JP6870656B2

JP6870656B2 - 非常用点灯装置

Info

Publication number: JP6870656B2
Application number: JP2018095311A
Authority: JP
Inventors: 健吾篠田; ちづる今▲吉▼; 江口　健太郎; 健太郎江口
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp; Mitsubishi Electric Lighting Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp; Mitsubishi Electric Lighting Corp
Priority date: 2018-05-17
Filing date: 2018-05-17
Publication date: 2021-05-12
Anticipated expiration: 2034-10-03
Also published as: JP2018126060A

Description

本発明は、非常用点灯装置に関する。

従来、例えば、特許第３４６５４０６号公報に開示されているように、非常時に電源として用いるべきバッテリを充電するためのスイッチングコンバータ回路を備えた非常灯点灯装置が知られている。この公報にかかるスイッチングコンバータ回路では、トランスの一次巻線にスイッチング素子が接続され、トランスの二次巻線に発生する出力電圧にスイッチングによる脈動が含まれる。トランスの二次巻線には、出力平滑コンデンサが接続されている。二次巻線に発生する電圧は、その脈動が出力平滑コンデンサで抑制されたうえで定電流回路に供給される。この電圧から定電流回路が充電電流を生成し、バッテリが充電される仕組みになっている。

特許第３４６５４０６号公報

上記従来の非常用点灯装置では、バッテリ充電時に高調波対策が考慮されていないという問題があった。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、回路を大型化せずに簡易な構成で高調波対策を行うことのできる非常用点灯装置を提供することを目的とする。

本発明にかかる非常用点灯装置は、
力率改善機能を持ち、前記力率改善機能により発生した脈動を含む出力電圧である脈動出力電圧を出力するフライバックコンバータ回路と、
バッテリに接続され、前記フライバックコンバータ回路の前記脈動出力電圧から生成した充電電流によって前記バッテリを充電し、前記フライバックコンバータ回路の出力電圧が予め定められた値となるように制御された状態で、前記バッテリの電圧値と前記フライバックコンバータ回路の前記脈動出力電圧における下限電圧値との差が減少するほど前記バッテリへの前記充電電流を低減するように構築された充電回路と、
前記バッテリから生成した電力をランプに供給することで前記ランプを点灯させる点灯
回路と、
を備える。

本発明によれば、力率改善機能を持つフライバックコンバータ回路を用いて生成した電圧を利用して、充電回路がバッテリを充電するので、回路を大型化せずに簡易な構成で高調波対策を行うことができる。

本発明の実施の形態にかかる充電回路および非常灯点灯装置を示す図である。本発明の実施の形態にかかる充電回路を示す図である。本発明の実施の形態にかかる充電回路におけるバッテリ電圧と充電電流の関係を示すグラフである。本発明の実施の形態にかかる充電回路におけるバッテリ電圧と消費電力の関係を示すグラフである。本発明の実施の形態にかかる充電回路の動作を示す図である。本発明の実施の形態にかかる充電回路の動作を示す図である。

図１は、本発明の実施の形態にかかる充電回路１３および非常灯点灯装置１０を示す図である。充電回路１３は、非常灯点灯装置１０の内部に含まれている。図１には、非常灯点灯装置１０を含む照明装置３も図示されている。照明装置３は、ランプ８と、点検スイッチ２と、常用点灯装置６と、非常灯点灯装置１０と、バッテリ６０とを備える。ランプ８は、蛍光灯、ハロゲン、あるいは白熱電球などのランプである。点検スイッチ２は、常用電源（すなわち商用交流電源１）と接続する。常用点灯装置６は、点検スイッチ２と接続している。常用点灯装置６は、商用交流電源１からの電力を変換するコンバータ回路を含み、コンバータ回路でランプ８を点灯させる公知の点灯装置を用いることができる。非常灯点灯装置１０は、非常時に常用点灯装置６に代えてランプ８を点灯させる。

非常灯点灯装置１０は、全波整流回路１２と、充電回路１３と、電圧変換回路２２と、リレー２４と、制御電源回路１６と、制御回路１８とを備える。全波整流回路１２は、交流電力を整流して直流電圧を生成する。充電回路１３は、直流電圧を用いてバッテリ６０を充電する。電圧変換回路２２は、バッテリ６０の電圧を変換する絶縁型の昇圧コンバータ回路等であり、非常時にバッテリ６０の電圧からランプ８を点灯させるための電力を生成する。リレー２４は、出力端子と、常用点灯装置６と接続するための第１入力端子と、電圧変換回路２２の出力電圧が供給される第２入力端子とを備えている。リレー２４は、出力端子に対して第１入力端子と第２入力端子を選択的に接続可能である。制御電源回路１６は、充電回路１３から制御用電力を取得するとともに、リレー２４を制御する。制御回路１８は、バッテリ６０の充電中に電圧変換回路２２にオフ信号を送り、非常時にこのオフ信号を解除する。

図２は、本発明の実施の形態にかかる充電回路１３を示す図である。充電回路１３は、フライバックコンバータ回路１４と、電流生成回路２０とを備える。フライバックコンバータ回路１４は、一次巻線Ｔ１と二次巻線Ｔ２とを有するトランスＴＲと、二次巻線Ｔ２に並列接続する出力平滑コンデンサＣ３とを備える。一次巻線Ｔ１には、直流電圧が入力される。二次巻線Ｔ２はダイオードＤ１に接続し、二次巻線Ｔ２に発生する脈動電圧が出力平滑コンデンサＣ３で平滑される。

フライバックコンバータ回路１４は、さらに、制御ＩＣ５０、ダイオードＤ１、Ｄ４、コンデンサＣ１、Ｃ４、Ｃ５、抵抗Ｒ３、フォトトランジスタＰＣ１１およびフォトダイオードＰＣ１２からなるフォトカプラ、抵抗Ｒ１、Ｒ２、および定電圧制御部５２を備えている。制御ＩＣ５０は、ＭＯＳＦＥＴ、およびこのＭＯＳＦＥＴをオン／オフ制御する制御回路部を内蔵している。制御ＩＣ５０の制御回路部は、ＰＦＣ機能を有する公知の力率改善回路を含む。電圧Ｖ１をフォトカプラを介して制御ＩＣ５０の制御回路部にフィードバックして一定電圧に制御している。ＰＦＣ動作を行うと、商用周波数のリプルが必ず発生してしまう。

電流生成回路２０は、出力平滑コンデンサＣ３と接続し、出力平滑コンデンサＣ３の電圧からバッテリ６０を充電する充電電流Ｉ_Ｏを生成可能である。バッテリ６０の電圧値を、以下「バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴ」とも称す。バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴと出力平滑コンデンサＣ３から伝わる脈動電圧Ｖ１の下限値Ｖ_ＲＢとの差を、以下「差Ｖ_Ｘ」とも称す。

電流生成回路２０は、トランジスタＱ１と、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３と、シャントレギュレータ２０１と、を含む。トランジスタＱ１は、出力平滑コンデンサＣ３の電圧が印加される第１端子、バッテリ６０に供給する電流を出力する第２端子、および第１端子と第２端子との導通を制御する制御端子を備える。本実施形態ではトランジスタＱ１がバイポーラトランジスタであり、第１端子がコレクタであり、第２端子がエミッタであり、制御端子がベースである。抵抗Ｒ１０、Ｒ１１の直列回路の一端に電圧Ｖ１が供給され、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１の直列回路の他端がトランジスタＱ１のベースに接続される。抵抗Ｒ１３は、トランジスタＱ１のコレクタおよびエミッタに対して並列接続されている。抵抗Ｒ１２には、シャントレギュレータ２０１のリファレンス電圧が常に印加されるので定電流動作となる。定電流となるようにトランジスタＱ１のコレクタエミッタ間電圧Ｖ_ＣＥが変化して制御されている。トランジスタＱ１、抵抗Ｒ１３には電圧Ｖ１−（Ｖ_ＢＡＴ＋リファレンス電圧）が常に印加される。シャントレギュレータ２０１のアノードはバッテリ６０と抵抗Ｒ１２の接続点に接続している。シャントレギュレータ２０１のリファレンス端子はトランジスタＱ１のエミッタと抵抗Ｒ１２の接続点に接続している。このリファレンス端子に、トランジスタＱ１のエミッタ電流と抵抗Ｒ１３に流れる電流に応じた電圧が入力される。シャントレギュレータ２０１のカソードは抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１の接続点に接続しており、このカソードの電圧に応じてトランジスタＱ１のベース電流が変化する。

脈動（リプル）が含まれた電圧Ｖ１を、便宜上、「脈動電圧Ｖ１」とも称する。後述する図５および図６には、脈動電圧Ｖ１の波形が記載されている。脈動電圧Ｖ１の下限値を以下「Ｖ_ＲＢ」とも称し、脈動電圧Ｖ１の上限値を以下「Ｖ_ＲＴ」とも称し、Ｖ_ＲＢおよびＶ_ＲＴを図５および図６に示す。下記の式（１）に示すように、下限値Ｖ_ＲＢとバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴとの差を「Ｖ_Ｘ」と記載する。フライバックコンバータ回路１４の出力電圧が一定に制御されることで、下限値Ｖ_ＲＢは一定値であるものとする。
Ｖ_ＲＢ−Ｖ_ＢＡＴ＝Ｖ_Ｘ・・・（１）

シャントレギュレータ２０１の内部基準電圧Ｖ_ｒｅｆは、例えば１．２５Ｖである。トランジスタＱ１のオンに必要な順方向電圧Ｖ_ｂｅは、例えばＶ_ｂｅ＝０．６Ｖである。実施の形態においては、下記式（２）の関係が成立していれば、トランジスタＱ１がオンとなることで、電流生成回路２０が充電電流Ｉ_Ｏとして定電流を出力する。
Ｖ_Ｘ≧Ｖ_ｒｅｆ＋Ｖ_ｂｅ・・・（２）
ただし、下記の式（３）に示すとおり、Ｖ_ｒｅｆとＶ_ｂｅの合計は１．８５Ｖである。
Ｖ_ｒｅｆ＋Ｖ_ｂｅ＝１．２５（Ｖ）＋０．６（Ｖ）＝１．８５（Ｖ）・・・（３）

一方、下記式（４）の関係が成立すると、トランジスタＱ１のコレクタ電流が絞られることで充電電流Ｉ_Ｏが絞られる。
Ｖ_Ｘ＜１．８５（Ｖ）・・・（４）
Ｖ_ＲＢは脈動電圧Ｖ１の下限値Ｖ_ＲＢであるから、脈動電圧Ｖ１はその脈動に応じて周期的にＶ_ＲＢより高くなり、脈動電圧Ｖ１の上限値Ｖ_ＲＴと下限値Ｖ_ＲＢとの間を往復する。電圧Ｖ１の脈動に応じて電圧Ｖ１とバッテリ電圧Ｖ _ＢＡＴとの差が１．８５Ｖを上回ることで、トランジスタＱ１がオンされ、少量の電流を流すことができる。

以上説明したように、本実施の形態では、フライバックコンバータ回路１４の原理上必ず発生してしまう出力電圧（つまり電圧Ｖ１）の脈動を利用する。電圧Ｖ１の脈動の下限値Ｖ_ＲＢとバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴとの差Ｖ_Ｘが１．８５Ｖ以上の場合には、大きい充電電流Ｉ_Ｏでバッテリ６０が充電される。差Ｖ_Ｘが１．８５Ｖ未満の場合には、小さい充電電流Ｉ_Ｏでバッテリ６０が充電される。

図３は、充電回路１３におけるバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴと充電電流の関係を示すグラフである。図４は、充電回路１３におけるバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴと消費電力の関係を示すグラフである。図５および図６は、充電回路１３の動作を示す図である。一例として、電圧Ｖ１を１０Ｖ程度とし、充電電流Ｉ_Ｏの最大値を１２３ｍＡとし、６セルのバッテリ６０を充電するものとする。

図３に示すように、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが５Ｖから約７．５Ｖまでの範囲では、充電電流Ｉ_Ｏは１２３ｍＡを維持し、電流生成回路２０は定電流回路として働いている。このときの様子を図５に示している。バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが５Ｖのときには差Ｖ_Ｘが約４．３Ｖである。差Ｖ_Ｘが１．８５Ｖより十分に大きく確保されているので、トランジスタＱ１をオンして１２３ｍＡの充電電流Ｉ_Ｏを流せる。電圧Ｖ１の脈動の下限値Ｖ_ＲＢとバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴとの差Ｖ_Ｘが１．８５Ｖ程度あるので、充電電流Ｉ_Ｏは１２３ｍＡを維持し、消費電力も２．３Ｗと変化がない。なお、図３に示すように、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが高くなるほど、差Ｖ_Ｘは比例的に小さくなっていく。

図３に示すように、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが約７．５Ｖに達すると、充電電流Ｉ_Ｏはバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが高いほど低くなるようにほぼ比例的に減少する。具体的には、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが８Ｖ程度に上昇すると差Ｖ_Ｘが１．８５Ｖ未満となり、トランジスタＱ１がオンするためのベース−エミッタ電圧Ｖ_ｂｅの大きさ０．６Ｖを維持できないので、充電電流Ｉ_Ｏが減少する。この様子を図６に示している。バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが８Ｖまで上昇することで差Ｖ_Ｘが１．８５Ｖ未満となっている。

図４に示すように、消費電力は、おおよそ満充電状態であるバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが９Ｖ程度であるときに１．９Ｗとなる。本実施形態によれば、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴにかかわらず充電電流Ｉ_Ｏを１２３ｍＡに維持し続けた場合と比較して、消費電力が約１７％低減される。

以上説明したように、本実施の形態にかかる充電回路１３によれば、電圧Ｖ１の脈動（リップル）を出力平滑コンデンサＣ３の後段に積極的に伝え、この脈動を活用してバッテリ６０が満充電に近づいたときに充電電流Ｉ_Ｏを絞りつつ流すことができる。出力平滑コンデンサＣ３は電圧Ｖ１の脈動を抑制しない小容量の電解コンデンサでよいので、小型かつ省実装面積で済む。これにより、充電時の電力消費量を抑制できるとともに、出力平滑コンデンサＣ３が小型で済むという利点もある。

また、電流生成回路２０は、差Ｖ_Ｘが予め定めた１．８５Ｖ以上である場合には最大の充電電流Ｉ_Ｏを出力するので、速やかに充電を行うことが出来る。特に本実施の形態では、電流生成回路２０は、差Ｖ_Ｘが１．８５Ｖ以上である場合には定電流回路として働き、充電電流Ｉ_Ｏとして定電流を生成する。一方、電流生成回路２０は、差Ｖ_Ｘが１．８５Ｖを下回った場合には充電電流Ｉ_Ｏを低減する。特に本実施の形態では、電流生成回路２０は、差Ｖ_Ｘが１．８５Ｖを下回った場合には、バッテリ６０の電圧が高くなるほど充電電流の大きさを低減するので、さらに効果的に消費電力を抑制できる。

なお、本実施の形態では、Ｖ_ｒｅｆ＋Ｖ_ｂｅ＝１．８５Ｖが、本発明にかかる「予め定めた所定値」に相当している。この１．８５Ｖという数値は本実施の形態にかかる回路構成においてＶ_ｒｅｆ＝１．２５ＶかつＶ_ｂｅ＝０．６Ｖという条件のもとでの数値であり、本発明がこれに限定されるものではない。また、「予め定めた所定値」をＶ_ｒｅｆ＋Ｖ_ｂｅとしているが、実際に設計する際には、他にコレクタエミッタ間電圧のマージンが必要となるため、０．１Ｖ以上高くして設定することが好ましい。

電圧Ｖ１の脈動の下限値Ｖ_ＲＢは、バッテリ６０の充電量が「予め定めた満充電未満の所定充電量」以上となったときに差Ｖ_Ｘが１．８５Ｖを下回るように設定する。例えば、この所定充電量は、バッテリ６０の満充電の５０％以上かつ１００％未満の範囲内のいずれかの量に定めても良く、具体的には、５０％、５１％、５２％、・・・６０％、・・・６５％、・・・７０％、・・・７５％、・・・８０％、・・・８５％、あるいは９０％に定めても良い。例えば図３においては、満充電時のバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴを９Ｖとした場合にはバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが７．５Ｖのときに差Ｖ_Ｘが１．８５Ｖを下回る。この場合には、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが９Ｖのときを充電量１００％とすると、単純計算ではバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが７．５Ｖのときの充電量は約７３％である。つまり、約７３％の充電量で差Ｖ_Ｘが１．８５Ｖを下回り、充電電流Ｉ_Ｏを絞り始めるという動作が実現している。なおここで述べたバッテリ６０の充電量の算出方式は便宜上例示したものであり本発明を限定するものではない。バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴとバッテリ６０の充電量との間の相関があるので、充電量が何十％のときに充電電流Ｉ_Ｏを絞り始めるかを任意に定めればよい。ただし、本実施の形態は、バッテリ６０の満充電近くでの無駄な充電電流Ｉ_Ｏを減らして消費電力を抑制することを念頭においている。よって、満充電近くのある程度高いバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴで充電電流Ｉ_Ｏを絞り始めることが好ましい。

下限値Ｖ_ＲＢの調整は、フライバックコンバータ回路１４の出力電圧の設定と、出力平滑コンデンサＣ３の容量値とで行うことができる。フライバックコンバータ回路１４の出力電圧を大きくすれば下限値Ｖ_ＲＢも高くなる。出力平滑コンデンサＣ３の容量が大きいほど、出力電圧Ｖ１がより平滑されるので下限値Ｖ_ＲＢは高くなる。なお、本実施の形態ではＮＰＮトランジスタおよびシャントレギュレータで構成した定電流回路を、電流生成回路２０に用いている。しかしながら、本発明はこれに限られるものではなく、ＰＮＰトランジスタおよび他の定電圧素子を用いて構成した定電流回路を電流生成回路２０に用いてもよい。

１商用交流電源、２点検スイッチ、３照明装置、６常用点灯装置、８ランプ、１０非常灯点灯装置、１２全波整流回路、１３充電回路、１４フライバックコンバータ回路、１６制御電源回路、１８制御回路、２０電流生成回路、２２電圧変換回路、２４リレー、５０制御ＩＣ、５２定電圧制御部、６０バッテリ、２０１シャントレギュレータ、Ｃ１コンデンサ、Ｃ３出力平滑コンデンサ、Ｄ１、Ｄ４ダイオード、Ｉ_Ｏ充電電流、ＰＣ１１フォトトランジスタ、ＰＣ１２フォトダイオード、Ｑ１トランジスタ、Ｒ１、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ２、Ｒ３抵抗、Ｔ１一次巻線、Ｔ２二次巻線、Ｔ３補助巻線、ＴＲトランス

Claims

力率改善機能を持ち、前記力率改善機能により発生した脈動を含む出力電圧である脈動出力電圧を出力するフライバックコンバータ回路と、
バッテリに接続され、前記フライバックコンバータ回路の前記脈動出力電圧から生成した充電電流によって前記バッテリを充電し、前記フライバックコンバータ回路の出力電圧が予め定められた値となるように制御された状態で、前記バッテリの電圧値と前記フライバックコンバータ回路の前記脈動出力電圧における下限電圧値との差が減少するほど前記バッテリへの前記充電電流を低減するように構築された充電回路と、
前記バッテリから生成した電力をランプに供給することで前記ランプを点灯させる点灯回路と、
を備える非常用点灯装置。