JP6300610B2 - Ｌｅｄ電源装置及びｌｅｄ照明装置 - Google Patents

Description

本発明はＬＥＤ電源装置及びそれを用いたＬＥＤ照明装置に関する。

特許文献１は、消灯状態から点灯状態に切り替わる際に発生する閃光を低減するＬＥＤ点灯装置を開示する。そのＬＥＤ点灯装置は、ＬＥＤに駆動電流を供給する絶縁型フライバックコンバータと、検出されたＬＥＤの順方向電流が目標値となるようにスイッチング動作を制御する制御回路部を備える。制御回路部は、消灯状態のＬＥＤを点灯させるために絶縁型フライバックコンバータのスイッチング動作を開始させた時点からＬＥＤへの印加電圧が点灯開始電圧に増加するまでの間に、スイッチング素子のオン時間が長い第１のスイッチング期間を設けた後、オン時間が短い第２のスイッチング期間を設ける。

特開２０１３−６９７６６号公報

ところで、特許文献１のようなフライバックコンバータ等のスイッチング電源回路を用いるＬＥＤ電源装置においては、点灯開始だけでなく消灯時にも閃光が発生し得る。これは、入力電源がオフされた時に、フライバックコンバータの一次側の平滑コンデンサに充電電圧が残った状態で制御回路の制御電圧が低下し、二次側の出力制御が効かなくなることに起因する。これにより、例えば、消灯直前にスイッチング電源回路が最大出力状態となり、平滑コンデンサの電荷が二次側のＬＥＤにおいて一気に放電されて閃光が発生する。しかし、このようなＬＥＤ消灯時の閃光は、点灯開始時の閃光とは異なり、照明を消して暗くするというユーザの意図に反する現象であり、ユーザにおける視覚的違和感は点灯開始時の閃光よりも大きいものとなる。またさらに、消灯前の閃光によりユーザの目に与えられた残光により、ユーザの目が消灯後の暗さに適応するのに時間がかかり、不快感がもたらされる。このように、消灯直前の閃光によってユーザには視覚的違和感、不快感等がもたらされてしまう。

そこで、本発明は、一次側に平滑コンデンサを有するＤＣ／ＤＣコンバータを備えるＬＥＤ電源装置において、ＬＥＤ消灯直前の閃光を防止する構成を提供することを課題とする。

本発明のＬＥＤ電源装置は、交流入力電圧を直流変換して平滑コンデンサを充電するＡＣ／ＤＣ変換部と、一次側のスイッチング素子のスイッチング動作によって平滑コンデンサの電圧を変圧して、変圧された第１の二次出力をＬＥＤに供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、交流入力電圧を検出する入力電源検出部と、ＤＣ／ＤＣコンバータの第２の二次出力が給電されてスイッチング素子を駆動するように構成され、交流入力電圧の停止が検出された場合に、第２の二次出力に対する第１の二次出力の割合を低減するようにスイッチング素子の駆動を制御する制御部を備える。

本発明のＬＥＤ電源装置によると、入力電源検出部及び制御部によって交流入力電圧の停止が検出された場合に、制御部は、ＤＣ／ＤＣコンバータから制御部への二次出力に対するＤＣ／ＤＣコンバータからＬＥＤへの二次出力の割合を低減するようにスイッチング素子の駆動を制御する。したがって、入力電源停止後に、ＤＣ／ＤＣコンバータの一次側の平滑コンデンサの残存エネルギーがＬＥＤにおいて一気に放出される状態が回避され、ＬＥＤ消灯直前の閃光が防止される。

ここで、制御部は、交流入力電圧の停止が検出された場合に第１の二次出力の電圧がＬＥＤの順方向降下電圧未満となるようにスイッチング素子の駆動を制御するように構成される。これにより、通常の使用と同様に交流入力電源の停止後に消灯状態が即座に得られるとともに確実にＬＥＤにおける閃光が防止される。

一形態として、ＡＣ／ＤＣ変換部は、交流入力電圧を整流する全波整流器と、上記平滑コンデンサを含み全波整流器の脈流出力を昇圧して平滑コンデンサに充電する力率改善回路を含み、入力電源検出部及び制御部が、脈流出力に基づいて交流入力電圧の停止を検出するように構成される。これにより、入力電源停止から数十ｍｓ程度で速やかに上記の消灯制御が開始され、高い応答性で閃光を防止することができる。

また、他の形態として、入力電源検出部が、交流入力電圧を整流する整流器を備え、入力電源検出部及び制御部が整流器の脈流出力に基づいて交流入力電圧の停止を検出するように構成されるようにしてもよい。これにより、コンデンサインプット型の回路においても、入力電源停止から数十ｍｓ程度で速やかに上記の消灯制御が開始され、高い応答性で閃光を防止することができる。

またさらに、他の形態として、入力電源検出部が、平滑コンデンサの平滑電圧を検出するように構成され、平滑電圧が所定の閾値未満となった場合に入力電源検出部及び制御部が交流入力電圧の停止を検出するように構成されるようにしてもよい。この構成によると、入力電源検出部の出力が直流となるため、制御部における制御状態の切換え構成に設計の自由度が増す。

また、制御部が、外部からの調光指令信号が示す調光率に応じてスイッチング素子の駆動を制御するように構成されるとともに、調光率が所定の調光率以下の場合でかつ交流入力電圧の停止が検出された場合に第２の二次出力に対する第１の二次出力の割合を低減するように構成される。これにより、閃光のおそれがない点灯状態（例えば全光時）においては、入力電源停止後に比較的早くＬＥＤ電源装置を停止させることができる。例えば、上記所定の調光率は２０％に設定される。

なお、ＤＣ／ＤＣコンバータがトランスを有する絶縁型フライバックコンバータからなり、トランスの補助巻線に制御部が接続される構成とすることが好ましい。このように、本発明のＬＥＤ電源装置は、絶縁型フライバックコンバータからなるＤＣ／ＤＣコンバータにおいて好適に適用される。

本発明のＬＥＤ照明装置は、上記のＬＥＤ電源装置と、ＬＥＤとを備える。上記効果を有するＬＥＤ電源装置が採用されるので、消灯時の視覚的違和感、不快感等を解消することができるＬＥＤ照明装置が実現される。

本発明の第１の実施形態によるＬＥＤ電源装置及びＬＥＤ照明装置を示す図である。 比較例によるＬＥＤ電源装置の動作を説明する図である。 第１の実施形態によるＬＥＤ電源装置の動作を説明する図である。 第１の実施形態によるＬＥＤ電源装置の動作を説明する図である。 本発明の第２の実施形態によるＬＥＤ電源装置及びＬＥＤ照明装置を示す図である。 第２の実施形態の一変形例における入力電源検出部を示す図である。 第２の実施形態の他の変形例における入力電源検出部を示す図である。 本発明の第３の実施形態によるＬＥＤ電源装置及びＬＥＤ照明装置を示す図である。 第３の実施形態によるＬＥＤ電源装置の動作を説明する図である。 本発明の変形例における補助電源部の一部及び駆動制御部を説明する図である。

実施形態１．
図１に、本発明の第１の実施形態に係るＬＥＤ電源装置１及びそれを用いたＬＥＤ照明装置３の回路構成図を示す。ＬＥＤ照明装置３はＬＥＤ電源装置１及びＬＥＤ２を含む。交流電源ＡＣからの入力電圧がＬＥＤ電源装置１の入力端子Ｔ１及びＴ２に入力され、ＬＥＤ電源装置１の高電位出力端子Ｔ３及び低電位出力端子Ｔ４からの直流出力がそれぞれ配線Ｗ１及びＷ２を介してＬＥＤモジュール２の端子Ｔ５及びＴ６に供給される。ＬＥＤ電源装置１の端子Ｔ７及びＴ８からは、外部の調光器からの調光指令信号が入力される。

ＬＥＤ電源装置１は、ＡＣ／ＤＣ変換部１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０、駆動制御部３０、出力制御部４０、補助電源部５０、及び入力電源検出回路６０を備える。駆動制御部３０、出力制御部４０及び補助電源部５０をまとめて制御部（３０、４０、５０）というものとする。ＬＥＤ２は、端子Ｔ５と端子Ｔ６間に直列接続された複数のＬＥＤ素子を含む。なお、ＬＥＤ電源装置１とＬＥＤ２とは、１つの筐体において一体化されていてもよいし、２つの筐体において別体として構成されていてもよい。本明細書における説明において、各回路又は構成要素が上記のどのブロックに属するかは便宜的なものであり、本発明を拘束するものではない。

ＡＣ／ＤＣ変換部１０は、全波整流器１０１、入力コンデンサ１０２、力率改善回路（以下、「ＰＦＣ」という）１１０、及び必要に応じて全波整流器１０１の前段に電流ヒューズ、ノイズフィルタ等を備える。入力交流電圧が全波整流器１０１によって全波整流され、入力コンデンサ１０２に発生する脈流電圧がＰＦＣ１１０に供給される。ＰＦＣ１１０は、インダクタ１１１、スイッチング素子１１２、ダイオード１１３、コンデンサ１１４（平滑コンデンサ）及びＰＷＭ制御回路１１５を含む。以降の説明において、コンデンサ１１４の負極側電極と同電位のノードを一次側グランドというものとする。

スイッチング素子１１２はＰＷＭ制御回路１１５によって高周波スイッチングによりＰＷＭ制御され、これにより入力力率が改善される。スイッチング素子１１２がオンの期間においては、全波整流器１０１からの脈流電圧がインダクタ１１１及びスイッチング素子１１２に流れることによりインダクタ１１１にエネルギーが蓄えられる。スイッチング素子１１２がオフの期間においては、インダクタ１１１に蓄えられているエネルギーがダイオード１１３を介してコンデンサ１１４に充電される。これにより、コンデンサ１１４には入力電源電圧から昇圧された電圧が充電される。ＰＷＭ制御回路１１５は、ＰＷＭ制御におけるオン幅を適宜制御してスイッチング素子１１２をＰＷＭ駆動する。この動作によりＰＦＣ１１０は、昇圧された直流電圧を出力する。なお、コンデンサ１１４は、ＬＥＤ電源装置１の定格電力に応じて１μＦ〜１０００μＦ程度、好ましくは１０μＦ〜１００μＦ程度の電解コンデンサであればよい。

本実施例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は絶縁型フライバックコンバータからなる。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、スイッチング素子２０１、トランス２０２、ダイオード２０３、及びコンデンサ２０４を含み、必要に応じて消磁用の抵抗２０５及びコンデンサ２０６を備える。コンデンサ２０４は、電解コンデンサ（図示）であってもよいし、フィルムコンデンサであってもよい。コンデンサ２０４の負極側電極と同電位のノードを二次側グランドというものとする。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０において、スイッチング素子２０１、トランス２０２の一次主巻線Ｎ１、抵抗２０５及びコンデンサ２０６が一次側回路を構成し、トランス２０２の二次主巻線Ｎ２、ダイオード２０３及びコンデンサ２０４が二次側回路を構成する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２０において、スイッチング素子２０１のオン期間にコンデンサ１１４からのエネルギーがトランス２０２の一次主巻線Ｎ１に蓄積され、スイッチング素子２０１のオフ期間にそのエネルギーがトランス２０２の二次主巻線Ｎ２側からダイオード２０３を介してコンデンサ２０４に充電される。降圧比は、回路効率を考慮して一次主巻線Ｎ１に対する二次主巻線Ｎ２の巻数比と同程度に設定されればよく、出力電流はスイッチング素子２０１のＰＷＭ制御におけるオンデューティ（オン幅）によって決まる。スイッチング素子２０１は、駆動制御部３０によって駆動される。なお、以降の説明において、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電流を「出力電流Ｉｏｕｔ」といい、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電圧を「出力電圧Ｖｏｕｔ」という。なお、以下の実施形態においては、出力電流ＩｏｕｔはＬＥＤ電流に等しく、出力電圧ＶｏｕｔはＬＥＤ電圧に等しい。

駆動制御部３０は駆動制御ＩＣからなる（以下、「駆動制御ＩＣ３０」ともいう）。駆動制御ＩＣ３０の基準電位は一次側グランドであり、後述する一次側制御電圧Ｖｃｃ１を受けて動作する。駆動制御ＩＣ３０は、フォトカプラ４１７のフォトトランジスタのコレクタ端子に接続されるＦＢ端子（ＦＢ）、スイッチング素子２０１のゲート端子に接続された出力端子（ＯＵＴ）等を有する。駆動制御ＩＣ３０の内部では、ＦＢ端子は内部基準電圧源３０１（例えば５Ｖの定電圧源）に抵抗３０２を介して接続され、ＯＵＴ端子がゲート回路３０３に接続される。ゲート回路３０３では、ＦＢ端子の入力電圧に応じて、出力端子からのゲート信号のパルス幅が決定される。具体的には、駆動制御ＩＣ３０では、ＦＢ端子の入力電圧（制御信号）の増加に対してゲート信号のパルス幅が増加するように構成されているものとし、これにより（コンデンサ１１４の電圧が一定であれば）ＦＢ端子の入力電圧の増加に対して出力電流Ｉｏｕｔは増加する。ＦＢ端子の入力電圧を決定するフォトカプラ４１７のフォトトランジスタの出力状態は出力制御部４０によって決定される。

出力制御部４０は、定電流制御回路４１０及び調光制御回路４２０を含み、駆動制御部３０によるＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力を制限するよう機能する。出力制御部４０の基準電位は二次側グランドであり、後述する二次側制御電圧Ｖｃｃ２の供給を受けて動作する。

定電流制御回路４１０は、電流検出抵抗４１１、オペアンプ４１２、抵抗４１３〜４１６、及びフォトカプラ４１７を含む。なお、オペアンプ４１２の周辺には、必要に応じてさらに抵抗が接続される。

電流検出抵抗４１１は二次側グランドと低電位側出力端子Ｔ４の間に挿入された低抵抗素子からなり、出力電流Ｉｏｕｔに比例した電圧が電流検出抵抗４１１に発生する。
オペアンプ４１２は出力電流Ｉｏｕｔを一定化させる機能を担う定電流制御用のオペアンプである。すなわち、スイッチング素子２０１は、出力制御部４０による定電流制御によって駆動制御部３０を介してＰＷＭ制御される。オペアンプ４１２の負入力端子（−）には電流検出抵抗４１１によって検出された電流検出値が抵抗（不図示）を介して入力され、正入力端子（＋）には出力電流Ｉｏｕｔの目標値に対応する電流基準値が入力される。電流基準値は、全光点灯時においては、二次側制御電圧Ｖｃｃ２の抵抗４１３及び４１４による分圧値となり、調光時には、調光制御回路４２０によって調整される。オペアンプ４１２の負入力端子と出力端子間には帰還抵抗４１５が接続される。オペアンプ４１２の出力端子は抵抗４１６を介してフォトカプラ４１７のフォトダイオードのカソードに接続され、フォトカプラ４１７のフォトダイオードのアノードには二次側制御電圧Ｖｃｃ２が供給される。オペアンプ４１２は、負入力端子に入力される電流検出値と、正入力端子に入力される電流基準値との誤差を増幅して出力する。言い換えると、オペアンプ４１２は電流検出値が電流基準値に一致するように上記ＰＷＭ制御におけるオン幅を決定することになる。

調光制御回路４２０は、ＡＣフォトカプラ４２１、抵抗４２２、マイクロコントローラ（ＭＣＵ）４２３、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）４２４を含む。なお、ＭＣＵ４２３及びＤＡＣ４２４の周辺には、必要に応じてさらに抵抗、コンデンサ等が接続される。ＡＣフォトカプラ４２１は入力側の逆並列接続されたフォトダイオードと出力側のフォトトランジスタを内蔵する。ＡＣフォトカプラ４２１は、外部の調光器からの調光指令信号（本実施形態では、調光指令信号はデューティ比が調光率に対応するＰＷＭ調光信号であるものとする）をレベル変換する。ＡＣフォトカプラ４２１によってレベル変換されたＰＷＭ調光信号はＭＣＵ４２３に入力される。ＭＣＵ４２３は入力された信号に応じて調光率を演算し、演算された調光率に応じたデジタルの電流基準値を出力する。ＭＣＵ４２３からのデジタルの電流基準値はＤＡＣ４２４によってアナログ変換され、そのアナログ値が抵抗（不図示）を介して電流基準値として定電流制御回路４１０（オペアンプ４１２）に出力される。これにより、調光制御回路４２０、定電流制御回路４１０及び駆動制御部３０を介して、外部の調光器からの調光指令信号に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０が定電流制御される。

本実施形態においては、電流検出値が電流基準値よりも小さいと、オペアンプ４１２の出力端子電圧はハイ側に振れ、フォトカプラ４１７のフォトダイオードに流れる電流が減少するとともにフォトトランジスタからの出力電流も減少する。一方、電流検出値が電流基準値よりも大きいと、オペアンプ４１２の出力端子電圧はロー側に振れ、フォトカプラ４１７のフォトダイオードに流れる電流が増加するとともにフォトトランジスタからの出力電流も増加する。上述したように、駆動制御ＩＣ３０はフォトカプラ４１７のフォトトランジスタの出力電流の減少（ＦＢ端子電圧の増加）に対してＰＷＭ制御のパルス幅を増加させるように構成されている。したがって、電流検出値が電流基準値よりも小さいと、オペアンプ４１２はスイッチング素子２０１のＰＷＭ制御のパルス幅を増加させる方向、すなわち出力電流Ｉｏｕｔを増大させる方向に作用する。逆に、電流検出値が電流基準値よりも大きいと、オペアンプ４１２はスイッチング素子２０１のＰＷＭ制御のパルス幅を減少させる方向、すなわち出力電流Ｉｏｕｔを低下させる方向に作用する。これにより、通常点灯時には出力電流Ｉｏｕｔのフィードバックによる定電流制御が行われる。

補助電源部５０は、一次側グランドを基準電位とする補助電源回路５１０及び二次側グランドを基準電位とする補助電源回路５２０を含む。補助電源回路５１０は、トランス２０２の一次側補助巻線Ｎ３、ダイオード５１１及びコンデンサ５１２を含む。一次主巻線Ｎ１に対する一次側補助巻線Ｎ３の巻数比に応じた電圧が一次側補助巻線Ｎ３に発生する。一次側補助巻線Ｎ３に発生する電圧はダイオード５１１及びコンデンサ５１２によって整流及び平滑され、駆動制御ＩＣ３０の制御電源となる。なお、コンデンサ５１２の電圧を一次側制御電圧Ｖｃｃ１というものとする。

補助電源回路５２０は、トランス２０２の二次側補助巻線Ｎ４、ダイオード５２１、コンデンサ５２２、及び三端子レギュレータ５２３（レギュレータ回路）を含む。一次主巻線Ｎ１に対する二次側補助巻線Ｎ４の巻数比に応じた電圧が二次側補助巻線Ｎ４に発生する。二次側補助巻線Ｎ４に発生する電圧はダイオード５２１及びコンデンサ５２２によって整流及び平滑され、この平滑された電圧が、三端子レギュレータ５２３で降圧及び安定化される。なお、三端子レギュレータ５２３の入力電圧を二次側補助電圧Ｖｓといい、三端子レギュレータ５２３の出力電圧を二次側制御電圧Ｖｃｃ２というものとする。本実施形態では、５Ｖの二次側制御電圧Ｖｃｃ２が出力制御部４０に供給される。

電源電圧検出部６０は、フォトカプラ６０１、抵抗６０２及び抵抗６０３を含む。フォトカプラ６０１のフォトダイオードは、抵抗６０２を介して全波整流器１０１の出力端に接続される。フォトカプラ６０１のフォトトランジスタのエミッタ端子は二次側グランドに接続され、コレクタ端子は抵抗６０３を介して二次側制御電源Ｖｃｃ２に接続されるとともにＭＣＵ４２３の所定の入力端子に接続される。フォトカプラ６０１のフォトダイオードは入力電源電圧に略比例する光量を発生させ、フォトトランジスタにはその光量に応じた電流が流れる。

すなわち、入力電源が投入（オン）されている場合には、フォトカプラ６０１のフォトダイオードには全波整流器１０１の脈流出力に対応する光出力が発生し、これに応じた脈流電流がフォトトランジスタに流れる。これにより、フォトカプラ６０１のフォトトランジスタのコレクタ端子には上記脈流電圧が反転した反転脈流電圧が発生する。一方、入力電源が遮断（オフ）されている場合には、フォトカプラ６０１のフォトダイオードには光出力が発生せず、フォトトランジスタにも電流は流れない。フォトカプラ６０１のフォトトランジスタのコレクタ端子の電圧は二次制御電源Ｖｃｃ２の電圧で一定となる。なお、抵抗６０３がフォトカプラ６０１のフォトトランジスタのエミッタ端子と二次側グランドの間に接続されるとともにＭＣＵ４２３に接続され、コレクタ端子が二次側制御電源Ｖｃｃ２に接続される構成としてもよい。この場合、ＭＣＵ４２３への入力電圧（フォトカプラ６０１のフォトトランジスタのエミッタ電圧波形）は上記脈流電圧波形と同じ極性の（すなわち、反転されない）電圧波形となる。

ＭＣＵ４２３はフォトカプラ６０１のフォトトランジスタのコレクタ電圧波形から、入力電源電圧のオン／オフを判定することができる。ＭＣＵ４２３は、調光指令値で指定された調光率のもとで、入力電源のオン／オフに応じて電流基準値を切り換える。詳細を後述するように、ＭＣＵ４２３は、入力電源のオフ時に電流基準値を、ＬＥＤ消灯に対応する値まで低下させるように動作する。フォトカプラ６０１からの出力は入力電源電圧の全波整流波形に基づくため、入力電源電圧のオン／オフは、入力電源電圧の半サイクル以内（５０Ｈｚの場合、１０ｍｓ以内）に検出され得る。なお、検出精度を高めるために、入力電源電圧の数サイクル〜数十サイクルに対応する期間（例えば、数十ｍｓ〜数百ｍｓ）が判定期間として設定されてもよい。

次にＬＥＤ電源装置１の動作を説明する。まず、図２に比較例によるＬＥＤ電源装置の入力電源オフ時（すなわち、消灯動作時）の各部波形を示す。比較例によるＬＥＤ電源装置は、上記ＬＥＤ電源装置１から入力電源検出部６０を除いたものである。図２は、（ａ）コンデンサ１１４の平滑電圧Ｖｄｃ、（ｂ）一次側制御電圧Ｖｃｃ１、（ｃ）二次側補助電圧Ｖｓ（実線）及び二次側制御電圧Ｖｃｃ２（破線）、（ｄ）駆動制御ＩＣ３０のＦＢ端子電圧Ｖｆｂ、並びに（ｅ）出力電流Ｉｏｕｔ（すなわちＬＥＤ電流）を示し、横軸は時間である。なお、図は模式図であり、寸法通りではない。

時刻ｔ１までは、平滑電圧Ｖｄｃは４００Ｖ、一次側制御電圧Ｖｃｃ１は１８Ｖ、二次側補助電圧Ｖｓは１８Ｖ、二次側制御電圧Ｖｃｃ２は５Ｖ、ＦＢ端子電圧Ｖｆｂは１．１Ｖ、出力電流Ｉｏｕｔは１００ｍＡであるものとする。全光時の出力電流は６００ｍＡであり、本例では、約１７％の調光状態で入力電源がオフされる場合が例示される。なお、比較例及び各実施形態では、一次側の補助電源回路５１０の電圧供給能力は補助電源回路５２０のものとほぼ同等であるものとする。

時刻ｔ１において、入力電源ＡＣがオフされる。これにより、平滑電圧Ｖｄｃが低下し始め、二次側補助電圧Ｖｓも低下し始める。一方、三端子レギュレータ５２３の入力電圧は動作可能電圧よりも高いので正常な動作を継続し、二次側制御電圧Ｖｃｃ２は通常点灯時と同様に５Ｖに維持される。また、一次側制御電圧Ｖｃｃ１も駆動制御ＩＣ３０の動作可能電圧（例えば８Ｖ程度）よりも高いので通常点灯時と同様に動作を継続し、ＦＢ端子電圧Ｖｆｂは時刻ｔ１以前と同様に１．１Ｖに維持される。ただし、平滑電圧Ｖｄｃの低下に伴い出力電流Ｉｏｕｔは減少していく。

時刻ｔ２において、一次側制御電圧Ｖｃｃ１が駆動制御ＩＣ３０の動作可能電圧（８Ｖ程度）以上である一方で、二次側補助電圧Ｖｓが三端子レギュレータ５２３の動作可能電圧を下回ることにより、二次側制御電圧Ｖｃｃ２が低下を開始し、５Ｖ以下となる。これにより、フォトカプラ４１７のフォトダイオード及びフォトトランジスタの電流が減少し、ＦＢ端子電圧Ｖｆｂが上昇を開始する。

時刻ｔ２〜ｔ３において、時刻ｔ２以降のＦＢ端子電圧Ｖｆｂの上昇に応じて、駆動制御ＩＣ３０がＰＷＭ制御におけるオン幅を増加させ、出力電流Ｉｏｕｔが急峻に上昇する。この出力電流Ｉｏｕｔの急峻な上昇が閃光となる。時刻ｔ２〜ｔ３の閃光点灯により、コンデンサ１１４の電荷が一気に放電され、平滑電圧Ｖｄｃは瞬時に低下する。これにより、時刻ｔ３において、ＬＥＤ２は消灯し、ＬＥＤ電源装置１は完全に停止する。なお、本例においては、時刻ｔ１〜ｔ２は数秒であり、時刻ｔ２〜ｔ３は数十ｍ秒程度である。

図３に、本実施形態によるＬＥＤ電源装置１の入力電源オフ時（すなわち、消灯制御時）の各部波形を示す。図２と同様に、図３は、（ａ）コンデンサ１１４の平滑電圧Ｖｄｃ、（ｂ）一次側制御電圧Ｖｃｃ１、（ｃ）二次側補助電圧Ｖｓ（実線）及び二次側制御電圧Ｖｃｃ２（破線）、（ｄ）駆動制御ＩＣ３０のＦＢ端子電圧Ｖｆｂ、並びに（ｅ）出力電流Ｉｏｕｔ（すなわちＬＥＤ電流）を示し、横軸は時間である。なお、図は模式図であり、寸法通りではない。

図２の例と同様に、時刻ｔ１までは、平滑電圧Ｖｄｃは４００Ｖ、一次側制御電圧Ｖｃｃ１は１８Ｖ、二次側補助電圧Ｖｓは１８Ｖ、二次側制御電圧Ｖｃｃ２は５Ｖ、ＦＢ端子電圧Ｖｆｂは１．１Ｖ、出力電流Ｉｏｕｔは１００ｍＡである。全光時の出力電流は６００ｍＡであり、約１７％の調光状態で入力電源がオフされた状態が例示される。なお、出力電圧Ｖｏｕｔは３５Ｖ〜９０Ｖ程度となる。

時刻ｔ１において、入力電源ＡＣがオフされる。これにより、入力電源検出部６０からＭＣＵ４２３への入力が二次側制御電圧Ｖｃｃ２の電圧で一定となり（図１参照）、ＭＣＵ４２３はＤＡＣ４２４を介してオペアンプ４１２における電流基準値を低下させる。これにより、駆動制御ＩＣ３０のＦＢ端子電圧Ｖｆｂが１．１Ｖから０．８Ｖに低減される。なお、この状態において、実質的に電流フィードバックは作用していなくてもよく、例えば、最小の二次出力が維持される。このＦＢ端子電圧Ｖｆｂの低下により、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の二次側（二次主巻線Ｎ２側）出力電圧はＬＥＤ２の順方向降下電圧Ｖｆ未満となり、ＬＥＤ２は消灯する。その後もスイッチング素子２０１は、ＰＷＭ制御のパルス幅を狭くした状態（例えば、最小パルス幅）で駆動を継続する。このスイッチング動作により、平滑電圧Ｖｄｃ、一次側制御電圧Ｖｃｃ１及び二次側補助電圧Ｖｓが徐々に低下していく。この状態においては、スイッチング素子２０１の駆動におけるパルス幅は最小化されるものの平滑電圧Ｖｄｃが比較的高い状態となるため、一次側及び二次側制御電圧Ｖｃｃ１及びＶｃｃ２の低下における傾斜は緩やかなものとなる。この時点では、三端子レギュレータ５２３の入力電圧は動作可能電圧よりも高いので正常な動作を継続し、二次側制御電圧Ｖｃｃは通常点灯時と同様に５Ｖに維持される。また、一次側制御電圧Ｖｃｃ１も駆動制御ＩＣ３０の動作可能電圧（例えば８Ｖ程度）よりも高いので通常点灯時と同様に動作を継続する。

時刻ｔ２において、一次側制御電圧Ｖｃｃ１が駆動制御ＩＣ３０の動作可能電圧（８Ｖ）を下回ると（本例においては、時刻ｔ２において、二次側制御電圧Ｖｃｃ２は５Ｖであるものとする）、駆動制御ＩＣ３０及びスイッチング素子２０１の駆動が停止され、ＬＥＤ電源装置１の全体の動作が停止する。時刻ｔ１から時刻ｔ２までの時間は、本例では３０秒〜５０秒程度となる。

なお、図３に示す例では、時刻ｔ２の時点で、一次側制御電圧Ｖｃｃ１が給電される駆動制御部３０が、二次側制御電圧Ｖｃｃ２が給電される出力制御部４０よりも先に動作を停止する例を示したが、動作停止の順序が逆であってもよい。図４に、二次側制御電圧Ｖｃｃ２が給電される出力制御部４０が、一次側制御電圧Ｖｃｃ１が給電される駆動制御部３０よりも先に動作を停止する例を示す。

図３と同様に、図４は（ａ）コンデンサ１１４の平滑電圧Ｖｄｃ、（ｂ）一次側制御電圧Ｖｃｃ１、（ｃ）二次側補助電圧Ｖｓ（実線）及び二次側制御電圧Ｖｃｃ２（破線）、（ｄ）駆動制御ＩＣ３０のＦＢ端子電圧Ｖｆｂ、並びに（ｅ）出力電流Ｉｏｕｔ（すなわちＬＥＤ電流）を示し、横軸は時間である。なお、図は模式図であり、寸法通りではない。

図３の例と同様に、時刻ｔ１までは、平滑電圧Ｖｄｃは４００Ｖ、一次側制御電圧Ｖｃｃ１は１８Ｖ、二次側補助電圧Ｖｓは１８Ｖ、二次側制御電圧Ｖｃｃ２は５Ｖ、ＦＢ端子電圧Ｖｆｂは１．１Ｖ、出力電流Ｉｏｕｔは１００ｍＡである。全光時の出力電流は６００ｍＡであり、約１７％の調光状態で入力電源がオフされた状態が例示される。

時刻ｔ１において、図３の例と同様に、入力電源ＡＣがオフされると、駆動制御ＩＣ３０のＦＢ端子電圧Ｖｆｂが１．１Ｖから０．８Ｖに低減され、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の二次側（二次主巻線Ｎ２側）出力電圧はＬＥＤ２の順方向降下電圧Ｖｆ未満となり、ＬＥＤ２が消灯する。その後もスイッチング素子２０１は、ＰＷＭ制御のパルス幅を狭くした状態（例えば、最小パルス幅）で駆動を継続する。このスイッチング動作により、平滑電圧Ｖｄｃ、一次側制御電圧Ｖｃｃ１及び二次側補助電圧Ｖｓが徐々に低下していく。なお、三端子レギュレータ５２３の入力電圧は動作可能電圧よりも高いので正常な動作を継続し、二次側制御電圧Ｖｃｃは通常点灯時と同様に５Ｖに維持される。また、一次側制御電圧Ｖｃｃ１も駆動制御ＩＣ３０の動作可能電圧（例えば８Ｖ程度）よりも高いので通常点灯時と同様に動作を継続する。

時刻ｔ２において、一次側制御電圧Ｖｃｃ１は動作可能電圧（８Ｖ）以上である状態で、二次側制御電圧Ｖｃｃ２が低下すると、比較例の場合と同様に、ＦＢ端子電圧Ｖｆｂは急峻に上昇する。しかし、時刻ｔ１〜ｔ２までの動作により、平滑電圧Ｖｄｃが充分に低下しているので、ＬＥＤ２の再点灯乃至は閃光点灯は起こらない。言い換えると、ＬＥＤ２の順方向降下電圧をＶｆ、一次主巻線Ｎ１の巻数をＴ１、二次主巻線Ｎ２の巻数をＴ２とした場合に、時刻ｔ２までに、Ｖｄｃ＜Ｖｆ×（Ｔ２／Ｔ１）、となっていれば、ＬＥＤ２に閃光は発生し得ない。

図３及び図４に関して上述したように、入力電源停止後に、トランス２０２を介したコンデンサ１１４のエネルギーの供給比率に関して、二次主巻線Ｎ２に接続されたＬＥＤ２側に対する供給（第１の二次出力）に対する、二次補助巻線Ｎ３及びＮ４が接続された制御部（３０、４０、５０）側に対する供給（第２の二次出力）が増加する。これにより、比較例に示したような、二次側出力制御が効かない状態でコンデンサ１１４のエネルギーが消灯間際のＬＥＤ２において一気に放出される閃光現象が防止される。

なお、上記においては、調光率が１７％の場合について説明したが、本発明は他の調光率における消灯制御についても同様に実施できる。ただし、調光率が浅い（明るい）場合又は全光時には、入力電源ＡＣの遮断直後のスイッチング素子２０１の駆動によりコンデンサ１１４の電圧が直ちに放電されるのでコンデンサ１１４の残電圧をエネルギー源とする閃光は起こりにくい。したがって、調光率が所定の調光率以下である場合に、上述したような入力電源オフ時のＬＥＤ２への出力低減制御が行われるようにしてもよい。例えば、この所定の調光率は、２０％程度であればよい。

以上のように、本実施形態によるＬＥＤ電源装置１によると以下の効果が得られる。
（１）閃光の防止
本実施形態では、入力電源検出部６０によって交流入力電圧ＡＣの停止が検出された場合に、制御部（３０、４０、５０）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０から制御部への二次出力（第２の二次出力）に対するＤＣ／ＤＣコンバータ２０からＬＥＤ２への二次出力（第１の二次出力）の割合を低減するようにスイッチング素子２０１の駆動を制御する。したがって、入力電源遮断後に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の一次側のコンデンサ１１４の残存エネルギーがＬＥＤ２において一気に放出される状態が回避され、ＬＥＤ消灯直前の閃光が防止される。特に、交流入力電圧ＡＣの停止が検出された場合にＬＥＤ２への出力電圧がその順方向降下電圧Ｖｆ未満となるようにスイッチング素子２０１が駆動制御されるので、確実にＬＥＤ２における閃光が防止される。

（２）高い応答性
また、本実施形態では、入力電源検出部６０及びＭＣＵ４２３が、入力電源電圧に基づく脈流出力に基づいてその停止を検出するように構成される。これにより、入力電源停止から数十ｍｓ程度で速やかに上記の消灯制御が開始され、高い応答性で閃光が防止される。

（３）適時な消灯制御
さらに、本実施形態では、調光率が所定の調光率以下の場合でかつ入力電圧ＡＣの停止が検出された場合に上記の消灯制御が行われる。したがって、閃光のおそれがない点灯状態（例えば全光時）においては、入力電源停止後に比較的早くＬＥＤ電源装置１を停止させることができる。

実施形態２．
第１の実施形態では、ＡＣ／ＤＣ変換部１０が力率改善回路を含む構成を示したが、本実施形態では、ＡＣ／ＤＣ変換部１０がいわゆるコンデンサインプット型の回路からなる構成を示す。図５に、本実施形態によるＬＥＤ電源装置１及びそれを用いたＬＥＤ照明装置３の回路図を示す。図１に示す第１の実施形態との相違は、ＡＣ／ＤＣ変換部１０及び入力電源検出部６０にある。なお、図５において、図１と同様の符号が付された要素は、特に断りがない限り図１と実質的に同様の要素を示すものとし、その詳細な説明を省略する。

ＡＣ／ＤＣ変換部１０は、全波整流器１０１及びコンデンサ１１４を含み、全波整流器１０１の出力端が直接コンデンサ１１４に接続される。入力電源検出部６０は、フォトカプラ６０１、抵抗６０２、抵抗６０３及び全波整流器６０４（整流器）を備える。ＡＣ／ＤＣ変換部１０において、全波整流器１０１の出力はコンデンサ１１４によって平滑されるため、全波整流器１０１の出力端においては、入力電源ＡＣの電圧を脈流状態で（すなわち、遅延なく）検出することができない。そこで、全波整流器６０４が入力電源ＡＣと全波整流器１０１の間のＡＣラインに接続され、入力電源電圧を全波整流した脈流出力がフォトカプラ６０１に入力される。全波整流器６０４に流れる電流は抵抗６０２によって制限されるので、全波整流器６０４には全波整流器１０１よりも電流容量の小さい素子を用いることができる。

なお、図６Ａに一変形例として示すように、全波整流器６０４の代わりにダイオード６０５（整流器）が接続される構成としてもよい。この場合、ダイオード６０５のアノードが一方のＡＣラインに接続され、フォトカプラ６０１のフォトダイオードのカソードが他方のＡＣラインに接続され、フォトカプラ６０１には半波整流波形が入力される。フォトカプラ６０１からＭＣＵ４２３への入力は入力電源電圧の半波整流波形に基づくため、入力電源電圧のオン／オフは、入力電源電圧の１サイクル以内（５０Ｈｚの場合には、２０ｍｓ以内）に検出され得る。なお、検出精度を高めるために入力電源電圧の数サイクル〜数十サイクルに対応する期間（例えば、数十ｍｓ〜数百ｍｓ）が判定期間として設定されてもよい。

あるいは、図６Ｂに他の変形例として示すように、全波整流器６０４及びダイオード６０５を接続せずに、フォトカプラ６０１の代わりにＡＣフォトカプラ６０６が接続される構成としてもよい。この場合、ＡＣフォトカプラ６０６の並列フォトダイオードが抵抗６０２を介してＡＣラインに接続される。

図５、図６Ａ及び図６Ｂに示す形態において、入力電源オフ時の消灯制御は、図３又は図４に示した第１の実施形態のものと同様である。これにより、本実施形態においても、第１の実施形態に関して上述した効果（１）閃光の防止、（２）高い応答性、及び（３）適時な消灯制御と同様の効果を得ることができる。

実施形態３．
上記第１及び第２の実施形態では、入力電源検出部６０が入力電源ＡＣによる脈流出力を検出する構成を示したが、本実施形態では、入力電源検出部６０がコンデンサ１１４の平滑電圧を検出する構成を示す。図７に、本実施形態によるＬＥＤ電源装置１及びそれを用いたＬＥＤ照明装置３の回路図を示す。図１に示す第１の実施形態との相違は、入力電源検出部６０の接続及びＭＣＵ４２３の動作にある。なお、図７において、図１と同様の符号が付された要素は、特に断りがない限り図１と実質的に同様の要素を示すものとし、その詳細な説明を省略する。

入力電源検出部６０の抵抗６０２はコンデンサ１１４の正極端に接続される。これにより、フォトカプラ６０１のフォトダイオード及びフォトトランジスタには直流電流が流れ、ＭＣＵ４２３には直流電圧が入力される。ＭＣＵ４２３は、フォトカプラ６０１からの入力電圧が所定値を超えると（すなわち、コンデンサ１１４の平滑電圧Ｖｄｃが閾値を下回ると）上記の消灯制御を行うように構成される。したがって、ＭＣＵ４２３における演算は簡素なものでよい。なお、閾値は通常点灯時の平滑電圧Ｖｄｃの８０〜９０％程度の電圧であればよい。

図８に、本実施形態によるＬＥＤ電源装置１の入力電源オフ時（すなわち、消灯制御時）の各部波形を示す。図３と同様に、図８は、（ａ）コンデンサ１１４の平滑電圧Ｖｄｃ、（ｂ）一次側制御電圧Ｖｃｃ１、（ｃ）二次側補助電圧Ｖｓ（実線）及び二次側制御電圧Ｖｃｃ２（破線）、（ｄ）駆動制御ＩＣ３０のＦＢ端子電圧Ｖｆｂ、並びに（ｅ）出力電流Ｉｏｕｔ（すなわちＬＥＤ電流）を示し、横軸は時間である。なお、図は模式図であり、寸法通りではない。

図３の例と同様に、時刻ｔ１までは、平滑電圧Ｖｄｃは４００Ｖ、一次側制御電圧Ｖｃｃ１は１８Ｖ、二次側補助電圧Ｖｓは１８Ｖ、二次側制御電圧Ｖｃｃ２は５Ｖ、ＦＢ端子電圧Ｖｆｂは１．１Ｖ、出力電流Ｉｏｕｔは１００ｍＡである。全光時の出力電流は６００ｍＡであり、約１７％の調光状態で入力電源がオフされた状態が例示される。なお、出力電圧Ｖｏｕｔは３５Ｖ〜９０Ｖ程度となる。

時刻ｔ１において、入力電源ＡＣがオフされる。これにより、図２に示す比較例の場合と同様に、平滑電圧Ｖｄｃが低下し始め、二次側補助電圧Ｖｓも低下し始める。一方、三端子レギュレータ５２３の入力電圧は動作可能電圧よりも高いので正常な動作を継続し、二次側制御電圧Ｖｃｃ２は通常点灯時と同様に５Ｖに維持される。また、一次側制御電圧Ｖｃｃ１も駆動制御ＩＣ３０の動作可能電圧（例えば８Ｖ程度）よりも高いので通常点灯時と同様に動作を継続し、ＦＢ端子電圧Ｖｆｂは時刻ｔ１以前と同様に１．１Ｖに維持される。ただし、平滑電圧Ｖｄｃの低下に伴い出力電流Ｉｏｕｔは減少していく。

時刻ｔ２において、平滑電圧Ｖｄｃが閾値（例えば、３５０Ｖ）を下回ると、この状態が入力電源検出部６０及びＭＣＵ４２３によって検出され、ＭＣＵ４２３はＤＡＣ４２４を介してオペアンプ４１２における電流基準値を低下させる。これにより、駆動制御ＩＣ３０のＦＢ端子電圧Ｖｆｂが１．１Ｖから０．８Ｖに低減される。このＦＢ端子電圧Ｖｆｂの低下により、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の二次側（二次主巻線Ｎ２側）出力電圧はＬＥＤ２の順方向降下電圧Ｖｆ未満となり、ＬＥＤ２は消灯する。その後もスイッチング素子２０１は、ＰＷＭ制御のパルス幅を狭くした状態（例えば、最小パルス幅）で駆動を継続する。このスイッチング動作により、平滑電圧Ｖｄｃ、一次側制御電圧Ｖｃｃ１及び二次側補助電圧Ｖｓが徐々に低下していく。なお、三端子レギュレータ５２３の入力電圧は動作可能電圧よりも高いので正常な動作を継続し、二次側制御電圧Ｖｃｃは通常点灯時と同様に５Ｖに維持される。また、一次側制御電圧Ｖｃｃ１も駆動制御ＩＣ３０の動作可能電圧（例えば８Ｖ程度）よりも高いので通常点灯時と同様に動作を継続する。

時刻ｔ３において、一次側制御電圧Ｖｃｃ１が駆動制御ＩＣ３０の動作可能電圧（８Ｖ）を下回ると（本例においては、時刻ｔ３において二次側制御電圧Ｖｃｃ２は５Ｖ以上であるものとする）、駆動制御ＩＣ３０及びスイッチング素子２０１の駆動が停止され、ＬＥＤ電源装置１の全体の動作が停止する。時刻ｔ１〜ｔ３の時間は、時刻ｔ１〜ｔ２においてコンデンサ１１４のエネルギーがＬＥＤ２で放出された分だけ、第１の実施形態（図３）の時刻ｔ１〜ｔ２までの時間よりも若干短くなる。

なお、第１の実施形態の図４に示す例と同様に、出力制御部４０の動作停止が駆動制御部３０の動作停止よりも先に起こる場合であっても閃光は起こらない。逆に、平滑電圧Ｖｄｃ＜順方向降下電圧Ｖｆ×（二次主巻線Ｎ２ターン数Ｔ２／一次主巻線Ｎ１ターン数Ｔ１）となった時点で出力制御部４０が駆動制御部３０に最大デューティ（最大オン幅）でスイッチング素子２０１を駆動させるようにしてもよい。これにより、閃光の可能性がなくなった時点でコンデンサ１１４の残電圧を放電させ、迅速に消灯制御を終了させることができる。

以上より、本実施形態においても、第１の実施形態に関して上述した効果（１）閃光の防止及び（３）適時な消灯制御に加えて、以下の効果（４）を得ることができる。なお、本実施形態は第２の実施形態（コンデンサインプット型回路）に適用することもできる。

（４）設計自由度の向上
本実施形態によると、入力電源検出部６０の出力は直流となる。従って、出力制御部４０における電流基準値切換え構成に設計の自由度が増す。例えば、フォトカプラ６０１のフォトトランジスタのコレクタ電圧が所定値を超えると（すなわち、平滑電圧Ｖｄｃが閾値未満となると）抵抗４１４に追加の抵抗が並列接続されて電流基準値が低減される構成等とすることができる。

＜変形例＞
以上に本発明の好適な実施形態を示したが、本発明は、例えば以下に示すように種々の態様に変形可能である。

（１）ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の変形
上記各実施形態においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０として、フライバックコンバータを示したが、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は他の方式のコンバータからなるスイッチング電源回路であってもよい。例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、フォワード型コンバータ、非絶縁型の降圧チョッパ回路等であってもよい。

（２）出力制御部４０の変形
上記各実施形態においては、出力制御部４０が定電流制御（電流フィードバック制御）を行う構成を示したが、駆動制御部３０の出力を制限できれば定電流制御は行われなくてもよい。例えば、出力制御部４０が出力電流をフィードフォワード制御する構成であっても本発明の有利な効果を享受できる。また、上記各実施形態では、消灯制御においては第１の二次出力の電圧をＬＥＤ２の順方向降下電圧Ｖｆ未満としてＬＥＤ２を消灯させる構成としたが、閃光が防止される範囲で第１の二次出力の電圧を順方向降下電圧Ｖｆ付近としてＬＥＤ２を減光させる構成としてもよい。

（３）補助電源部５０の変形１
上記各実施形態においては、補助電源部５０の一次側の補助電源回路５１０が二次補助巻線Ｎ３から制御電源を生成する構成を示したが、スイッチング素子２０１に対して設けられたスナバ回路から制御電源を生成する構成としてもよい。例えば、図９に示すように、スイッチング素子２０１のドレイン端子にコンデンサ５１３が接続され、ソース端子（一次グランド）にダイオード５１４のアノードが接続される。そして、コンデンサ５１３とダイオード５１４の接続点がダイオード５１５のアノードに接続され、ダイオード５１５のカソードがコンデンサ５１２の正極端に接続される。これにより、スイッチング素子２０１のオン／オフ時にコンデンサ５１３に発生するパルス状の電圧を一次側制御電圧Ｖｃｃ１の生成に利用することができる。なお、コンデンサ５１３に発生する電圧、すなわち、補助電源回路５１０の電源生成能力は、（平滑電圧Ｖｄｃが同じであれば）スイッチング素子２０１の駆動におけるパルス幅ではなくスイッチング周波数に依存する。したがって、消灯制御時にスイッチング素子２０１の駆動パルス幅を狭めても一次側電源電圧Ｖｃｃ１の供給能力が比較的高い状態で確保される。

（４）補助電源部５０の変形２
上記各実施形態においては、二次側補助電圧Ｖｓから二次側制御電圧Ｖｃｃ２を生成するレギュレータ回路として三端子レギュレータ５２３を用いたが、シリーズレギュレータによる降圧回路を用いてもよいし、降圧チョッパ回路、リンギングチョークコンバータ回路等を用いてもよい。また、上記各実施形態においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０がフライバックコンバータで構成され、一次側制御電圧Ｖｃｃ１及び二次側補助電圧Ｖｓが、フライバックコンバータのトランスの補助巻線から生成される構成を示したが、これらの制御電圧が生成される構成はこれに限られない。例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０がフォワード型コンバータからなる場合には、一次側制御電圧Ｖｃｃ１及び二次側補助電圧Ｖｓは、トランス二次巻線に直列接続されるチョークコイルに設けられた補助巻線から生成されるようにすることもできる。

１ ＬＥＤ電源装置
２ ＬＥＤ
３ ＬＥＤ照明装置
１０ ＡＣ／ＤＣ変換部
２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
３０ 駆動制御部
４０ 出力制御部
５０ 補助電源部
６０ 入力電源検出部
１０１ 全波整流器
１１０ 力率改善回路
１１４ コンデンサ（平滑コンデンサ）
２０１ スイッチング素子
２０２ トランス
６０４ 全波整流器（整流器）
６０５ ダイオード（整流器）

Claims (9)

1. ＬＥＤ電源装置であって、
   交流入力電圧を直流変換して平滑コンデンサを充電するＡＣ／ＤＣ変換部と、
   一次側のスイッチング素子のスイッチング動作によって前記平滑コンデンサの電圧を変圧して、変圧された第１の二次出力をＬＥＤに供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記交流入力電圧を検出する入力電源検出部と、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの第２の二次出力が給電されて前記スイッチング素子を駆動するように構成され、前記交流入力電圧の停止が検出された場合に、前記スイッチング素子の駆動を継続させて前記第２の二次出力が供給される状態で前記第２の二次出力に対する前記第１の二次出力の割合を低減するように前記スイッチング素子の駆動を制御する制御部と
   を備えたＬＥＤ電源装置。
2. 請求項１に記載のＬＥＤ電源装置において、前記制御部が、前記交流入力電圧の停止が検出された場合に前記第１の二次出力の電圧が前記ＬＥＤの順方向降下電圧未満となるように前記スイッチング素子の駆動を制御する、ＬＥＤ電源装置。
3. 請求項１又は２に記載のＬＥＤ電源装置において、前記ＡＣ／ＤＣ変換部が、前記交流入力電圧を整流する全波整流器と、前記平滑コンデンサを含み前記全波整流器の脈流出力を昇圧して該平滑コンデンサに充電する力率改善回路を含み、前記入力電源検出部及び前記制御部が、前記脈流出力に基づいて前記交流入力電圧の停止を検出するように構成されたＬＥＤ電源装置。
4. 請求項１又は２に記載のＬＥＤ電源装置において、前記入力電源検出部が、前記交流入力電圧を整流する整流器を備え、前記入力電源検出部及び前記制御部が、前記整流器の脈流出力に基づいて前記交流入力電圧の停止を検出するように構成されたＬＥＤ電源装置。
5. 請求項１又は２に記載のＬＥＤ電源装置において、前記入力電源検出部が、前記平滑コンデンサの平滑電圧を検出するように構成され、前記平滑電圧が所定の閾値未満となった場合に前記入力電源検出部及び前記制御部が前記交流入力電圧の停止を検出するように構成されたＬＥＤ電源装置。
6. 請求項１から５のいずれか一項に記載のＬＥＤ電源装置において、前記制御部が、外部からの調光指令信号が示す調光率に応じて前記スイッチング素子の駆動を制御するように構成されるとともに、前記調光率が所定の調光率以下の場合でかつ前記交流入力電圧の停止が検出された場合に前記第２の二次出力に対する前記第１の二次出力の割合を低減するように構成されたＬＥＤ電源装置。
7. 請求項６に記載のＬＥＤ電源装置において、前記所定の調光率が２０％に設定されたＬＥＤ電源装置。
8. 請求項１から７のいずれか一項に記載のＬＥＤ電源装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータがトランスを有する絶縁型フライバックコンバータからなり、前記トランスの補助巻線に前記制御部が接続されたＬＥＤ電源装置。
9. 請求項１から８のいずれか一項に記載のＬＥＤ電源装置と、前記ＬＥＤとを備えたＬＥＤ照明装置。

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