JP5203444B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源電圧を直流電源電圧に変換するスイッチング電源装置に関し、特に、二次側の出力電圧が供給される負荷の状態に応じて一次側のＰＦＣ回路（Power Factor Collectionの略称：力率改善回路）の動作を制御する機能を備えたスイッチング電源装置に関する。

従来から、直流を別の直流に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、このＤＣ−ＤＣコンバータの前段に設けられて、交流入力の力率改善を行うＰＦＣ回路とを備えたスイッチング電源装置が使用されている。このスイッチング電源装置においては、交流電源を全波整流する全波整流回路の後段に、チョークコイル、スイッチング素子、ダイオード及び平滑コンデンサを備えたＰＦＣ回路を設け、このＰＦＣ回路により全波整流出力を昇圧・平滑して力率改善した直流電圧をＤＣ−ＤＣコンバータに入力する。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＰＦＣ回路からの直流電圧をトランスの一次側巻線を介してスイッチング素子によりオン／オフさせることにより高周波電圧に変換し、二次側巻線に発生する高周波電圧を整流・平滑して、負荷となる機器の要求する直流電圧に変換する。

近年、環境保護などの観点から、スイッチング電源装置の電力変換効率の改善が求められており、特に待機時の消費電力の低減が重要になってきている。例えば、スイッチング素子のオン／オフ制御に関しては、待機時にスイッチング周波数を低下させたり、間欠動作（バースト動作）させたりする等、各種方法が提案されている（例えば、特許文献１）。

また、ＰＦＣ回路についても、待機時の電力消費を抑えるために、負荷回路の電力消費を検出し、負荷回路の電力消費が所定の電力レベルを超えた時にＰＦＣ回路を動作させる方法が提案されている（例えば、特許文献２）。

特開２００７−１３５２７７号公報 特開２００１−１１９９５６号公報

しかし、特許文献２の構成の場合、待機時の電力消費は抑えられるものの、一旦ＰＦＣ回路が動作した場合（すなわち、負荷回路の電力消費が所定の電力レベルを超えている場合）には、ＰＦＣ回路は、その負荷の状態に拘わらず事実上連続的に電力を消費してしまうという問題がある。

本発明は、二次側の負荷の状態に応じてＰＦＣ回路の動作状態を制御することにより、無駄な電力消費を防ぎ、高効率のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、本願発明のスイッチング電源装置は、一次側回路と二次側回路を有するスイッチング電源装置であって、一次側回路は、交流電源電圧を整流する整流回路と、整流回路から出力される電流の波形を整形し昇圧して第１の直流電圧を出力する第１の直流化回路と、第１の直流電圧が一端に印加される一次巻線と、一次巻線の他端に接続され一次巻線に流れる電流をオン／オフする第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、第１の直流化回路を駆動するための電源を供給する電源供給回路と、を有し、二次側回路は、一次巻線との間で電磁誘導を生じる二次巻線と、二次巻線に生じる電圧を整流し平滑化して第２の直流電圧を負荷回路に供給する第２の直流化回路と、を有し、一次側回路は、負荷回路の負荷に対応した電圧を出力する出力回路をさらに有し、第１の直流化回路は、整流回路から出力される電流をオン／オフする第２のスイッチング素子と、第１の直流電圧に基づいて検出電圧を生成する検出電圧生成回路と、該検出電圧が所定の一定電圧となるように第２のスイッチング素子を制御するＰＦＣ制御回路と、出力回路から出力される電圧に基づいて検出電圧を変化させる検出電圧制御回路と、を有する。

このように、負荷回路の負荷に対応した電圧に基づいて第１の直流化回路の検出電圧を変化させることで、第１の直流化回路の無駄な電力消費を防ぎ、高効率のスイッチング電源装置が実現される。

また、検出電圧制御回路は、出力回路から出力される電圧に基づいて検出電圧を段階的に変化させる構成とすることができる。

また、電源供給回路は、一次巻線との間で電磁誘導を生じる一次補助巻線を有し、出力回路は、一次補助巻線に生じる電圧を平均化した平均電圧を生成し出力する構成とすることができる。この場合、検出電圧制御回路は、平均電圧が所定の基準電圧より大きい時に第１の検出電圧を設定し、平均電圧が所定の基準電圧より小さい時に第１の検出電圧よりも大きい第２の検出電圧を設定する構成としてもよい。また、この場合、第１の直流電圧は、検出電圧が第１の検出電圧の時に第１の電圧となり、検出電圧が第２の検出電圧の時に第１の電圧よりも小さい第２の電圧となる構成としてもよい。

また、検出電圧制御回路は、検出電圧と所定の基準電圧との電圧差を検出する電圧差検出回路と、該電圧差に基づいて第１の検出電圧と前記第２の検出電圧とを切り換えるスイッチ回路とを有する構成とすることができる。この場合、電圧差検出回路は、検出電圧と所定の基準電圧との電圧差に略等しい電圧を生成するツェナーダイオードを有する構成としてもよい。

また、電源供給回路は、一次補助巻線に生じる電圧を整流し平滑化して第３の直流電圧を生成する第３の直流化回路を有し、該第３の直流電圧を第１の直流化回路を駆動するための電源として供給する構成とすることができる。

以上のように本発明によれば、二次側の負荷の状態に応じてＰＦＣ回路の動作状態を制御することにより、無駄な電力消費を防ぎ、高効率のスイッチング電源装置を提供することが可能となる。

本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置１の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置１の一次側補助巻線の両端に生じる電圧を示す波形図である。 図１の負荷検出電圧Ｖ３（コンデンサ１４０の一端側）の電圧を示す波形図である。 本発明の実施の形態に係る制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作する時の負荷検出電圧Ｖ３ｃとトランジスタ１３９のオン／オフの関係を示す波形図である。

本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置について以下に説明する。

図１は、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置１の回路図である。スイッチング電源装置１は、一次側回路に入力される交流電力をトランス４００によって変換し、二次側回路から一定の直流電力を出力する電源装置である。トランス４００は、一次側巻線１５０、一次側補助巻線１７０及び二次側巻線２１０を有する。スイッチング電源装置１の一次側回路は、ダイオードブリッジ回路１１０、ＰＦＣ回路１２０、ＰＦＣ待機制御回路１３０、一次側巻線１５０、ＦＥＴ１５２、抵抗１５３、１５４、電源制御用ＩＣ１５５、一次側補助巻線１７０、ダイオード１５８、コンデンサ１５７、フォトトランジスタ１５６で構成される。また、スイッチング電源装置１の二次側回路は、二次側巻線２１０、ダイオード２１５、コンデンサ２２０、抵抗２２５、発光ダイオード２３０、シャントレギュレータ２３５、抵抗２４０、２４５によって構成される。発光ダイオード２３０とフォトトランジスタ１５６は、フォトカプラ２００を構成し、発光ダイオード２３０から出射された光はフォトトランジスタ１５６で受光され光電変換される。なお、実際の回路においては、ノイズフィルタ等の回路部品をさらに備えているが、図１においては、説明の便宜上、回路を簡易化して示している。

ダイオードブリッジ回路１１０に入力（印加）される商用電源（ＡＣ１００〜２２０Ｖ）は、ダイオードブリッジ回路１１０によって全波整流され、ＰＦＣ回路１２０に出力される。

ＰＦＣ回路１２０は、後述するように、ＰＦＣ待機制御回路１３０によって動作状態及び電源の供給が制御され、ダイオードブリッジ回路１１０によって全波整流された整流電圧の力率を改善し昇圧する回路である。ＰＦＣ回路１２０は、コンデンサ１２５の端子間電圧が所定の電圧となるように制御する。ここで、コンデンサ１２５の＋端子側の電圧を一次直流電圧Ｖ１（又は、ＰＦＣ出力電圧）、−端子側の電圧を一次側回路のグラウンド（ＧＮＤ１）と定義する。

一次直流電圧Ｖ１は、トランス４００の一次側巻線１５０の一端、制御用ＩＣ１５５のＶＨ端子及びＰＦＣ待機制御回路１３０の抵抗１２６の一端に接続される。

一次側巻線１５０の他端は、ＦＥＴ１５２のドレイン端子に接続される。また、ＦＥＴ１５２のソース端子は、抵抗１５３及び１５４を介して一次側回路のグラウンドＧＮＤ１及び制御用ＩＣ１３０のＩＳ端子にそれぞれ接続され、ゲート端子は、制御用ＩＣ１５５のＯＵＴ端子に接続される。

ＦＥＴ１５２は、例えば、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−ＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄ−ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であり、ゲート端子に入力される電圧によって、ドレイン端子−ソース端子間に流れる電流が制御される。本実施形態のＦＥＴ１５２は、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴであり、ゲート端子に入力される電圧が上昇するとドレイン端子−ソース端子間に電流が流れる（すなわち、オンする）ように構成されている。

制御用ＩＣ１５５は、ＦＥＴ１５２のオン／オフを制御するためのＩＣである。制御用ＩＣ１５５は、所定の周波数のスイッチングパルスを生成して制御用ＩＣ１５５のＯＵＴ端子より出力する。スイッチングパルスが、ＦＥＴ１５２のゲート端子に入力されると、ＦＥＴ１５２がオンし、一次直流電圧Ｖ１に起因する電流（一次電流）が一次側巻線１５０、ＦＥＴ１５２及び抵抗１５３を通って一次側回路のグラウンドＧＮＤ１に流れる。制御用ＩＣ１５５の制御によりＦＥＴ１５２が断続的にオン／オフすることにより、一次側補助巻線１７０及び二次側巻線２１０に断続的な電圧が誘起される。

一次側補助巻線１７０に誘起された電圧は、ダイオード１５８によって整流され、コンデンサ１５７によって平滑化されて、制御用ＩＣ１５５のＶｃｃ端子（電源端子）及びトランジスタ１３９のエミッタに印加される。すなわち、制御用ＩＣ１５５は、コンデンサ１５７によって平滑化された電圧が印加されることによって駆動される。なお、制御用ＩＣ１５５の起動時には、一次側補助巻線１７０に電圧が誘起されないため、制御用ＩＣ１５５は、制御用ＩＣ１５５のＶＨ端子に供給される一次直流電圧Ｖ１に起因する電流によって起動される。

制御用ＩＣ１５５のＩＳ端子には、抵抗１５４を介してＦＥＴ１５２のソース端子が接続される。ＦＥＴ１５２と抵抗１５３は、いわゆるソースフォロアを構成し、ＦＥＴ１５２のソース端子の電圧は、ＦＥＴ１５２を流れる電流に比例する。制御用ＩＣ１５５は、ＩＳ端子に印加される電圧を監視することにより、過電流を検出している。

制御用ＩＣ１５５のＦＢ端子には、フォトトランジスタ１５６のコレクタが接続され、フォトトランジスタ１５６のエミッタはグラウンドＧＮＤ１に接続される。フォトトランジスタ１５６は、後述するように、二次直流電圧Ｖ２（ＤＣ出力）の電圧値によって光量が変化する発光ダイオード２３０からの光を受光し、光電変換することによってその受光量に応じた電流を流す。制御用ＩＣ１５５は、フォトトランジスタ１５６を流れる電流から、二次側回路に接続される負荷回路の負荷によって変動する二次直流電圧Ｖ２の電圧値を検出し、二次直流電圧Ｖ２の電圧値が一定となるように（すなわち、発光ダイオード２３０を流れる電流が一定となるように）、ＦＥＴ１５２に供給するスイッチングパルスのデューティ―比及び周波数を変化させる。以上のように、発光ダイオード２３０とフォトトランジスタ１５６によって、二次直流電圧Ｖ２の電圧値が、電気的に絶縁された一次側回路にフィードバックされることとなる。

二次側巻線２１０の両端に断続的に誘起された電圧は、ダイオード２１５によって整流され、コンデンサ２２０によって平滑化されて二次直流電圧Ｖ２を生成する。そして、二次直流電圧Ｖ２が、ＤＣ出力（＋Ｖ端子とＧＮＤ端子間の電位差）として不図示の負荷回路に供給される。

発光ダイオード２３０、シャントレギュレータ２３５、抵抗２２５、２４０、２４５は、二次直流電圧モニタ回路を構成している。

シャントレギュレータ２３５は、リファレンス端子の電圧によって、シャントレギュレータ２３５を流れる電流を制御する素子である。抵抗２４０と２４５は、二次直流電圧Ｖ２と二次側回路のグラウンドＧＮＤ２間に直列に挿入され、シャントレギュレータ２３５のリファレンス端子には、抵抗２４０と２４５の接続点の電圧が印加される。シャントレギュレータ２３５のリファレンス端子の電圧が所定値よりも小さい場合にはシャントレギュレータ２３５に流れる電流は少なくなり、逆にリファレンス端子の電圧が所定値よりも大きい場合にはシャントレギュレータ２３５に流れる電流は大きくなる。本実施形態の場合、シャントレギュレータ２３５のリファレンス端子には、二次直流電圧Ｖ２を抵抗２４０と２４５によって抵抗分圧した電圧が印加されるため、二次直流電圧Ｖ２の電圧値に応じて発光ダイオード２３０の発光量が変化する。

以上のような構成により、本実施形態のスイッチング電源装置１は、安定した二次直流電圧Ｖ２をＤＣ出力として不図示の負荷回路に供給する。なお、本実施形態の制御用ＩＣ１５５は、所定の電力供給を必要とする負荷回路に対し安定した二次直流電圧Ｖ２を生成・供給する通常モードに加え、特許文献１に記載の制御用ＩＣと同様、負荷回路の負荷に応じて、スイッチングパルスの周波数を低下させる周波数低減モード、及び、スイッチングパルスを間欠的に出力するバーストモードを有している。具体的には、制御用ＩＣ１５５は、発光ダイオード２３０によって検出される二次直流電圧Ｖ２の変動（すなわち、フォトトランジスタ１５６が受光する光量の変動）と、ＦＥＴ１５２に供給するスイッチングパルスのデューティ―比及び周波数との関係から二次側回路に接続される負荷回路の負荷を検出し、この負荷に応じて、通常モード、周波数低減モード及びバーストモードを切り替えて動作するように構成されている。例えば、通常モードの時（すなわち、負荷回路の負荷が定格負荷の時）、制御用ＩＣ１５５は、二次直流電圧Ｖ２の変動をモニタしながら、所定の周波数（例えば、１３０ｋＨｚ）のスイッチングパルスのデューティ―比を制御する。そして、スイッチングパルスのデューティ―比が所定のデューティ―比（例えば、１０％）よりも小さくなると、負荷回路の負荷が軽くなった（軽負荷となった）と判断し、徐々にスイッチングパルスの周波数を低くし、周波数低減モードに移行する。そして、スイッチングパルスの周波数が所定の周波数（例えば、１０ｋＨｚ）よりも低くなると、負荷回路の負荷が無負荷に近くなったと判断し、さらに周波数を下げると共に（例えば、５００Ｈｚ）、間欠的なパルス（例えば、５パルス）を一定周期で出力するバーストモードに移行する。このように、本実施形態の制御用ＩＣ１５５は、負荷回路の負荷に合わせてスイッチングパルスの供給モードを変えることで、二次直流電圧Ｖ２からは、所定の電圧を出力しつつ、一次側回路での電力の消費を抑えている。

次に、本実施形態のＰＦＣ回路１２０及びＰＦＣ待機制御回路１３０について説明する。

ＰＦＣ回路１２０は、コンデンサ１２１、チョークコイル１２２、ＦＥＴ１２３、ダイオード１２４、コンデンサ１２５、抵抗１２６、１２７、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８で構成される。ダイオードブリッジ回路１１０の出力は、コンデンサ１２１の両端にそれぞれ接続され、コンデンサ１２１の一端は、チョークコイル１２２の一端に接続される。チョークコイル１２２の他端は、ダイオード１２４のアノード及びＦＥＴ１２３のドレイン端子に接続される。また、ＦＥＴ１２３のソース端子は、グラウンドＧＮＤ１に接続される。ＦＥＴ１２３のゲート端子は、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＯＵＴ端子に接続され、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８からのＰＦＣ制御パルスが入力される。ダイオード１２４のカソードとグラウンドＧＮＤ１との間には、コンデンサ１２５が接続される。また、ダイオード１２４のカソードとグラウンドＧＮＤ１との間には、抵抗１２６、１２７が直列に接続される。抵抗１２６と抵抗１２７の接続点は、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＦＢ端子に接続され、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８に一次直流電圧Ｖ１を抵抗１２６と抵抗１２７とで分圧した電圧（以下、「センシング電圧」という）がフィードバックされる。また、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＧＮＤ端子は、グラウンドＧＮＤ１に接続され、Ｖｃｃ端子（電源端子）は、ＰＦＣ待機制御回路１３０のトランジスタ１３９のコレクタに接続される。

ＰＦＣ回路１２０は、ダイオードブリッジ回路１１０の両端子間にチョークコイル１２２とＦＥＴ１２３との直列回路を接続し、ＦＥＴ１２３の両端子間（ソース―ドレイン間）にダイオード１２４とコンデンサ１２５との直列回路を接続することで昇圧チョッパ回路を構成している。ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８は、ＦＢ端子に入力されるセンシング電圧をモニタしながらＦＥＴ１２３をオン／オフ制御する（すなわち、ＦＥＴ１２３のゲート端子にＰＦＣ制御パルスを出力する）ことにより、ダイオードブリッジ回路１１０によって全波整流された電流の波形を正弦波に近づけて力率を改善し、昇圧している。本実施形態のＰＦＣ回路１２０においては、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モードに応じて（すなわち、負荷回路の負荷に応じて）、ＰＦＣ出力電圧（すなわち、一次直流電圧Ｖ１）が切り換わるように構成されている。例えば、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モードが通常モードである場合（すなわち、負荷回路の負荷が定格負荷である場合）には、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８は、ＰＦＣ出力電圧が約４００ＶとなるようにＦＥＴ１２３をオン／オフし、スイッチングパルスの供給モードが周波数低減モード又はバーストモードである場合（すなわち、負荷回路の負荷が軽負荷又は無負荷である場合）には、ＰＦＣ出力電圧が２００〜３００ＶとなるようにＦＥＴ１２３をオン／オフする。このように、本実施形態のＰＦＣ回路１２０は、負荷回路の負荷が軽負荷又は無負荷である場合に、ＰＦＣ出力電圧を低下させることにより、電力消費を抑えている。

ＰＦＣ待機制御回路１３０は、抵抗１３３、トランジスタ１３４、抵抗１３５、ツェナーダイオード１３６、１３７、抵抗１３８、トランジスタ１３９、コンデンサ１４０、抵抗１４１、１４２、ダイオード１４３で構成される。ＰＦＣ待機制御回路１３０は、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧に基づいて、トランジスタ１３４及びトランジスタ１３９をオン／オフし、ＰＦＣ回路１２０の動作状態及びＰＦＣ制御用ＩＣ１２８の電力供給を制御する。コンデンサ１４０及び抵抗１４１は並列に接続され、その一端はグラウンドＧＮＤ１に、また、他端は抵抗１４２の一端、ツェナーダイオード１３６、１３７のアノードにそれぞれ接続される。また、抵抗１４２の他端は、ダイオード１４３のアノードに接続され、ダイオード１４３のカソードは、一次側補助巻線１７０の一端に接続される。後述するように、コンデンサ１４０、抵抗１４１、１４２、ダイオード１４３は、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モードを検出することにより、負荷回路の負荷を検出する負荷検出回路を構成している。また、抵抗１３３、トランジスタ１３４、抵抗１３５、ツェナーダイオード１３６は、負荷検出回路の出力に基づいてＰＦＣ回路１２０のセンシング電圧を切り換えるセンシング電圧切り換え回路を構成している。また、トランジスタ１３９、抵抗１３８、ツェナーダイオード１３７は、負荷検出回路の出力に基づいてＰＦＣ制御用ＩＣ１２８の電源をオン／オフする電源制御回路を構成している。

図２は、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置１の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を示す波形図である。図２（ａ）は、制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を示す波形図であり、図２（ｂ）は、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を示す波形図であり、図２（ｃ）は、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を示す波形図である。

上述のように、負荷回路にある程度の電力供給が要求される場合（すなわち、負荷回路の負荷が定格負荷の場合）、制御用ＩＣ１５５は通常モードで動作し、フォトトランジスタ１５６の受光量に応じた、所定の周波数（例えば、１３０ｋＨｚ）且つ所定のデューティ（例えば、１０％〜９０％）のスイッチングパルスをＦＥＴ１５２のゲート端子に供給する。そして、ＦＥＴ１５２が断続的にオン／オフすることにより、一次側巻線１５０に蓄積されたエネルギーが一次側補助巻線１７０に伝達され、図２（ａ）に示される電圧が一次側補助巻線１７０の両端に生じる。なお、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧Ｖａは、一次側巻線１５０の巻数をＮＰ１、一次側補助巻線１７０の巻数をＮＰ２とした場合、以下の式（１）で表わされる。
Ｖａ＝Ｖ１×ＮＰ２／ＮＰ１・・・（１）

上述したように、本実施形態のＰＦＣ回路１２０においては、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モードに応じて、ＰＦＣ出力電圧（すなわち、一次直流電圧Ｖ１）が切り換わるように構成されており、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モードが通常モードである場合、一次直流電圧Ｖ１が約４００Ｖとなる。従って、図２（ａ）に示される電圧波形の振幅は、式（１）のＶ１に４００Ｖを代入して得られる。

負荷回路の負荷が定格負荷よりも軽くなると（すなわち、軽負荷となると）、制御用ＩＣ１５５は周波数軽減モードで動作し、所定の周波数（例えば、１０〜１３０ｋＨｚ）且つ所定のデューティ（例えば、１０％）のスイッチングパルスをＦＥＴ１５２のゲート端子に供給する。その結果、一次側補助巻線１７０の両端には、図２（ｂ）に示される電圧が生じる。周波数低減モードにおいては、ＰＦＣ回路１２０によって、一次直流電圧Ｖ１が２００〜３００Ｖとなるように制御されているため、図２（ｂ）に示される電圧波形の振幅は、図２（ａ）に示される電圧波形の振幅よりも小さくなる。

負荷回路の負荷が軽負荷よりもさらに軽くなり、無負荷の状態に近くなると、制御用ＩＣ１５５はバーストモードで動作し、軽負荷の時よりもさらに低い所定の周波数（例えば、５００Ｈｚ）で、所定数のパルス（例えば、５パルス）をスイッチングパルスとしてＦＥＴ１５２のゲート端子に供給する。その結果、一次側補助巻線１７０の両端には、図２（ｃ）に示される電圧が生じる。バーストモードにおいては、周波数低減モードと同様、ＰＦＣ回路１２０によって、一次直流電圧Ｖ１が２００〜３００Ｖとなるように制御されているため、図２（ｃ）に示される電圧波形の振幅は、図２（ｂ）に示される電圧波形の振幅と略等しくなる。

コンデンサ１４０、抵抗１４１、１４２、ダイオード１４３によって構成される負荷検出回路は、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を平均化する回路である。一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧をコンデンサ１４０と抵抗１４１によってフィルタ（積分）して、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧の平均値をコンデンサ１４０の一端に負の電圧として出力する。上述のように、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧は、一次側巻線１５０に蓄積されたエネルギー、すなわち、スイッチングパルスのオン／オフの状態（周波数、デューティー比）によって変化し、スイッチングパルスのオン／オフの状態は、負荷回路の負荷によって変化するため、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧の平均値は、負荷回路の負荷を表すこととなる。以下、本明細書においては、コンデンサ１４０の一端側の電圧を「負荷検出電圧Ｖ３」と称する。

図３は、本実施形態の負荷検出電圧Ｖ３を示す波形図である。図３（ａ）は、制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３を示す波形図であり、図３（ｂ）は、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３を示す波形図であり、図３（ｃ）は、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３を示す波形図である。なお、図３（ａ）〜（ｃ）中の点線で示す波形は、負荷検出回路によって平均化する前の波形、すなわち、図２（ａ）〜（ｃ）に示した一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧をそれぞれ示している。

上述のように、制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧波形は、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧波形と比較し、周波数が高く、また振幅も大きい。従って、制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３ａは、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３ｂよりも大きくなり、負の方向に比較的大きな電圧として出力される（図３（ａ））。なお、本実施形態においては、コンデンサ１４０と抵抗１４１によるフィルタの時定数は、制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している時のスイッチングパルスの周波数と比較して十分に長くなるように設定されており、負荷検出電圧Ｖ３ａは負の一定電圧となる。

逆に、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３ｂは、制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３ａよりも小さくなるため、負の方向に負荷検出電圧Ｖ３ａよりも小さな電圧として出力される（図３（ｂ））。この場合も、通常モードと同様、コンデンサ１４０と抵抗１４１によるフィルタの時定数は、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時のスイッチングパルスの周波数と比較して長くなるように設定されており、負荷検出電圧Ｖ３ｂは負の一定電圧となる。

制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧波形は、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧波形と比較し、周波数が低く、また間欠的に出力されるパルス幅も短い。従って、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３ｃは、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作している時の負荷検出電圧Ｖ３ｂよりも小さくなり、負の方向に負荷検出電圧Ｖ３ｂよりも小さな電圧として出力される（図３（ｃ））。なお、本実施形態においては、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作している場合に、制御用ＩＣ１５５がＦＥＴ１５２へ出力するスイッチングパルスの周波数が、コンデンサ１４０と抵抗１４１によるフィルタの時定数よりも短くなるように設定されている。従って、負荷検出電圧Ｖ３ｃは、スイッチングパルス（所定数のパルス）と同期して変動し、リップルを持った電圧波形となる。

以上のように、本実施形態の負荷検出回路は、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を平均化し、負の出力電圧（負荷検出電圧Ｖ３）として出力する。そして、この負荷検出電圧Ｖ３は、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モード（すなわち、負荷回路の負荷）を示す電圧となっている。本実施形態のＰＦＣ待機制御回路１３０は、この負荷検出電圧Ｖ３を利用して、ＰＦＣ回路１２０の動作状態及びＰＦＣ制御用ＩＣ１２８の電力供給を制御している。

制御用ＩＣ１５５が通常モードで動作している場合、負荷検出回路の出力（負荷検出電圧Ｖ３）は負の方向に大きな電圧として出力される（Ｖ３ａ）。本実施形態においては、トランジスタ１３４及び１３９のエミッタ電圧と負荷検出電圧Ｖ３ａの電位差が、ツェナーダイオード１３６及び１３７のツェナー電圧よりも大きくなるように設定されている。従って、ツェナーダイオード１３６及び１３７にトランジスタ１３４及び１３９を介してツェナー電流が流れ、トランジスタ１３４及び１３９がオンする。トランジスタ１３９がオンすると、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）には、トランジスタ１３９を介してコンデンサ１５７からの電流が供給され、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が動作することとなる。また、トランジスタ１３４がオンすると、抵抗１３３と抵抗１２７が並列接続される。そして、この時の抵抗１２６、１２７の接続点の電圧（ＰＦＣのセンシング電圧）に基づいて、一次直流電圧Ｖ１が約４００ＶとなるようにＰＦＣ回路１２０が動作する。

制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作すると、負荷検出回路の出力は負の方向において減少する（Ｖ３ｂ）。この時、トランジスタ１３９のエミッタ電圧と負荷検出電圧Ｖ３ｂの電位差が、ツェナーダイオード１３７のツェナー電圧よりも大きくなり、また、トランジスタ１３４のエミッタ電圧と負荷検出電圧Ｖ３ｂの電位差が、ツェナーダイオード１３６のツェナー電圧よりも小さくなるように設定されている。すなわち、トランジスタ１３９がオンし、トランジスタ１３４がオフするように構成されている。トランジスタ１３９がオンすることにより、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）には、トランジスタ１３９を介してコンデンサ１５７からの電流が供給されることとなり、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が動作することとなる。また、トランジスタ１３４がオフすることにより、抵抗１３３と抵抗１２７の並列接続が解かれる。抵抗１３３と抵抗１２７の並列接続が解かれると、ＰＦＣのセンシング電圧は、一次直流電圧Ｖ１を抵抗１２６と抵抗１２７とで分圧した電圧となるため、上述の通常モードの時のＰＦＣのセンシング電圧と比較すると上昇することとなる。そして、この上昇したセンシング電圧がＰＦＣ制御用ＩＣ１２８にフィードバックされると、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８はセンシング電圧を下げるようにＦＥＴ１２３をオン／オフ制御するため、一次直流電圧Ｖ１が低下し、２００〜３００Ｖとなる。このように、本実施形態のＰＦＣ待機制御回路１３０は、制御用ＩＣ１５５が周波数低減モードで動作する時に、ＰＦＣ出力電圧（一次直流電圧Ｖ１）を低下させることで不必要な電力の消費を抑え、電力効率を高めている。

制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作すると、負荷検出回路の出力は負の方向においてさらに減少し、リップルが生じる（Ｖ３ｃ）。本実施形態では、リップルの谷の部分（負の方向に大きくなる部分）で、トランジスタ１３９のエミッタ電圧と負荷検出電圧Ｖ３ｃの電位差が、ツェナーダイオード１３７のツェナー電圧よりも大きくなり、また、リップルの山の部分（負の方向に小さくなる部分）で、トランジスタ１３９のエミッタ電圧と負荷検出電圧Ｖ３ｃの電位差が、ツェナーダイオード１３７のツェナー電圧よりも小さくなるように設定されている。

図４は、本実施形態の制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作する時の負荷検出電圧Ｖ３ｃとトランジスタ１３９のオン／オフの関係を示す波形図である。図４に示すように、制御用ＩＣ１５５からＦＥＴ１５２にスイッチングパルス（所定数のパルス）が出力され負荷検出電圧Ｖ３ｃが低下した場合（負の方向に大きくなった場合）、リップル電圧ΔＶの範囲内の所定の閾値電圧で、トランジスタ１３９がオンし、また、スイッチングパルスが停止し負荷検出電圧Ｖ３ｃが上昇した場合（負の方向に小さくなった場合）、リップル電圧ΔＶの範囲内の所定の閾値電圧で、トランジスタ１３９がオフするようにツェナーダイオード１３７のツェナー電圧が設定されている。すなわち、トランジスタ１３９は、負荷検出電圧Ｖ３ｃのリップルに同期して間欠的にオン／オフする。また、制御用ＩＣ１５５がバーストモードの時、トランジスタ１３４のエミッタ電圧と負荷検出電圧Ｖ３ｃの電位差が、ツェナーダイオード１３６のツェナー電圧よりも小さくなるように設定されている。すなわち、トランジスタ１３４は、常にオフするように構成される。従って、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＶｃｃ端子（電源端子）には、コンデンサ１５７からの電流がトランジスタ１３９を介して間欠的に供給されることとなり、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が間欠的に動作することとなる。また、トランジスタ１３４がオフすることにより、抵抗１３３と抵抗１２７の並列接続が解かれる。抵抗１３３と抵抗１２７の並列接続が解かれると、上述の周波数低減モードと同様、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が間欠的に動作した時に一次直流電圧Ｖ１が２００〜３００Ｖとなるように制御される。このように、本実施形態のＰＦＣ待機制御回路１３０は、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作する時に、ＰＦＣ出力電圧（一次直流電圧Ｖ１）を低下させ、さらに、スイッチングパルスと同期して、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８への電源の供給を間欠的に行うことで、電力の消費を抑え、電力効率をさらに高めている。換言すると、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作する場合、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８は、一次側巻線１５０に電力供給が必要なタイミングでのみ動作し、ＰＦＣ出力電圧は、一次側巻線１５０に必要な電力だけ供給できる電圧とされる。従って、一次側巻線１５０に電力供給が不要なタイミングでの電力消費が抑えられる。なお、本実施形態においては、トランジスタ１３９がオフしている間、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が停止することとなるが、この間での一次側巻線１５０による電力消費がないため、一次直流電圧Ｖ１は、コンデンサ１２５の自然放電による電圧の低下があるものの、約４００Ｖを維持する。

以上のように、本実施形態のＰＦＣ回路１２０においては、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モードに応じて（すなわち、負荷回路の負荷に応じて）、ＰＦＣ出力電圧（すなわち、一次直流電圧Ｖ１）を切り換え、電力消費を抑えている。また、制御用ＩＣ１５５がバーストモードで動作する場合（すなわち、負荷回路の負荷が無負荷に近い場合）には、さらにＰＦＣ制御用ＩＣ１２８を間欠的に動作させることで、ＰＦＣ回路１２０を能動的な状態（すなわち、ＰＦＣ出力電圧が一定の電圧となる状態）に保ちつつ、電力消費を抑えている。すなわち、本実施形態のＰＦＣ回路１２０は、バーストモードにおいてもＰＦＣ出力電圧（一次直流電圧Ｖ１）をほぼ一定に保っているため、負荷回路の負荷が重くなり、バーストモードから通常モードに復帰する場合であっても、ＰＦＣ回路１２０の動作が遅れることはなく、出力電圧（二次直流電圧Ｖ２）に一時的な落ち込みを発生させることがない。

以上が、本発明の実施の形態の説明であるが、本発明は、上述した実施形態の構成に限定されるものではなく、発明の技術的思想の範囲内において様々な変形が可能である。例えば、本実施形態においては、一次側補助巻線１７０の両端に生じる電圧を平均化する負荷検出回路を用いて、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モードを検出する構成としたが、この構成に限定されるものではなく、制御用ＩＣ１５５からＦＥＴ１５２に出力されるスイッチングパルスを直接検出してスイッチングパルスの供給モードを検出することも可能である。

また、本実施形態では、制御用ＩＣ１５５のスイッチングパルスの供給モードを検出することにより負荷回路の負荷を検出する構成としたが、この構成に限定されるものではない。例えば、二次側回路に負荷回路の負荷を検出する回路を設ける構成とすることも可能である。

また、本実施形態では、制御用ＩＣ１５５のバーストモードを負荷検出回路で検出し、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８を負荷検出電圧Ｖ３ｃのリップルに同期して間欠的にオン／オフする構成としたが、この構成に限定されるものではない。例えば、負荷回路の負荷が無負荷に近い状態の時にスイッチングパルスと同期した周期的なパルスを出力するパルス生成回路を別途設け、ＰＦＣ制御用ＩＣ１２８が、パルス生成回路からのパルスでオン／オフする構成としても良い。

また、本実施形態では、トランジスタ１３４をオン／オフすることにより、抵抗１２７と抵抗１３３との並列接続を切り換え、ＰＦＣのセンシング電圧を２段階に切り換える構成としたが、この構成に限定されるものではない。例えば、抵抗１３３、トランジスタ１３４、抵抗１３５及びツェナーダイオード１３６と同じ回路をさらに追加し、ＰＦＣのセンシング電圧を３段階以上に切り換える構成としてもよい。また、負荷検出電圧Ｖ３がＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＦＢ端子にフィードバックされればよく、例えば、一次直流電圧Ｖ１と負荷検出電圧Ｖ３とを乗算してＰＦＣ制御用ＩＣ１２８のＦＢ端子にフィードバックするように構成してもよい。

１ スイッチング電源装置
１１０ ダイオードブリッジ回路
１２０ ＰＦＣ回路
１２２ チョークコイル
１２３、１５２ ＦＥＴ
１２４、１４３、１５８、２１５ ダイオード
１２１、１２５、１４０、１５７、２２０ コンデンサ
１２６、１２７、１３３、１３５、１３８、１４１、１４２、１５３、１５４、２２５、２４０、２４５ 抵抗
１３０ ＰＦＣ待機制御回路
１３４、１３９ トランジスタ
１３６、１３７ ツェナーダイオード
１５０ 一次側巻線
１５６ フォトトランジスタ
１７０ 一次側補助巻線
２００ フォトカプラ
２１０ 二次側巻線
２３０ 発光ダイオード
２３５ シャントレギュレータ
４００ トランス

Claims (6)

1. 一次側回路と二次側回路を有するスイッチング電源装置であって、
   前記一次側回路は、
   交流電源電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路から出力される電流の波形を整形し昇圧して第１の直流電圧を出力する第１の直流化回路と、
   前記第１の直流電圧が一端に印加される一次巻線と、
   前記一次巻線の他端に接続され該一次巻線に流れる電流をオン／オフする第１のスイッチング素子と、
   前記第１のスイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、
   前記第１の直流化回路を駆動するための電源を供給する電源供給回路と、
   を有し、
   前記二次側回路は、
   前記一次巻線との間で電磁誘導を生じる二次巻線と、
   前記二次巻線に生じる電圧を整流し平滑化して第２の直流電圧を負荷回路に供給する第２の直流化回路と、
   を有し、
   前記一次側回路は、
   前記負荷回路の負荷に対応した電圧を出力する出力回路をさらに有し、
   前記第１の直流化回路は、
   前記整流回路から出力される電流をオン／オフする第２のスイッチング素子と、
   前記第１の直流電圧に基づいて検出電圧を生成する検出電圧生成回路と、
   前記検出電圧が所定の一定電圧となるように前記第２のスイッチング素子を制御するＰＦＣ制御回路と、
   前記出力回路から出力される電圧に基づいて前記検出電圧を変化させる検出電圧制御回路と、
   を有し、
   前記電源供給回路は、
   前記一次巻線との間で電磁誘導を生じる一次補助巻線を有し、
   前記出力回路は、
   前記一次補助巻線に生じる電圧を平均化した平均電圧を生成し出力し、
   前記検出電圧制御回路は、
   前記平均電圧が所定の基準電圧より大きい時に第１の検出電圧を設定し、該平均電圧が該所定の基準電圧より小さい時に該第１の検出電圧よりも大きい第２の検出電圧を設定すること
   を特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記検出電圧制御回路は、
   前記出力回路から出力される電圧に基づいて前記検出電圧を段階的に変化させること
   を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記第１の直流電圧は、
   前記検出電圧が前記第１の検出電圧の時に第１の電圧となり、該検出電圧が前記第２の検出電圧の時に該第１の電圧よりも小さい第２の電圧となること
   を特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記検出電圧制御回路は、
   前記検出電圧と前記所定の基準電圧との電圧差を検出する電圧差検出回路と、
   前記電圧差に基づいて前記第１の検出電圧と前記第２の検出電圧とを切り換えるスイッチ回路と
   を有することを特徴とする請求項１から請求項３の何れか一項に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記電圧差検出回路は、
   前記検出電圧と前記所定の基準電圧との電圧差に略等しい電圧を生成するツェナーダイオードを有すること
   を特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記電源供給回路は、
   前記一次補助巻線に生じる電圧を整流し平滑化して第３の直流電圧を生成する第３の直流化回路を有し、
   前記第３の直流電圧を前記第１の直流化回路を駆動するための電源として供給すること
   を特徴とする請求項１から請求項５の何れか一項に記載のスイッチング電源装置。

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