JP6757494B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、電動モータをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）駆動するためのモータ制御装置に関する。

三相電動モータをベクトル制御するモータ制御装置においては、電流制御周期毎に、二相電流指令値が演算される。この二相電流指令値と二相電流検出値との偏差に基づいて二相電圧指令値が演算される。この二相電圧指令値が電動モータの回転角を用いて二相・三相変換されることにより、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の相電圧指令値（三相電圧指令値）が演算される。そして、このＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電圧指令値にそれぞれ対応するデューティのＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号が生成されて、三相インバータ回路に供給される。

このインバータ回路を構成するパワー素子が、Ｕ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号によって制御されることにより、三相電圧指令値に相当する電圧が電動モータに印加されることになる。これにより、電動モータに流れるモータ電流が二相電流指令値に等しくなるように制御される。

特開平１−５０７６６号公報

三相電動モータをベクトル制御するモータ制御装置において、ＰＷＭ信号の周波数（ＰＷＭ周波数）を高くすると、モータ回転数（回転速度）が高いシステムにおいても、モータ電圧を適正に印可でき、モータをスムーズに回転させることが可能となる。
しかし、ＰＷＭ周波数を高くすると、ＰＷＭ信号の周期（ＰＷＭ周期）が電流制御周期よりも小さくなる場合がある。ＰＷＭ周期が電流制御周期よりも小さくなると、電流制御周期内に複数のＰＷＭ周期が含まれることになる。電動モータの回転数が高くなると、電流制御周期内において電動モータの回転角が大きく変化し、電動モータに印加される電圧が二相電圧指令値からずれる。そうすると、電動モータに流れるモータ電流が、二相電流指令値からずれ、制御性が悪化する。

この発明の目的は、電動モータが高速駆動される場合でも、二相電圧指令値に応じた電圧を高い精度で電動モータに印加することができるモータ制御装置を提供することにある。

請求項１記載の発明は、電流制御周期内に複数のＰＷＭ周期が含まれており、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において生成されるＰＷＭ信号に基づいて電動モータ（１８）が制御されるモータ制御装置であって、電流制御周期毎に、二相回転座標系の二相電圧指令値を生成する二相電圧指令値生成手段（４２）と、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記電動モータの回転角を個別に推定するモータ回転角推定手段（５１）と、ある電流制御周期に対して前記二相電圧指令値生成手段によって生成された二相電圧指令値を、前記モータ回転角推定手段によって推定された当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記電動モータの回転角を用いて二相・三相変換することにより、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する三相固定座標系の三相電圧指令値を演算する三相電圧指令値演算手段（４５）と、ＰＷＭ周波数に対応したＰＷＭ最大カウント数を実分解能のＰＷＭ最大カウント数とし、前記実分解能のＰＷＭ最大カウント数を所定倍したＰＷＭ最大カウント数を高分解能のＰＷＭ最大カウント数とすると、前記三相電圧指令値演算手段によって演算された前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期の三相電圧指令値と前記高分解能のＰＷＭ最大カウント数と用いて、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する三相の各相の高分解能ＰＷＭカウントを演算する高分解能ＰＷＭカウント演算手段（６１）と、前記高分解能ＰＷＭカウント演算手段によって演算された前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する三相の各相の高分解能ＰＷＭカウントに基づいて、前記各ＰＷＭ周期に対する三相の各相の最終的なＰＷＭカウントを生成する最終ＰＷＭカウント生成手段（６２）とを含み、前記最終ＰＷＭカウント生成手段は、前記実分解能のＰＷＭ最大カウント数に対する前記高分解能のＰＷＭ最大カウント数の比を分解能比とすると、前記高分解能ＰＷＭカウント演算手段によって演算された前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する三相の各相の高分解能ＰＷＭカウントを、前記分解能比で除算し、小数点以下を切り捨てることにより、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する三相の各相の実分解能ＰＷＭカウントを演算する実分解能ＰＷＭカウント演算手段（６３）と、三相の相毎に、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記高分解能ＰＷＭカウントの合計値を前記分解能比で除算し、小数点以下を切り捨てた値と、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記実分解能ＰＷＭカウントの合計値との差分を演算する差分演算手段（６４）と、三相の相毎に、前記差分演算手段によって得られた差分を、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記実分解能ＰＷＭカウントに分配することにより、前記各ＰＷＭ周期に対する三相の各相の最終的なＰＷＭカウントを生成する差分分配手段（６５）とを含む、モータ制御装置である。なお、括弧内の英数字は、後述の実施形態における対応構成要素等を表すが、むろん、この発明の範囲は当該実施形態に限定されない。以下、この項において同じ。

この構成では、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する電動モータの回転角を個別に推定し、当該電流制御周期に対する二相電圧指令値を、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する電動モータの回転角推定値を用いて、二相・三相変換することにより、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する三相電圧指令値を演算している。そして、各ＰＷＭ周期に対する三相電圧指令値を用いて、各相の最終的なＰＷＭカウントを演算しているので、電動モータが高速駆動される場合でも、二相電圧指令値に応じた電圧を高い精度で電動モータに印加することができるようになる。

また、この構成では、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期の三相電圧指令値と、実分解能のＰＷＭ最大カウント数よりも大きな高分解能のＰＷＭ最大カウント数と用いて、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する各相の高分解能ＰＷＭカウントを演算し、この高分解能ＰＷＭカウントから実分解能に応じた最終的なＰＷＭカウントを生成している。このため、高分解能のＰＷＭカウントを反映した最終的なＰＷＭカウントを得ることができるので、電動モータが高速駆動される場合でも、二相電圧指令値に応じた電圧をより高い精度で電動モータに印加することができるようになる。

請求項２に記載の発明は、前記差分分配手段は、三相の相毎に、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記実分解能ＰＷＭカウントのうち、当該実分解能ＰＷＭカウントに前記分解能比を乗算した値と、そのＰＷＭ周期に対応する前記高分解能ＰＷＭカウントとの差が大きいものから優先的に前記差分を分配するように構成されている、請求項１に記載のモータ制御装置である。

請求項３に記載の発明は、前記電流制御周期内に含まれる前記ＰＷＭ周期の数をＮとすると、前記高分解能のＰＷＭ最大カウント数は、前記実分解能のＰＷＭ最大カウント数をＮ倍した値である、請求項１または２に記載のモータ制御装置である。

図１は、本発明の一実施形態に係る電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。 図２は、ＥＣＵの電気的構成を示すブロック図である。 図３は、電動モータの構成を図解的に示す模式図である。 図４は、ＰＷＭ信号の周期Ｔｃと電流制御周期Ｔａとの関係を示す模式図である。 図５は、検出操舵トルクＴに対するアシスト電流値Ｉａ^＊の設定例を示すグラフである。 図６は、ＰＷＭデューティ演算部の構成を示すブロック図である。 図７Ａは、第１ＰＷＭカウント演算部によって演算された１０個のＰＷＭ周期に対するＵ相の第１ＰＷＭカウントＣｉ’等の具体例を示す表であり、図７Ｂは、第２ＰＷＭカウント演算部６３によって演算される１０個の第２ＰＷＭカウントＣｉ等の具体例を示す表であり、図７Ｃは、差分分配後の各ＰＷＭ周期に対するＵ相のＰＷＭカウントＣｆｉの具体例を示す表である。 図８は、各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第２ＰＷＭカウントＣｉに分解能比Ｎを乗算した値Ｃｉ・Ｎと、そのＰＷＭ周期に対応するＵ相の第１ＰＷＭカウントＣｉ’との差（Ｃｉ’−Ｃｉ・Ｎ）との具体例を示す表である。

以下では、この発明の実施形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。
電動パワーステアリング装置(ＥＰＳ:electric power steering）１は、車両を操向するための操舵部材としてのステアリングホイール２と、このステアリングホイール２の回転に連動して転舵輪３を転舵する転舵機構４と、運転者の操舵を補助するための操舵補助機構５とを備えている。ステアリングホイール２と転舵機構４とは、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して機械的に連結されている。

ステアリングシャフト６は、ステアリングホイール２に連結された入力軸８と、中間軸７に連結された出力軸９とを含む。入力軸８と出力軸９とは、トーションバー１０を介して相対回転可能に連結されている。
トーションバー１０の近傍には、トルクセンサ１１が配置されている。トルクセンサ１１は、入力軸８および出力軸９の相対回転変位量に基づいて、ステアリングホイール２に与えられた操舵トルクＴを検出する。この実施形態では、トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴは、たとえば、右方向への操舵のためのトルクが正の値として検出され、左方向への操舵のためのトルクが負の値として検出され、その絶対値が大きいほど操舵トルクの大きさが大きくなるものとする。

転舵機構４は、ピニオン軸１３と、転舵軸としてのラック軸１４とを含むラックアンドピニオン機構からなる。ラック軸１４の各端部には、タイロッド１５およびナックルアーム（図示略）を介して転舵輪３が連結されている。ピニオン軸１３は、中間軸７に連結されている。ピニオン軸１３は、ステアリングホイール２の操舵に連動して回転するようになっている。ピニオン軸１３の先端（図１では下端）には、ピニオン１６が連結されている。

ラック軸１４は、自動車の左右方向に沿って直線状に延びている。ラック軸１４の軸方向の中間部には、ピニオン１６に噛み合うラック１７が形成されている。このピニオン１６およびラック１７によって、ピニオン軸１３の回転がラック軸１４の軸方向移動に変換される。ラック軸１４を軸方向に移動させることによって、転舵輪３を転舵することができる。

ステアリングホイール２が操舵（回転）されると、この回転が、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して、ピニオン軸１３に伝達される。そして、ピニオン軸１３の回転は、ピニオン１６およびラック１７によって、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。
操舵補助機構５は、操舵補助用の電動モータ１８と、電動モータ１８の出力トルクを転舵機構４に伝達するための減速機構１９とを含む。電動モータ１８には、電動モータ１８のロータの回転角を検出するための、例えばレゾルバからなる回転角センサ２３が配置されている。減速機構１９は、ウォーム軸２０と、このウォーム軸２０と噛み合うウォームホイール２１とを含むウォームギヤ機構からなる。

ウォーム軸２０は、電動モータ１８によって回転駆動される。また、ウォームホイール２１は、ステアリングシャフト６とは一体的に回転可能に連結されている。ウォームホイール２１は、ウォーム軸２０によって回転駆動される。
電動モータ１８によってウォーム軸２０が回転駆動されると、ウォームホイール２１が回転駆動され、ステアリングシャフト６が回転する。そして、ステアリングシャフト６の回転は、中間軸７を介してピニオン軸１３に伝達される。ピニオン軸１３の回転は、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。すなわち、電動モータ１８によってウォーム軸２０を回転駆動することによって、転舵輪３が転舵されるようになっている。

車両には、車速Ｖを検出するための車速センサ２４が設けられている。トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴ、車速センサ２４によって検出される車速Ｖ、回転角センサ２３の出力信号等は、ＥＣＵ（電子制御ユニット：Electronic Control Unit）１２に入力される。ＥＣＵ１２は、これらの入力信号に基づいて、電動モータ１８を制御する。

図２は、ＥＣＵ１２の電気的構成を示すブロック図である。
ＥＣＵ１２は、マイクロコンピュータ３１と、マイクロコンピュータ３１によって制御され、電動モータ１８に電力を供給する駆動回路（インバータ回路）３２を含んでいる。駆動回路３２と電動モータ１８とを接続するための電力供給線には、２つの電流センサ３３，３４が設けられている。これらの電流センサ３３，３４は、駆動回路３２と電動モータ１８とを接続するための３本の電力供給線のうち、２本の電力供給線に流れる相電流を検出できるように設けられている。

電動モータ１８は、例えば三相ブラシレスモータであり、図３に図解的に示すように、界磁としてのロータ１００と、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線１０１，１０２，１０３を含むステータ１０５とを備えている。
各相のステータ巻線１０１，１０２，１０３の方向にＵ軸、Ｖ軸およびＷ軸をとった三相固定座標（ＵＶＷ座標系）が定義される。また、ロータ１００の磁極方向にｄ軸（磁極軸）をとり、ロータ１００の回転平面内においてｄ軸と直角な方向にｑ軸（トルク軸）をとった二相回転座標系（ｄｑ座標系。実回転座標系）が定義される。ｄｑ座標系では、ｑ軸電流のみがロータ１００のトルク発生に寄与するので、ｄ軸電流を零とし、ｑ軸電流を所望のトルクに応じて制御すればよい。ロータ１００の回転角（電気角）θは、Ｕ軸に対するｄ軸の回転角である。ｄｑ座標系は、ロータ回転角θに従う実回転座標系である。このロータ回転角θを用いることによって、ＵＶＷ座標系とｄｑ座標系との間での座標変換を行うことができる。

図２に戻り、マイクロコンピュータ３１は、ＣＰＵおよびメモリ（ＲＯＭ、ＲＡＭ、不揮発性メモリなど）を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。この複数の機能処理部には、アシスト電流値設定部４１と、電流指令値設定部４２と、電流偏差演算部４３と、ＰＩ（比例積分）制御部４４と、二相・三相変換部４５と、ＰＷＭデューティ演算部（PWM Duty演算部）４６と、ＰＷＭ出力部４７と、三相・二相変換部４８と、回転角演算部４９と、回転速度演算部５０と、回転角推定部５１とが含まれる。

図４に示すように、ＰＷＭ信号の周期（以下、「ＰＷＭ周期」という。）Ｔｃは、電流制御周期Ｔａよりも小さい。この実施形態では、ＴｃはＴａの１／１０である。言い換えれば、電流制御周期Ｔａ内に１０周期分のＰＷＭ周期Ｔｃが含まれる。１０周期分のＰＷＭ周期Ｔｃの最初の周期を０番目の周期といい、それ以降の周期を１，２，…８，９番目の周期という場合がある。また、ＰＷＭ周期の周期番号をｉ（ｉ＝０，１，２，…，９）で表す場合がある。電流制御周期Ｔａ内に含まれる電流制御周期Ｔａの数を、Ｎで表すことにする。この実施形態では、Ｎ＝１０である。

ＰＷＭ周期Ｔｃに相当するＰＷＭクロック数を、実分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘという。例えば、コンピュータのＰＷＭクロック数が１００［ＭＨｚ］であり、ＰＷＭ信号の周波数（以下、「ＰＷＭ周波数」という。）が１００［ｋＨｚ］である場合には、実分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘは、１００，０００，０００×（１／１００，０００）＝１０００となる。電動モータ１８への印加電圧の分解能（印可電圧の刻み幅。以下、「電圧分解能Ｖｒ」という。）は、ＰＷＭ最大カウント数をＣｍａｘとし、駆動回路３２の電源電圧をＶｂとすると、Ｖｒ＝Ｖｂ÷Ｃｍａｘで表される。したがって、実電圧分解能Ｖｒは、Ｖｂ／１０００［Ｖ／ＬＳＢ］となる。電圧分解能Ｖｒの値が小さい程、印加電圧の刻み幅が細かくなり、電圧分解能が高くなる。言い換えれば、電圧分解能Ｖｒの値が大きい程、印加電圧の刻み幅が粗くなり、電圧分解能が低くなる。

以下において、実分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘを、所定倍した値を、高分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘ’という場合がある。この実施形態では、実分解能のＰＷＭ最大カウント数ＣｍａｘをＮ倍（Ｎは、電流制御周期Ｔａ内に含まれるＰＷＭ周期Ｔｃの数）した値を、高分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘ’ということにする。したがって、この実施形態では、実分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘに対する高分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘ’の比（分解能比：Ｃｍａｘ’／Ｃｍａｘ）は、Ｎとなる。この実施形態では、分解能比（Ｃｍａｘ’／Ｃｍａｘ）をＮとして扱うことにする。

図２に戻り、回転角演算部４９は、回転角センサ２３の出力信号に基づいて、電動モータ１８のロータの回転角θ（電気角）を電流制御周期Ｔａ毎に演算する。回転角演算部４９によって演算されるロータ回転角θは、三相・二相変換部４８、回転速度演算部５０および回転角推定部５１に与えられる。この実施形態では、ロータ回転角θが取得（検出）されるタイミングは、モータ相電流（Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗ）のうちの２つの相電流が検出されるタイミングと同時であるものとする。

回転速度演算部５０は、回転角演算部４８によって演算されるロータ回転角θを時間微分することにより、電動モータ１８のロータの回転速度ωを演算する。回転速度演算部５０によって演算される回転速度ωは、回転角推定部５１に与えられる。
回転角推定部５１は、次式(1)に基づいて、次の電流制御周期Ｔａに含まれる各ＰＷＭ周期Ｔｃの開始時点でのロータ回転角θｉ（θ０〜θ９）を推定する。

θ０＝θ＋ω・Ｔａ
θ１＝θ０＋ω・Ｔｃ
θ２＝θ１＋ω・Ｔｃ
…
θ８＝θ７＋ω・Ｔｃ
θ９＝θ８＋ω・Ｔｃ …(1)
回転角推定部５１によって推定されたロータ回転角θｉ（θ０〜θ９）は、二相・三相変換部４５に与えられる。

アシスト電流値設定部４１は、トルクセンサ１１によって検出される検出操舵トルクＴと、車速センサ２４によって検出される車速Ｖとに基づいて、アシスト電流値Ｉａ^＊を電流制御周期Ｔａ毎に設定する。検出操舵トルクＴに対するアシスト電流値Ｉａ^＊の設定例は、図５に示されている。検出操舵トルクＴは、例えば右方向への操舵のためのトルクが正の値にとられ、左方向への操舵のためのトルクが負の値にとられている。また、アシスト電流値Ｉａ^＊は、電動モータ１８から右方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには正の値とされ、電動モータ１８から左方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには負の値とされる。アシスト電流値Ｉａ^＊は、検出操舵トルクＴの正の値に対しては正をとり、検出操舵トルクＴの負の値に対しては負をとる。

検出操舵トルクＴが−Ｔ１〜Ｔ１（たとえば、Ｔ１＝０．４Ｎ・ｍ）の範囲（トルク不感帯）の微小な値のときには、アシスト電流値Ｉａ^＊は零とされる。そして、検出操舵トルクＴが−Ｔ１〜Ｔ１の範囲外の値である場合には、アシスト電流値Ｉａ^＊は、検出操舵トルクＴの絶対値が大きくなるほど、その絶対値が大きくなるように設定される。また、アシスト電流値Ｉａ^＊は、車速センサ２４によって検出される車速Ｖが大きいほど、その絶対値が小さくなるように設定されるようになっている。これにより、低速走行時には操舵補助力が大きくされ、高速走行時には操舵補助力が小さくされる。

電流指令値設定部４２は、アシスト電流値設定部４１によって設定されたアシスト電流値Ｉａ^＊に基づいて、ｄｑ座標系の座標軸に流すべき電流値を電流指令値として設定する。具体的には、電流指令値設定部４２は、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊（以下、これらを総称するときには「二相電流指令値Ｉ_ｄｑ ^＊」という。）を設定する。さらに具体的には、電流指令値設定部４２は、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊をアシスト電流値設定部４１によって設定されたアシスト電流値Ｉａ^＊とする一方で、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を零とする。電流指令値設定部４２によって設定された二相電流指令値Ｉ_ｄｑ ^＊は、電流偏差演算部４３に与えられる。

三相・二相変換部４８は、まず、電流センサ３３，３４によって検出される２相分の相電流から、Ｕ相電流Ｉ_Ｕ、Ｖ相電流Ｉ_ＶおよびＷ相電流Ｉ_Ｗ（以下、これらを総称するときは、「三相検出電流Ｉ_ＵＶＷ」という。）を演算する。そして、三相・二相変換部４８は、ＵＶＷ座標系の三相検出電流Ｉ_ＵＶＷを、ｄｑ座標系の二相検出電流Ｉ_ｄおよびＩ_ｑ（以下総称するときには「二相検出電流Ｉ_ｄｑ」という。）に座標変換する。この座標変換には、回転角演算部４９によって演算されるロータ回転角θが用いられる。

電流偏差演算部４３は、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊に対するｄ軸検出電流Ｉ_ｄの偏差およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊に対するｑ軸検出電流Ｉ_ｑの偏差を演算する。これらの偏差は、ＰＩ制御部４４に与えられる。
ＰＩ制御部４４は、電流偏差演算部４３によって演算された電流偏差に対するＰＩ演算を行なうことにより、電動モータ１８に印加すべき二相電圧指令値Ｖ_ｄｑ ^＊（ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊）を生成する。この二相電圧指令値Ｖ_ｄｑ ^＊は、二相・三相変換部４５に与えられる。

二相・三相変換部４５は、回転角推定部５１から与えられる次の電流制御周期Ｔａに対する回転角推定値θ０〜θ９を、複数の電流制御周期分にわたって記憶している。二相・三相変換部４５は、今回の電流制御周期ＴａにおいてＰＩ制御部４４によって演算された二相電圧指令値Ｖ_ｄｑ ^＊に対して、前回の電流制御周期Ｔａにおいて回転角推定部５１によって演算された回転角推定値θ０〜θ９をそれぞれ用いて二相・三相変換を行うことにより、今回の電流制御周期Ｔａ内に含まれる各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊を演算する。三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊は、Ｕ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊およびＷ相電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊からなる。これにより、今回の電流制御周期Ｔａ内に含まれる各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊が得られる。

二相・三相変換部４５によって得られた今回の電流制御周期Ｔａ内に含まれる各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊は、ＰＷＭデューティ演算部４６に与えられる。
ＰＷＭデューティ演算部４６は、電流制御周期Ｔａ内に含まれる各ＰＷＭ周期Ｔｃに対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊に基づいて、各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相のＰＷＭカウント（ＰＷＭデューティ）、Ｖ相のＰＷＭカウントおよびＷ相のＰＷＭカウントを生成して、ＰＷＭ出力部４７に与える。ＰＷＭデューティ演算部４６の動作の詳細については、後述する。

ＰＷＭ出力部４７は、ＰＷＭ周期Ｔｃ毎に、Ｕ相のＰＷＭカウント、Ｖ相のＰＷＭカウントおよびＷ相のＰＷＭカウントにそれぞれ対応するデューティのＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号を生成し、駆動回路３２に供給する。
駆動回路３２は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相に対応した三相インバータ回路からなる。このインバータ回路を構成するパワー素子がＰＷＭ出力部４７から与えられるＰＷＭ信号によって制御されることにより、ＰＷＭ周期Ｔｃ毎の三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊に相当する電圧が電動モータ１８の各相のステータ巻線１０１，１０２，１０３に印加されることになる。

電流偏差演算部４３およびＰＩ制御部４４は、電流フィードバック制御手段を構成している。この電流フィードバック制御手段の働きによって、電動モータ１８に流れるモータ電流が、電流指令値設定部４２によって設定された二相電流指令値Ｉ_ｄｑ ^＊に近づくように制御される。
以下、ＰＷＭデューティ演算部４６の動作について、詳しく説明する。

図６は、ＰＷＭデューティ演算部４６の構成を示すブロック図である。
ＰＷＭデューティ演算部４６は、第１ＰＷＭカウント演算部（高分解能ＰＷＭカウント演算手段）６１と、最終ＰＷＭカウント生成部６２とを含む。ＰＷＭデューティ演算部４６は、各ＰＷＭ周期Ｔｃに対するＵ相のＰＷＭカウント、Ｖ相のＰＷＭカウントおよびＷ相のＰＷＭカウントを演算するものであるが、各相のＰＷＭカウントの演算方法は同様であるので、Ｕ相のＰＷＭカウントの算方法についてのみ説明する。

第１ＰＷＭカウント演算部６１は、二相三相変換部４５によって得られた電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊と、高分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘ’とを用いて、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の高分解能ＰＷＭカウント（以下、「第１ＰＷＭカウントＣｉ’」という。）を演算する。
あるＰＷＭ周期に対するＵ相の第１ＰＷＭカウントＣｉ’は、当該ＰＷＭ周期に対するＵ相電圧指令値をＶ_Ｕ ^＊とすると、次式(2)に基づいて演算される。

Ｃｉ’＝Ｖ_Ｕ ^＊×（Ｃｍａｘ’／Ｖｂ）
＝Ｖ_Ｕ ^＊×（１０，０００／Ｖｂ） …(2)
前記式(2)においてＶｂは、駆動回路３２の電源電圧である。
理解を容易にするために、図７Ａに、第１ＰＷＭカウント演算部６１によって演算された１０個のＰＷＭ周期（０〜９の周期番号）に対するＵ相の第１ＰＷＭカウントＣｉ’の具体例等を示す。

最終ＰＷＭカウント生成部６２は、第１ＰＷＭカウント演算部６１によって演算された電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第１ＰＷＭカウントＣｉ’に基づいて、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の最終的なＰＷＭカウント（以下、「最終ＰＷＭカウントＣｆｉ」という。）を生成する。最終ＰＷＭカウント生成部６２は、第２ＰＷＭカウント演算部（実分解能ＰＷＭカウント演算手段）６３と、差分演算部６４と、差分分配部６５とを含む。

第２ＰＷＭカウント演算部６３は、第１ＰＷＭカウント演算部６１によって演算された電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第１ＰＷＭカウントＣｉ’を、分解能比（Ｃｍａｘ’／Ｃｍａｘ＝Ｎ）で除算し、小数点以下を切り捨てることにより、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の実分解能ＰＷＭカウント（以下、「第２ＰＷＭカウントＣｉ」という。）を演算する。

あるＰＷＭ周期に対するＵ相の第１ＰＷＭカウントをＣｉ’とすると、当該ＰＷＭ周期に対するＵ相の第２ＰＷＭカウントＣｉは、次式(3)に基づいて演算される。ただし、小数点以下は切り捨てられる。
Ｃｉ＝Ｃｉ’÷Ｎ …(3)
第１ＰＷＭカウント演算部６１によって演算された１０個の第１ＰＷＭカウントＣｉ’が図７Ａである場合には、第２ＰＷＭカウント演算部６３によって演算される１０個の第２ＰＷＭカウントＣｉは、図７Ｂに示すようになる。

差分演算部６４について説明する。第１ＰＷＭカウント演算部６１によって演算された、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第１ＰＷＭカウントＣｉ’の合計値をΣＣｉ’とする。合計値ΣＣｉ’を、分解能比Ｎで除算し、小数点以下を切り捨てた値をΣＣｉ’／Ｎとする。第２ＰＷＭカウント演算部６３によって演算された、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第２ＰＷＭカウントＣｉの合計値をΣＣｉとする。差分演算部６４は、ΣＣｉ’／ＮとΣＣｉとの差分（ΣＣｉ’／Ｎ−ΣＣｉ）を演算する。

図７Ａ，図７Ｂの例では、１０個の第１ＰＷＭカウントＣｉ’の合計値ΣＣｉ’は５１４３２となり、それを分解能比（この実施形態ではＮ）で除算し、小数点以下を切り捨てた値は５１４３となる。また、１０個の第２ＰＷＭカウントＣｉの合計値ΣＣｉは５１３８となる。したがって、これらの差分（ΣＣｉ’／Ｎ−ΣＣｉ）は、５となる。
差分分配部６５は、差分演算部６４によって演算された差分を、第２ＰＷＭカウント演算部６３によって演算されたＵ相の第２ＰＷＭカウントＣｉに分配する。例えば、差分分配部６５は、第２ＰＷＭカウント演算部６３によって演算された電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第２ＰＷＭカウントＣｉのうち、当該第２ＰＷＭカウントに分解能比Ｎを乗算した値Ｃｉ・Ｎと、そのＰＷＭ周期に対応する第１ＰＷＭカウントＣｉ’との差が大きいものから優先的に、差分を分配する。

図７Ａおよび図７Ｂの例では、各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第２ＰＷＭカウントＣｉに分解能比Ｎを乗算した値Ｃｉ・Ｎと、そのＰＷＭ周期に対応するＵ相の第１ＰＷＭカウントＣｉ’との差（Ｃｉ’−Ｃｉ・Ｎ）は、図８に示すようになる。図８から、０〜９番目のＰＷＭ周期のうち、差（Ｃｉ’−Ｃｉ・Ｎ）が大きい上位の５周期は、０、１、３、５および８番目の周期となる。そこで、図７Ｂの第２ＰＷＭカウントＣｉのうち、０、１、３、５および８番目の周期の第２ＰＷＭカウントＣｉそれぞれに１が加算される。これにより、差分分配後の各ＰＷＭ周期に対するＵ相のＰＷＭカウント（最終的なＵ相のＰＷＭカウント）Ｃｆｉは、図７Ｃに示すようになる。Ｃｆｉの合計値ΣＣｆｉは５１４３となり、ΣＣｉ’／Ｎと同じ値になる。つまり、差（Ｃｉ’−Ｃｉ・Ｎ）と差（Ｃｉ’−Ｃｆｉ・Ｎ）とを各ＰＷＭ周期で比較すると、差差（Ｃｉ’−Ｃｉ・Ｎ）に対して差（Ｃｉ’−Ｃｆｉ・Ｎ）の方が小さく、Ｃｉ・Ｎに比べてＣｆｉ・Ｎの方がＣｉ’をより反映できており、三相電圧指令値をより反映できていることになる。

前記実施形態では、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するロータ回転角θｉを推定し、二相電圧指令値Ｖ_ｄｑ ^＊を各ＰＷＭ周期に対するロータ回転角推定値θｉを用いて二相・三相変換することにより、各ＰＷＭ周期に対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊を演算している。そして、各ＰＷＭ周期に対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊を用いて、各相のＰＷＭカウント（ＰＷＭデューティ）を演算しているので、電動モータが高速駆動される場合でも、二相電圧指令値Ｖ_ｄｑ ^＊に応じた電圧を高い精度で電動モータに印加することができるようになる。

また、前述の実施形態では、実分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘよりも大きな高分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘ’と、各ＰＷＭ周期に対する三相電圧指令値Ｖ_ＵＶＷ ^＊とを用いて、各ＰＷＭ周期に対する各相の高分解能のＰＷＭカウント（第１ＰＷＭカウントＣｉ’）を演算し、この第１ＰＷＭカウントから実分解能に応じた最終的なＰＷＭカウントＣｆｉを生成している。このため、高分解能のＰＷＭカウントＣｉ’を反映した最終的なＰＷＭカウントを得ることができるので、電動モータが高速駆動される場合でも、二相電圧指令値Ｖ_ｄｑ ^＊に応じた電圧をより高い精度で電動モータに印加することができるようになる。

前述の実施形態では、電流制御周期Ｔａ内に１０個のＰＷＭ周期Ｔｃが含まれているが、電流制御周期Ｔａ内に含まれるＰＷＭ周期Ｔｃの数は２以上であれば任意数であってよい。
前述の実施形態では、差分分配部６５は、第２ＰＷＭカウント演算部６３によって演算された電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第２ＰＷＭカウントＣｉのうち、当該第２ＰＷＭカウントに分解能比Ｎを乗算した値Ｃｉ・Ｎと、そのＰＷＭ周期に対応する第１ＰＷＭカウントＣｉ’との差が大きいものから優先的に差分を分配している。しかし、差分分配部６５は、第２ＰＷＭカウント演算部６３によって演算された電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第２ＰＷＭカウントＣｉ、差分を平均的に分配してもよい。また、差分分配部６５は、第２ＰＷＭカウント演算部６３によって演算された電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対するＵ相の第２ＰＷＭカウントＣｉのうちの一部の第２ＰＷＭカウントに、差分を集中的に分配してもよい。

また、前記実施形態では、最終ＰＷＭカウント生成部６２は、第２ＰＷＭカウント演算部６３と差分演算部６４と差分分配部６５とから構成されているが、最終ＰＷＭカウント生成部６２は、第１ＰＷＭカウント演算部６１によって演算された電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する各相の高分解能ＰＷＭカウントＣｉ’を、分解能比で除算し、小数点以下を四捨五入することにより、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する各相の最終的なＰＷＭカウントを生成するように構成されていてもよい。

また、前記実施形態では、実分解能のＰＷＭ最大カウント数ＣｍａｘをＮ倍（Ｎは、電流制御周期Ｔａ内に含まれるＰＷＭ周期Ｔｃの数）した値を、高分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘ’として設定しているが、実分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘに、電流制御周期Ｔａ内に含まれるＰＷＭ周期Ｔｃの数Ｎとは異なる所定数（１よりも大きな値）を乗算した値を、高分解能のＰＷＭ最大カウント数Ｃｍａｘ’として設定してもよい。

前記実施形態では、この発明を電動パワーステアリング装置のモータ制御装置に適用した場合について説明したが、この発明は、電動パワーステアリング装置以外に用いられるモータ制御装置にも適用することができる。
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。

１２…ＥＣＵ、１８…電動パワーステアリング装置、３２…駆動回路、４５…二相・三相変換部、４６…ＰＷＭデューティ演算部、５０…モータ回転速度演算部、５１…回転角推定部、６１…第１ＰＷＭカウント演算部、６２…最終ＰＷＭカウント生成部、６３…第２ＰＷＭカウント演算部、６４…差分演算部、６５…差分分配部

Claims (3)

1. 電流制御周期内に複数のＰＷＭ周期が含まれており、電流制御周期内の各ＰＷＭ周期において生成されるＰＷＭ信号に基づいて電動モータが制御されるモータ制御装置であって、
   電流制御周期毎に、二相回転座標系の二相電圧指令値を生成する二相電圧指令値生成手段と、
   電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記電動モータの回転角を個別に推定するモータ回転角推定手段と、
   ある電流制御周期に対して前記二相電圧指令値生成手段によって生成された二相電圧指令値を、前記モータ回転角推定手段によって推定された当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記電動モータの回転角を用いて二相・三相変換することにより、当該電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する三相固定座標系の三相電圧指令値を演算する三相電圧指令値演算手段と、
   ＰＷＭ周波数に対応したＰＷＭ最大カウント数を実分解能のＰＷＭ最大カウント数とし、前記実分解能のＰＷＭ最大カウント数を所定倍したＰＷＭ最大カウント数を高分解能のＰＷＭ最大カウント数とすると、前記三相電圧指令値演算手段によって演算された前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期の三相電圧指令値と前記高分解能のＰＷＭ最大カウント数と用いて、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する三相の各相の高分解能ＰＷＭカウントを演算する高分解能ＰＷＭカウント演算手段と、
   前記高分解能ＰＷＭカウント演算手段によって演算された前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する三相の各相の高分解能ＰＷＭカウントに基づいて、前記各ＰＷＭ周期に対する三相の各相の最終的なＰＷＭカウントを生成する最終ＰＷＭカウント生成手段とを含み、
   前記最終ＰＷＭカウント生成手段は、
   前記実分解能のＰＷＭ最大カウント数に対する前記高分解能のＰＷＭ最大カウント数の比を分解能比とすると、前記高分解能ＰＷＭカウント演算手段によって演算された前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する三相の各相の高分解能ＰＷＭカウントを、前記分解能比で除算し、小数点以下を切り捨てることにより、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する三相の各相の実分解能ＰＷＭカウントを演算する実分解能ＰＷＭカウント演算手段と、
   三相の相毎に、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記高分解能ＰＷＭカウントの合計値を前記分解能比で除算し、小数点以下を切り捨てた値と、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記実分解能ＰＷＭカウントの合計値との差分を演算する差分演算手段と、
   三相の相毎に、前記差分演算手段によって得られた差分を、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記実分解能ＰＷＭカウントに分配することにより、前記各ＰＷＭ周期に対する三相の各相の最終的なＰＷＭカウントを生成する差分分配手段とを含む、記載のモータ制御装置。
2. 前記差分分配手段は、三相の相毎に、前記電流制御周期内の各ＰＷＭ周期に対する前記実分解能ＰＷＭカウントのうち、当該実分解能ＰＷＭカウントに前記分解能比を乗算した値と、そのＰＷＭ周期に対応する前記高分解能ＰＷＭカウントとの差が大きいものから優先的に前記差分を分配するように構成されている、請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記電流制御周期内に含まれる前記ＰＷＭ周期の数をＮとすると、前記高分解能のＰＷＭ最大カウント数は、前記実分解能のＰＷＭ最大カウント数をＮ倍した値である、請求項１または２に記載のモータ制御装置。

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