流れる電流などからＵ〜Ｗ各相の出力電圧指令値Ｖｕ＊〜Ｖｗ＊を生成する電圧指令値生成部５と、三角波キャリアを生成する三角波生成部６ｕ〜６ｗ、並びに、前記指令値Ｖｕ＊〜Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒｕ〜Ｔｒｗを比較してＰＷＭパルスＶｕｐｗｍ〜Ｖｗｐｗｍを生成する比較処理部７ｕ〜７ｗからなる。

従来方式では、電力変換装置の構成部品は図１の実施例とほぼ同じである。しかし、演算装置３内において、三角波キャリアの生成には単一の三角波生成部が使用されており、各相の比較処理部７ｕ〜７ｗで三角波生成部６１が発生する単一の三角波信号Ｔｒ１と電圧指令値Ｖｕ＊〜Ｖｗ＊が比較されていた。

次に、図１の実施例における電圧指令値生成部５の具体的構成について述べる。

図２は、本発明の一実施例による電圧指令値生成部５におけるデータ転送の例を示す演算装置３の機能説明図である。まず、各相の電圧指令値Ｖｕ＊〜Ｖｗ＊を演算する電圧指令値演算部８を備え、その演算した電圧指令値Ｖｕ＊〜Ｖｗ＊を一時的に格納するバッファレジスタ９ｕ〜９ｗを備えている。そして、これらバッファレジスタに格納された電圧指令値を、予め決定したタイミング毎に転送する指令転送処理部１０ｕ〜１０ｗと、これらより転送された電圧指令値を格納し、三角波と比較の対象となる電圧指令値を与えるセットレジスタ１１ｕ〜１１ｗからなる。

前記セットレジスタに格納された電圧指令値と、三角波生成部６ｕ〜６ｗから出力される三角波信号Ｔｒｕ〜Ｔｒｗは、比較処理部７ｕ〜７ｗにおいて比較され、ＰＷＭパルスＶｕｐｗｍ〜Ｖｗｐｗｍが生成される。

ここで、演算装置３は、マイコンあるいはＦＰＧＡあるいはＡＳＩＣなどのデジタル的な演算処理装置であるため、扱う信号も離散的な信号となる。このため、離散的信号の変化のタイミングが重要になる。動作の詳細は後述する。

図３は、従来方式における出力ＰＷＭ波形と零相電圧波形の例であり、同図（Ａ）は三角波比較方式の概要図、同図（Ｂ）は出力ＰＷＭ波形と零相電圧波形である。例えば、図３（Ａ）のＵ相出力電圧指令値Ｖｕ＊に着目した場合、一点鎖線部分には、（１）式が成り立つときには、Ｕ相出力電圧ＶｕがＨｉ状態（Ｖｕ＝Ｅｄ）となる。

Ｖｕ＊≧Ｔｒ１…………………………………………………………………………（１）
また、（２）式が成り立つときには、ＶｕがＬｏ状態（Ｖｕ＝０）となるようなＰＷＭパルスが生成される。

Ｖｕ＊＜Ｔｒ１…………………………………………………………………………（２）
一方、電磁波に影響を与える零相電圧Ｖｏは、（３）式として与えられ、この零相電圧Ｖｏの変化幅に比例してノイズ量は増加する。

Ｖｏ＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３……………………………………………………（３）
ここで、Ｖｕ〜Ｖｗは、Ｕ〜Ｗ相出力電圧である。

すなわち、通常のスイッチング状態では（３）式より、各相スイッチの切替わり毎に零相電圧ＶｏはＥｄ／３だけ変動するが、図３（Ｂ）の破線楕円部のように、複数の相が同時に変動する場合には、零相電圧Ｖｏの変動幅は大きくなり、ノイズ量は増加する。

図４は、従来方式で零電圧出力時の出力ＰＷＭ波形と零相電圧波形の例である。同図（Ａ）は零電圧出力の三角波比較方式の概要図であり、同図（Ｂ）は出力ＰＷＭ波形と零相電圧波形である。負荷を極低速で駆動させる場合には、零電圧出力状態に近い状態となる。図４（Ｂ）より、各相の出力電圧Ｖｕ〜Ｖｗはほぼ同一の波形となる。この結果、電力変換器の出力側の線間電圧は零となる。しかしながら、この場合の零相電圧Ｖｏは各相が同時にスイッチングするため、図４（Ｂ）の点線部分により（４）式となる。

Ｖｏ＝Ｅｄ………………………………………………………………………………（４）
このため、単一の相がスイッチングする場合と比較するとノイズ量は約３倍に増加する。

以上は三相変調の場合であるが、二相変調方式では、３相のうち１相を常にＯＮ状態あるいはＯＦＦ状態に固定し、２相のみをスイッチングさせるため、零電圧出力時においても零相電圧Ｖｏは（５）式となり、ノイズ量も三相変調の場合よりも低減できる。

Ｖｏ＝２・Ｅｄ／３……………………………………………………………………（５）
しかし、零電圧出力時の波形に着目した場合、三相変調の場合は図４（Ｂ）のように、デューティ比（ＯＮ時間とＯＦＦ時間の比）が約５０％となるのに対して、二相変調の場合はデューティ比が極めて小さくなり、デバイスが反応しきれなくなる。この結果、波形歪が大きくなる恐れがある。特に、昇降機のように、低速・高トルクの駆動特性が求められるシステムでは、波形歪による波形特性劣化が乗り心地に重大な影響を与える。また、デバイスに対して狭幅のＰＷＭパルスを繰り返し与えた場合には、デバイスの破損をもたらす恐れがある。

これに対して、図１の本発明の一実施例では、三角波キャリアを生成する三角波生成部６ｕ〜６ｗを各相毎に独立して設け、さらに、それぞれ出力する三角波信号Ｔｒｕ〜Ｔｒｗに対して位相差を設ける。

図５は、図１および図２に示した本発明の一実施例における出力ＰＷＭ波形と零相電圧波形の例であり、同図（Ａ）は三角波比較方式の概要図、同図（Ｂ）は出力ＰＷＭ波形と零相電圧波形である。図５（Ａ）では各相用の三角波信号にそれぞれ１２０度の位相差を設けた状態の例である。この場合の出力電圧波形のデューティ比は図３の場合とほぼ同じとなり、零相電圧Ｖｏの変化幅は概ね（６）式となる。

Ｖｏ＝Ｅｄ／３…………………………………………………………………………（６）
一方、図６は前記実施例において、零電圧出力時の出力ＰＷＭ波形と零相電圧波形の例である。図６（Ａ）は零電圧出力の三角波比較方式の概要図であり、図６（Ｂ）は出力ＰＷＭ波形と零相電圧波形である。この場合の出力電圧波形のデューティ比は、図４の場合と同様に約５０％となる。さらに、三角波信号に位相を設けた効果により、零相電圧Ｖｏの変化幅は（７）式となり、零電圧出力時においてもノイズの低減を図ることができる。

Ｖｏ＝Ｅｄ／３…………………………………………………………………………（７）
図６においては、キャリア周期レベルの時間軸で見た場合には、出力の線間電圧は零ではなく変動することになる。しかし、負荷の出力周波数レベルである数十ｍｓレベルの時間軸で見た場合には、デューティ比がほぼ５０％であるため、出力線間電圧は平均的に零になる。特に、高速で駆動できるスイッチングデバイスを有した電力変換器において、三角波キャリアの周波数が高い場合には極めて精度の良い波形となる。

図７は、Ｕ相指令値Ｖｕ＊とＵ相三角波信号Ｔｒｕの比較を例に採った場合の比較処理において、誤動作が発生する可能性がある場合の例である。図７の破線楕円部では、Ｕ相三角波信号Ｔｒｕの変化に重なるタイミングで、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊が変化している状況にある。すなわち、電圧指令値と三角波信号の大小関係が逆転（変化）することを検出すべきタイミング（山と谷の合間）で、電圧指令値が安定しておらず、両者の大小関係を判別することが困難になり、誤動作を引き起こす恐れがある。

図８は、本発明の一実施例における三角波信号の山や谷の付近に合わせて、比較用の電圧指令値を更新する動作説明用波形図である。この処理は、指令転送処理部１０ｕ〜１０ｗで転送するタイミングを三角波信号の山と谷の付近とすることに相当する。

従来の演算装置では、単一の三角波と比較していたため、単一の指令転送処理により、全ての相のバッファレジスタに格納された電圧指令値を、図８のように、三角波信号の山や谷の位置に合わせて転送していた。

これに対して、本発明の一実施例の場合は、各相毎に三角波生成部６ｕ〜６ｗを有し、かつ、それぞれの位相が異なるため、単一の指令転送処理部で処理する場合には、いずれかの相で図７のような状態となり、誤動作を引き起こす恐れがある。そこで、この実施例では、各相に指令転送処理部１０ｕ〜１０ｗを設け、かつ、各相の指令転送処理部１０ｕ〜１０ｗがそれぞれ異なるタイミング、つまり、各相の三角波信号の山と谷の付近の個別位置にて指令転送を実行する。これにより、各相ともに図８に示すような関係となり、三角波比較の際の誤動作の発生を防止できる。

さらに、図５および図６では、各相の三角波信号Ｔｒｕ〜Ｔｒｗの位相差を１２０度としているが、零電圧状態で同時にスイッチングする目的においては１２０度に限られるものではない。すなわち、各相の三角波信号の位相差が非等間隔であっても良い。特に、零相電圧の変化に起因して発生するコモンモード電流、すなわち電磁障害の直接要因となる電流は数十ｋＨｚ〜数ＭＨｚで減衰振動する波形であるため、十分に振動が減衰する時間分だけ位相がずれていれば、ノイズ低減効果は十分にあると言える。

以上の本発明の一実施例を要約すると次の通りである。

まず、半導体スイッチング素子を用いて主回路１を構成された電力変換器と、この電力変換器内の前記スイッチング素子を駆動する駆動回路４と、この駆動回路４にパルス幅変調されたＰＷＭ信号Ｖｕｐｗｍ〜Ｖｗｐｗｍを伝達する演算装置３を備えている。この演算装置３は、図１に示すように、前記電力変換器への電圧指令値Ｖｕ＊〜Ｖｗ＊を生成する電圧指令値生成部５と、この電圧指令値Ｖｕ＊〜Ｖｗ＊を、各相毎に位相差をもつ三角波Ｔｒｕ〜Ｔｒｗとそれぞれ比較する比較部７ｕ〜７ｗとを備えている。ここで、前記演算装置３は、図２に示すように、まず、電圧指令値演算部８で演算した電圧指令値Ｖｕ＊〜Ｖｗ＊を一時的に記憶する各相毎のバッファレジスタ９ｕ〜９ｗを備えている。また、各相毎の前記三角波Ｔｒｕ〜Ｔｒｗと比較するために、前記電圧指令値Ｖｕ＊〜Ｖｗ＊を一時的に格納する各相毎のセットレジスタ１１ｕ〜１１ｗを備えている。さらに、図８に示すように、前記バッファレジスタ９ｕ〜９ｗに記憶された電圧指令Ｖｕ＊〜Ｖｗ＊の最新値を、各相毎の前記三角波の山の付近および谷の付近の位相に応じた各相毎のタイミングで、前記セットレジスタ１１ｕ〜１１ｗに転送して、前記三角波Ｔｒｕ〜Ｔｒｗとの比較対象となる前記セットレジスタ１１ｕ〜１１ｗ内の電圧指令値Ｖｕ＊〜Ｖｗ＊を更新する指令転送処理部１０ｕ〜１０ｗを備えている。

この結果、各相の三角波キャリアＴｒｕ〜Ｔｒｗが互いに位相ずれを持っているにも拘らず、図８で説明したように、各相の三角波キャリアＴｒｕ〜Ｔｒｗとの比較の対象となるセットレジスタ１１ｕ〜１１ｗ内の電圧指令Ｖｕ＊〜Ｖｗ＊は、各相の三角波キャリアＴｒｕ〜Ｔｒｗの山の付近および谷の付近でのみ更新される。したがって、各相の三角波キャリアＴｒｕ〜Ｔｒｗの大きさと、電圧指令Ｖｕ＊〜Ｖｗ＊の大きさが逆転（変化）するタイミング（山と谷の合間）では、常に、電圧指令Ｖｕ＊〜Ｖｗ＊の大きさが安定している。このため、比較部７ｕ〜７ｗの動作も安定し、誤動作の惧れの無いＰＷＭ変調を実現できる。

次に、図１および図２の一実施例の三角波生成部６ｕ〜６Ｗの動作について述べる。

図２の処理により、各相の三角波生成部が発生する三角波信号において同一の周波数で駆動し、かつ同一の位相差で駆動する場合でも、特に零電圧領域において発生ノイズは少なく安定駆動できる。ただし、電圧指令値が大きくなると同時にスイッチングする相が発生する場合がある。これを避けるために、この実施例では、指令される出力電圧の大きさや、負荷モータの加速度の情報を基に、同時にスイッチングする場合の電圧値に備えて各相の三角波信号の位相を変化させる。一般的に、電力変換器は平衡電圧を出力するため、同時にスイッチングする場合の各相の電圧値を事前に知ることは可能である。さらに、昇降機等のように、負荷の加速度や運転パターンがある程度把握できる場合は、三角波信号の位相変化をフィードフォワード的に実施することにより、全ての出力電圧領域で同時にスイッチングすることを避けることができ、ノイズ低減できる効果がある。

図９は、本発明の一実施例において、キャリア位相を変更する場合のキャリア状態を示す図である。Ｕ相用三角波信号Ｔｒｕは同一の周波数の三角波信号であるのに対し、Ｖ相用三角波信号Ｔｒｖは、位相変動区間で一時的に三角波周波数を高くしてＵ相用三角波信号Ｔｒｕよりも位相を進める。一方、Ｗ相用三角波信号Ｔｒｗは、位相変動区間で一時的に三角波周波数を低くしてＵ相用三角波信号Ｔｒｕよりも位相を遅らせる。マイコン等で三角波信号を生成する場合は、一般的に、クロック信号をカウントアップし、折り返しレベルｔｒｎ１に達するとカウントダウンする処理が取られる。したがって、折り返しレベルｔｒｎ２のようにレベル値を下げることにより、三角波周波数を高くでき、折り返しレベルｔｒｎ３のようにレベル値を上げることにより、三角波周波数を低くできる。

図１０は、図９における出力値とキャリア振幅の関係を示す図である。図９の三角波信号の破線楕円部のように、三角波振幅を変化させた場合は電圧指令値もそれに合わせて調整する必要がある。図１の主回路部１の直流電圧値がＥｄである場合において、図１０のように三角波半周期のクロック数がＡである場合は、（８）式の比になるように出力指令値をゲイン倍し、Ａ／２［ｄｉｇｉｔ］分だけオフセット調整することで電圧指令値を調整することができる。

Ｅｄ［Ｖ］＝Ａ［ｄｉｇｉｔ］………………………………………………………（８）
なお、本発明の一実施例は、三相インバータを例に説明したが、三相のＰＷＭ整流器である場合や、ブリッジ形の単相電力変換器の場合も同様な効果を得ることができることは言うまでもない。

以上、本発明の一実施例を説明したが、本発明は上記の実施例に限定されるものではなく、その要旨を変更しない範囲内で様々変形して実施できることは言うまでもない。

本発明の一実施例による電力変換装置の主回路と制御系の概略構成図。 本発明の一実施例による指令値生成部におけるデータ転送の例を示す演算装置３の機能説明図である。 従来方式における出力ＰＷＭ波形と零相電圧波形の例。 従来方式で零電圧出力時の出力ＰＷＭ波形と零相電圧波形の例。 本発明の一実施例における出力ＰＷＭ波形と零相電圧波形の例。 本発明の一実施例における零電圧出力時の出力ＰＷＭ波形と零相電圧波形。 Ｕ相指令値Ｖｕ＊とＵ相三角波信号Ｔｒｕの比較を例に採った場合の比較処理において、誤動作が発生する可能性がある場合の例。 本発明の一実施例における三角波信号の山や谷の位置に合わせて、指令値を更新する動作説明用波形図。 本発明の一実施例において、キャリア位相を変更する場合のキャリア状態を示す図。 図９における出力値とキャリア振幅の関係を示す図。

符号の説明

１…主回路部、２…負荷（モータ）、３…演算装置、４…ドライブ回路、５…電圧指令値生成部、６ｕ〜６ｗ…Ｕ〜Ｗ相用三角波生成部、６１…三角波生成部、７ｕ〜７ｗ…Ｕ〜Ｗ相用比較処理部、８…電圧指令値演算部、９ｕ〜９ｗ…Ｕ〜Ｗ相用バッファレジスタ、１０ｕ〜１０ｗ…Ｕ〜Ｗ相用指令転送処理部、１０ｕ〜１０ｗ…Ｕ〜Ｗ相用指令転送部、１１ｕ〜１１ｗ…Ｕ〜Ｗ相用セットレジスタ、Ｖｕ〜Ｖｗ…Ｕ〜Ｗ相出力電圧、Ｖｏ…零相電圧、Ｖｕ＊〜Ｖｗ＊…Ｕ〜Ｗ相出力電圧指令値、Ｖｕｐｗｍ〜Ｖｗｐｗｍ…Ｕ〜Ｗ相ＰＷＭパルス、Ｔｒ１…三角波信号、Ｔｒｕ〜Ｔｒｗ…Ｕ〜Ｗ相用三角波信号。

Claims (14)

1. 半導体スイッチング素子を用いて主回路を構成された電力変換器と、この電力変換器内の前記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、この駆動回路にパルス幅変調されたＰＷＭ信号を伝達する演算装置を備え、この演算装置は、前記電力変換器への電圧指令値を発生する電圧指令値生成部と、この電圧指令値を、各相毎に位相差をもつ三角波とそれぞれ比較する比較部と、各相の三角波生成部が発生する三角波信号の周波数を各相毎に独立して設定する周波数設定部と、前記ＰＷＭ信号の全てが異なるタイミングで変化するように各相の三角波信号間の位相差を調整する位相差調整部を備え、前記三角波と比較する前記電圧指令値の更新タイミングを、各相毎の前記三角波の位相に応じた各相毎のタイミングで実行するように構成した電力変換装置において、
   各相の前記三角波生成部は、クロック信号をカウントアップし、予定の折り返しレベルに達するとカウントダウンすることによって三角波を発生するように構成されており、
   前記周波数設定部と前記位相差調整部は、前記予定の折り返しレベルを調整する手段を備えており、
   前記折り返しレベルの調整に合わせて、前記電圧指令値を調整する手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１において、前記演算装置は、前記電圧指令値を一時的に記憶する各相毎の一次記憶部と、各相毎の前記三角波と比較するために、前記電圧指令値を一時的に格納する各相毎の一次格納部と、各相毎の前記三角波の位相に応じた各相毎のタイミングで、前記一次記憶部に記憶された前記電圧指令値を前記一次格納部に転送する指令転送処理部を備えたことを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１または２において、前記演算装置は、マイコンあるいはＦＰＧＡあるいはＡＳＩＣなどのデジタル演算処理装置であることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項２において、前記一次記憶部はバッファレジスタを含むことを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項２において、前記一次格納部はセットレジスタを含むことを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項２において、前記演算装置は、それぞれが位相差をもつ各相毎の三角波を生成する各相毎に独立した三角波生成部を備え、前記指令転送処理部は、各相毎に独立し、それぞれ異なるタイミングで転送指令を発生するように構成されたことを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項２において、前記指令転送処理部は、各相の三角波信号の山あるいは谷の付近で指令値を転送するように構成されたことを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項１〜７のいずれかにおいて、全ての相の電圧指令値が実質的に零となる電圧指令値に対して、各相の前記ＰＷＭ信号が、全て実質的に５０％のオン・オフ比であり、かつ、各相ＰＷＭ信号の位相がそれぞれ異なることを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項１において、前記演算装置は、電圧指令値を一時的に記憶する各相毎のバッファレジスタと、各相毎の前記三角波と比較するために、前記電圧指令値を一時的に格納する各相毎のセットレジスタと、前記バッファレジスタに記憶された電圧指令の最新値を、各相毎の前記三角波の山の付近および谷の付近の位相に応じた各相毎のタイミングで前記セットレジスタに転送して、前記三角波との比較対象となる前記セットレジスタ内の電圧指令値を更新する指令転送処理部を備えたことを特徴とする電力変換装置。
10. 半導体スイッチング素子を用いて主回路を構成された電力変換器と、この電力変換器内の前記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、この駆動回路にパルス幅変調されたＰＷＭ信号を伝達する演算装置を備え、前記電力変換器への電圧指令値を生成する電圧指令値生成ステップと、各相毎に位相差をもつ三角波を生成する三角波生成ステップと、前記電圧指令値を、各相毎に位相差をもつ前記三角波とそれぞれ比較する比較ステップと、各相の三角波生成ステップによって発生する三角波信号の周波数を各相毎に独立して設定する周波数設定ステップと、前記ＰＷＭ信号の全てが異なるタイミングで変化するように各相の三角波信号間の位相差を調整する位相差調整ステップを備え、前記三角波と比較する前記電圧指令値の更新タイミングを、各相毎の前記三角波の位相に応じた各相毎のタイミングで実行する電力変換装置の制御方法において、
    各相の前記三角波生成ステップは、クロック信号をカウントアップし、予定の折り返しレベルに達するとカウントダウンすることによって三角波を発生するようになされており、
    前記周波数設定ステップと前記位相差調整ステップは、前記予定の折り返しレベルを調整するステップを備えており、
    前記折り返しレベルの調整に合わせて、前記電圧指令値を調整するステップを備えたことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
11. 請求項１０において、電圧指令値を一時的に記憶する各相毎の一次記憶ステップと、各相毎の前記三角波と比較するために、前記電圧指令値を一時的に格納する各相毎の一次格納ステップと、各相毎の前記三角波の位相に応じた各相毎のタイミングで、前記一次記憶ステップで記憶された前記電圧指令値を前記一次格納ステップでの格納のために転送する各相毎の指令転送処理ステップを備えたことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
12. 請求項１１において、それぞれが位相差をもつ各相毎の三角波を生成する各相毎に独立した三角波生成ステップを備え、前記指令転送処理ステップは、各相毎に独立し、それぞれ異なるタイミングで転送指令を発生することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
13. 請求項１１において、前記指令転送処理ステップは、前記各相の三角波信号の山あるいは谷の付近で、前記電圧指令値を転送することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
    
14. 請求項１０において、全ての相の電圧指令値が実質的に零となる電圧指令値に対して、各相の前記ＰＷＭ信号が、全て実質的に５０％のオン・オフ比であり、かつ、各相ＰＷＭ信号の位相がそれぞれ異なることを特徴とする電力変換装置の制御方法。

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