JP2016146696A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】トランスの１次側において負荷を接続した場合でも起動が可能となるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】一端が電位を固定された出力キャパシタＣｏ２の他端に接続された電源端子ＶＣＣと、入力電圧Ｖｄｃの入力側に接続されたハイ電圧端子ＶＨと、電源端子ＶＣＣとハイ電圧端子ＶＦとの間に設けられて出力キャパシタＣｏ２を電源端子ＶＣＣを介して充電するための第１電流を流す起動回路１０１とを有し、スイッチング素子Ｍ１をオンオフ制御する制御回路１０と、入力電圧Ｖｄｃが入力されてハイ電圧端子ＶＨに接続され、前記第１電流に基づいて出力キャパシタＣｏ２側へ第２電流を流す電流補充回路３０と、を備えたスイッチング電源装置であり、出力キャパシタＣｏ２の他端には負荷Ｌ２を接続可能である。【選択図】図１
Description
本発明は、スイッチング電源装置に関する。
従来より、ＡＣ／ＤＣコンバータやＤＣ／ＤＣコンバータなどのスイッチング電源装置が様々開発されている。特許文献１には、次のようなＤＣ／ＤＣコンバータが開示されている。
特許文献１のＤＣ／ＤＣコンバータは、その一端に入力電圧が印加される１次巻線、２次巻線、及び１次側に設けられた補助巻線を有したトランスと、上記１次巻線の経路上に設けられたスイッチングトランジスタと、その一端の電位が固定された出力キャパシタと、上記出力キャパシタの他端と上記補助巻線の一端との間にそのカソードが上記出力キャパシタ側となる向きに設けられたダイオードと、上記スイッチングトランジスタをオンオフ制御する制御回路（制御ＩＣ）と、を備えている。
そして、上記制御回路は、上記出力キャパシタの他端と接続される電源端子と、上記入力電圧が入力されるハイ電圧端子と、上記ハイ電圧端子と上記電源端子との間に設けられた充電用トランジスタを備える。
更に上記制御回路は、上記電源端子の電圧が所定の第１閾値電圧より低い第１状態において、上記ハイ電圧端子から上記電源端子へと上記充電用トランジスタを経由して流れる充電電流を制限し、上記電源端子の電圧が第１閾値電圧より高く定められた第２閾値電圧を超える第２状態において、上記充電電流を実質的にゼロに低減する電流制限回路を備えている。
上記のようなＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明すると、電源の起動直後は、電源端子の電圧が第１閾値電圧より低い第１状態であるので、充電電流は制限され、電源電圧が緩やかに上昇する。そして、電源端子の電圧が第１閾値電圧を超えると、充電電流は増加し、電源端子の電圧の上昇速度は速くなる。そして、電源端子の電圧が第２閾値電圧を超えると、充電電流は実質的にゼロに低減される。このとき、制御回路が起動し、スイッチングトランジスタのオンオフ制御が開始される。その結果、補助巻線、ダイオード、及び出力キャパシタを含んだ補助的なコンバータによって電源端子の電圧が安定化される。
しかしながら、上記特許文献１のＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスの２次側において負荷を接続することは前提としているが、１次側においても負荷を接続することは前提としていなかった。即ち、出力キャパシタの他端に負荷を接続した場合、電源を起動しても、充電電流が上記負荷によって消費され、出力キャパシタに充電電流を送り込めずに充電ができず、電源端子の電圧が上昇せず、制御回路を起動できないという問題があった。
これに対して、充電用トランジスタのサイズを大きくして充電電流を大きくするという方策も考えられるが、発熱の問題や、高耐圧のためにはサイズを大きくするにも限界があるという問題があった。
上記問題点に鑑み、本発明は、トランスの１次側において負荷を接続した場合でも起動が可能となるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために本発明の一態様に係るスイッチング電源装置は、
その一端に入力電圧が印加される１次巻線と、２次巻線と、前記１次巻線側に設けられた補助巻線とを有したトランスと、
前記１次巻線の経路上に設けられたスイッチング素子と、
その一端の電位が固定された出力キャパシタと、
前記出力キャパシタの他端と前記補助巻線の一端との間に、そのカソードが前記出力キャパシタ側となる向きで設けられた整流素子と、
前記出力キャパシタの他端に接続された電源端子と、前記入力電圧の入力側に接続されたハイ電圧端子と、前記電源端子と前記ハイ電圧端子との間に設けられて前記出力キャパシタを前記電源端子を介して充電するための第１電流を流す起動回路とを有し、前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、
前記入力電圧が入力されて前記ハイ電圧端子に接続され、前記第１電流に基づいて前記出力キャパシタ側へ第２電流を流す電流補充回路と、を備え、
前記出力キャパシタの他端には負荷を接続可能である構成としている（第１の構成）。
その一端に入力電圧が印加される１次巻線と、２次巻線と、前記１次巻線側に設けられた補助巻線とを有したトランスと、
前記１次巻線の経路上に設けられたスイッチング素子と、
その一端の電位が固定された出力キャパシタと、
前記出力キャパシタの他端と前記補助巻線の一端との間に、そのカソードが前記出力キャパシタ側となる向きで設けられた整流素子と、
前記出力キャパシタの他端に接続された電源端子と、前記入力電圧の入力側に接続されたハイ電圧端子と、前記電源端子と前記ハイ電圧端子との間に設けられて前記出力キャパシタを前記電源端子を介して充電するための第１電流を流す起動回路とを有し、前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、
前記入力電圧が入力されて前記ハイ電圧端子に接続され、前記第１電流に基づいて前記出力キャパシタ側へ第２電流を流す電流補充回路と、を備え、
前記出力キャパシタの他端には負荷を接続可能である構成としている（第１の構成）。
また、上記第１の構成において、前記起動回路は、前記出力キャパシタの充電によって前記電源端子の電圧が第１閾値電圧を超えると、前記第１電流を遮断し、
前記電流補充回路は、前記第１電流の遮断に応じて前記第２電流を略ゼロとすることとしてもよい（第２の構成）。
前記電流補充回路は、前記第１電流の遮断に応じて前記第２電流を略ゼロとすることとしてもよい（第２の構成）。
また、上記第２の構成において、前記電流補充回路は、その一端に前記入力電圧が印加されると共にその他端に前記ハイ電圧端子が接続される抵抗素子と、
その制御端が前記抵抗素子の他端に接続され、その電流流入端に前記入力電圧が印加されると共にその電流流出端が前記出力キャパシタの他端に接続されたトランジスタと、を有することとしてもよい（第３の構成）。
その制御端が前記抵抗素子の他端に接続され、その電流流入端に前記入力電圧が印加されると共にその電流流出端が前記出力キャパシタの他端に接続されたトランジスタと、を有することとしてもよい（第３の構成）。
また、上記第３の構成において、前記トランジスタは、前記制御端がベース、前記電流流入端がエミッタ、前記電流流出端がコレクタであるＰＮＰトランジスタであることとしてもよい（第４の構成）。
また、上記第２〜第４のいずれかの構成において、前記起動回路は、
前記ハイ電圧端子と前記電源端子との間に設けられた充電用トランジスタと、
前記電源端子の電圧と前記第１閾値電圧とを比較する第１比較回路と、
前記充電用トランジスタの経路上に設けられ、前記第１比較回路の比較結果に応じて切替えられるスイッチと、を有することとしてもよい（第５の構成）。
前記ハイ電圧端子と前記電源端子との間に設けられた充電用トランジスタと、
前記電源端子の電圧と前記第１閾値電圧とを比較する第１比較回路と、
前記充電用トランジスタの経路上に設けられ、前記第１比較回路の比較結果に応じて切替えられるスイッチと、を有することとしてもよい（第５の構成）。
また、上記第５の構成において、前記起動回路は、前記電源端子の電圧と前記第１閾値電圧よりも低い第２閾値電圧とを比較する第２比較回路と、
前記スイッチと並列接続され、電流を制限する電流源と、を更に有しており、
前記第１比較回路及び第２比較回路の比較結果に応じて前記スイッチと前記電流源はオンオフを切替えられることとしてもよい（第６の構成）。
前記スイッチと並列接続され、電流を制限する電流源と、を更に有しており、
前記第１比較回路及び第２比較回路の比較結果に応じて前記スイッチと前記電流源はオンオフを切替えられることとしてもよい（第６の構成）。
また、上記第５又は第６の構成において、前記充電用トランジスタは、ノーマリオンとなるようにバイアスされたＮチャネルＭＯＳＦＥＴであることとしてもよい（第７の構成）。
また、本発明の別態様に係る電子機器は、上記第１〜第７のいずれかの構成としたスイッチング電源装置と、前記スイッチング電源装置における前記出力キャパシタの他端に接続された負荷と、を備える構成としている（第８の構成）。
また、上記第８の構成の電子機器は、前記スイッチング電源装置はＡＣ／ＤＣコンバータであり、モータと、交流電圧を入力されて前記モータを駆動制御するモータ駆動回路と、を更に備えたエアコンであって、
前記負荷は前記モータ駆動回路を制御する制御回路であることとしてもよい。
前記負荷は前記モータ駆動回路を制御する制御回路であることとしてもよい。
また、上記第８の構成の電子機器は、前記スイッチング電源装置における前記トランスの２次側に接続されたＬＥＤ負荷を更に備えたＬＥＤ照明装置であって、
前記スイッチング電源装置の前記制御回路は前記ＬＥＤ負荷の調光を行う調光機能を有し、 前記負荷は前記制御回路に調光信号を送る制御回路であることとしてもよい。
前記スイッチング電源装置の前記制御回路は前記ＬＥＤ負荷の調光を行う調光機能を有し、 前記負荷は前記制御回路に調光信号を送る制御回路であることとしてもよい。
本発明のスイッチング電源装置によると、トランスの１次側において負荷を接続した場合でも起動が可能となる。
以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
＜電子機器の構成＞
本発明の一実施形態に係る電子機器の構成を図１に示す。図１に示す電子機器は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１と、後述するトランスの２次側においてＡＣ／ＤＣコンバータ１に接続される第１負荷Ｌ１と、１次側においてＡＣ／ＤＣコンバータ１に接続される第２負荷Ｌ２を備えている。
本発明の一実施形態に係る電子機器の構成を図１に示す。図１に示す電子機器は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１と、後述するトランスの２次側においてＡＣ／ＤＣコンバータ１に接続される第１負荷Ｌ１と、１次側においてＡＣ／ＤＣコンバータ１に接続される第２負荷Ｌ２を備えている。
ＡＣ／ＤＣコンバータ１は、主として、ダイオードブリッジＤＢ１、キャパシタＣ１、トランスＴ１、スイッチングトランジスタＭ１、第１ダイオードＤ１、第１出力キャパシタＣｏ１、第２ダイオードＤ２、第２出力キャパシタＣｏ２、制御ＩＣ（制御回路）１０、及び、フィードバック回路２０を備えている。
ダイオードブリッジＤＢ１は、入力される商用交流電圧などの交流電圧Ｖａｃを全波整流する。キャパシタＣ１は、全波整流後の電圧を平滑して直流電圧Ｖｄｃを生成する。例えば、Ｖａｃ＝１００Ｖの場合、Ｖｄｃ＝１４４Ｖとなる。
トランスＴ１は、１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、及び１次側に設けられた補助巻線Ｎ３を有している。
スイッチングトランジスタＭ１、１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、第１ダイオードＤ１、及び第１出力キャパシタＣｏ１は、第１コンバータ（メインコンバータ）を構成する。当該第１コンバータは、フライバック方式のＤＣ／ＤＣコンバータに相当する。
第１出力キャパシタＣｏ１の一端は接地される。第１出力キャパシタＣｏ１の他端と２次巻線Ｎ２の一端の間に、そのカソードが第１出力キャパシタＣｏ１側となる向きの第１ダイオードＤ１が設けられる。２次巻線Ｎ２の他端は接地される。
１次巻線Ｎ１の一端には直流電圧Ｖｄｃが印加される。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）であるスイッチングトランジスタＭ１のドレインは、１次巻線Ｎ１の他端に接続される。スイッチングトランジスタＭ１のソースは、スイッチングトランジスタＭ１を流れる電流を検出するための検出抵抗Ｒｓを介して接地電位の印加端に接続される。検出抵抗Ｒｓに生じる電圧信号は、制御回路１０の電流検出端子ＣＳ（３番ピン）に入力される。
スイッチングトランジスタＭ１のゲートには、制御回路１０の出力端子ＯＵＴ（５番ピン）から出力されるスイッチング信号が抵抗Ｒ１０を介して入力される。
直流電圧Ｖｄｃは、スイッチングトランジスタＭ１によるスイッチング（オン／オフ）によってチョッピング（切り分け）され、トランスＴ１を介して２次側にエネルギー伝達される。そして、２次側で生じた方形波の交流電圧を第１ダイオードＤ１及び第１出力キャパシタＣｏ１によって整流平滑することにより、所望の直流電圧である出力電圧Ｖｏｕｔが出力端Ｐ１に生成される。第１負荷Ｌ１は、出力端Ｐ１に接続される。
制御回路１０のフィードバック端子ＦＢ（２番ピン）には、フォトカプラＰｃ１を含むフィードバック回路２０を介して、出力電圧Ｖｏｕｔに応じたフィードバック信号が入力される。キャパシタＣ２は、位相補償を目的として設けられる。
フィードバック回路２０について具体的に説明すると、フィードバック回路２０は、シャントレギュレータＳｒ１、フォトカプラＰｃ１、分圧抵抗Ｒ２１、Ｒ２２を含む。分圧抵抗Ｒ２１、Ｒ２２は、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧比Ｋにて分圧する。シャントレギュレータＳｒ１は、分圧された出力電圧Ｖｏｕｔ’（＝Ｖｏｕｔ×Ｋ）と、所定の基準電圧（Ｖｒｅｆ）の誤差を増幅し、誤差に応じた電流Ｉｆｂを出力する。シャントレギュレータＳｒ１の出力電流Ｉｆｂの経路には、フォトカプラＰｃ１の入力側の発光ダイオードが設けられる。フォトカプラＰｃ１は、出力電圧Ｖｏｕｔ’と基準電圧Ｖｒｅｆの誤差に応じたフィードバック信号を、制御回路１０のフィードバック端子ＦＢに出力する。抵抗Ｒ２３、Ｒ２４は、フォトカプラＰｃ１の発光ダイオードを適切にバイアスするために設けられる。
制御回路１０は、フィードバック信号を受け、出力電圧Ｖｏｕｔ’が基準電圧Ｖｒｅｆと一致するようにパルスが調節されるスイッチング信号を生成し、出力端子ＯＵＴから出力したスイッチング信号によってスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。分圧抵抗Ｒ２１、Ｒ２２による分圧比をＫとするとき、フィードバックによって、出力電圧Ｖｏｕｔは、
Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ／Ｋ
を満たすように安定化される。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ／Ｋ
を満たすように安定化される。
スイッチングトランジスタＭ１、補助巻線Ｎ３、第２ダイオードＤ２、及び第２出力キャパシタＣｏ２は、第２コンバータ（補助コンバータ）を構成する。補助巻線Ｎ３の一端と、第２出力キャパシタＣｏ２の一端との間には、そのカソードが第２出力キャパシタＣｏ２側を向くように第２ダイオードＤ２が設けられる。補助巻線Ｎ３、及び第２出力キャパシタＣｏ２のそれぞれの他端は接地される。第２出力キャパシタＣｏ２の一端には、第２負荷Ｌ２が接続される。
制御回路１０の電源端子ＶＣＣ（６番ピン）には、第２出力キャパシタＣｏ２の一端が接続される。制御回路１０のハイ電圧端子ＶＨ（８番ピン）は、電流補充回路３０に含まれる抵抗Ｒ１の一端に接続される。制御回路１０は、ハイ電圧端子ＶＨと電源端子ＶＣＣの間に接続される起動回路１０１を内蔵する。
ユーザによる電源投入（交流電圧Ｖａｃのオン）時に、起動回路１０１は、電源端子ＶＣＣを介して電流を流すことにより、第２出力キャパシタＣｏ２を充電し、制御回路１０を起動させる。また、起動後は、第２出力キャパシタＣｏ２に生じる電圧が電源電圧として電源端子ＶＣＣに印加される。起動回路１０１、及び電流補充回路３０については後に詳述する。
また、補助巻線Ｎ３の一端に生じる電圧は、抵抗Ｒ２及びキャパシタＣ３から構成されるローパスフィルタを介して制御回路１０のＺＴ端子（１番ピン）に入力される。
＜制御回路の構成例＞
次に、制御回路１０の具体的な構成例について説明する。制御回路１０の構成例を図２に示す。本図に示した制御回路１０は、起動回路１０１、オフ信号生成部１０２、オン信号生成部１０３、及び、駆動部１０７を備える。
次に、制御回路１０の具体的な構成例について説明する。制御回路１０の構成例を図２に示す。本図に示した制御回路１０は、起動回路１０１、オフ信号生成部１０２、オン信号生成部１０３、及び、駆動部１０７を備える。
オフ信号生成部１０２は、電流検出端子ＣＳに印加される検出信号Ｖｓを、フィードバック端子ＦＢに印加されるフィードバック信号ＶＦＢと比較するコンパレータを含み、スイッチングトランジスタＭ１がオフするタイミングを規定するオフ信号Ｓｏｆｆを生成する。オフ信号生成部５２よって生成されるオフ信号Ｓｏｆｆは、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流Ｉｓがフィードバック信号ＶＦＢに応じたレベルに達するとアサートされる。
例えば、出力電圧Ｖｏｕｔ’が基準電圧Ｖｒｅｆより低くなると、フィードバック信号ＶＦＢは高くなり、オフ信号Ｓｏｆｆがアサートされるタイミングが遅くなって、スイッチングトランジスタＭ１のオン期間Ｔｏｎが長くなり、その結果、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する方向にフィードバックがかかる。反対に出力電圧Ｖｏｕｔ’が基準電圧Ｖｒｅｆより高くなると、フィードバック信号ＶＦＢは低くなり、オフ信号Ｓｏｆｆがアサートされるタイミングが早くなって、スイッチングトランジスタＭ１のオン期間Ｔｏｎが短くなり、その結果、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する方向にフィードバックがかかる。
オン信号生成部１０３は、オフ信号Ｓｏｆｆがアサートされた後アサートされるオン信号Ｓｏｎを発生する。オン信号生成部１０３は、補助巻線Ｎ３の一端に生じる電圧ＶＤを、所定レベルＶｔｈと比較するコンパレータを含む。オン信号生成部１０３は、電圧ＶＤが所定レベルＶｔｈまで低下すると、オン信号Ｓｏｎをアサートする。
スイッチングトランジスタＭ１がオンすると、１次巻線Ｎ１に電流が流れ、トランスＴ１にエネルギーが蓄えられる。その後、スイッチングトランジスタＭ１がオフすると、トランスＴ１に蓄えられたエネルギーが放出される。オン信号生成部１０３は、補助巻線Ｎ３に発生する電圧ＶＤを監視することにより、トランスＴ１のエネルギーが完全に放出されたことを検出できる。オン信号生成部１０３は、エネルギーの放出を検出すると、再びスイッチングトランジスタＭ１をオンすべく、オン信号Ｓｏｎをアサートする。
駆動部１０７は、オン信号ＳｏｎがアサートされるとスイッチングトランジスタＭ１をオンし、オフ信号ＳｏｆｆがアサートされるとスイッチングトランジスタＭ１をオフする。駆動部１０７は、フリップフロップ１０４、プリドライバ１０５、及びドライバ１０６を含む。フリップフロップ１０４は、セット端子及びリセット端子それぞれにオン信号Ｓｏｎ及びオフ信号Ｓｏｆｆを入力される。フリップフロップ１０４は、オン信号Ｓｏｎ及びオフ信号Ｓｏｆｆに応じて状態が遷移する。その結果、フリップフロップ１０４の出力信号Ｓｍｏｄは、出力電圧Ｖｏｕｔ’が目標値Ｖｒｅｆと一致するように変調される。図２では、出力信号Ｓｍｏｄ及びスイッチング信号Ｓｏｕｔのハイレベルは、スイッチングトランジスタＭ１のオンに対応付けられ、それらのローレベルはスイッチングトランジスタＭ１のオフに対応付けられる。
プリドライバ１０５は、フリップフロップ１０４の出力信号Ｓｍｏｄに応じてドライバ１０６を駆動する。ドライバ１０６のハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタが同時にオンしないように、プリドライバ１０５の出力信号ＳＨ、ＳＬにはデッドタイムが設定される。ドライバ１０６からは、スイッチング信号Ｓｏｕｔが出力される。
起動回路１０１は、充電用トランジスタＭ２、ダイオードＤ３、Ｄ４、及び電流制限回路１０１Ａを有している。充電用トランジスタＭ２は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成され、ハイ電圧端子ＶＨと電源端子ＶＣＣの間に設けられ、ノーマリオンとなるようにバイアスされている。具体的には、充電用トランジスタＭ２のゲート及びバックゲートは、接地端子ＧＮＤと接続され、充電用トランジスタＭ２のドレインはハイ電圧端子ＶＨと接続される。充電用トランジスタＭ２のゲートソース間にはダイオードＤ４が接続される。電流制限回路１０１Ａを無視すると、電源端子ＶＣＣの電圧Ｖｃｃが高いほど充電用トランジスタＭ２に流れる電流ＩＭ２は小さくなり、電源端子ＶＣＣの電圧Ｖｃｃが低いほど電流ＩＭ２は大きくなる。
電流制限回路１０１Ａは、スイッチＳＷ１と、コンパレータＣＭＰ１を有している。スイッチＳＷ１は、充電用トランジスタＭ２のソースとダイオードＤ３のアノード間に接続される。ダイオードＤ３のカソードは、電源端子ＶＣＣに接続される。コンパレータＣＭＰ１は、電源端子ＶＣＣの電圧Ｖｃｃと閾値電圧Ｖｔｈ１と比較し、比較結果としての検出信号ＤＥＴ１を出力する。検出信号ＤＥＴ１に応じてスイッチＳＷ１のオンオフが切替えられる。
充電用トランジスタＭ２、スイッチＳＷ１及びダイオードＤ３は、電源投入時に第２出力キャパシタＣｏ２を充電する充電回路として機能する。
＜ＡＣ／ＤＣコンバータ起動時の動作＞
次に、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の起動時における動作について図３及び図４を用いて説明する。図３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の起動時における各電圧波形及び各電流波形を示すタイミングチャートである。図３のタイミングｔ０以前において電子機器はオフである。
次に、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の起動時における動作について図３及び図４を用いて説明する。図３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の起動時における各電圧波形及び各電流波形を示すタイミングチャートである。図３のタイミングｔ０以前において電子機器はオフである。
ここで、電流補充回路３０の構成について説明すると、電流補充回路３０は、抵抗Ｒ１とＰＮＰトランジスタ（バイポーラトランジスタ）Ｔｒ１を含んでいる。直流電圧Ｖｄｃが生じるラインに抵抗Ｒ１の一端が接続され、他端がハイ電圧端子ＶＨに接続される。ＰＮＰトランジスタＴｒ１のエミッタは上記ラインに接続され、コレクタは第２出力キャパシタＣｏ２の一端に接続され、ベースは抵抗Ｒ１とハイ電圧端子ＶＨの接続点に接続される。
図３におけるタイミングｔ０でユーザにより電源が投入され、直流電圧Ｖｄｃが立ち上がると、起動回路１０１のスイッチＳＷ１はオンであるので、ハイ電圧端子ＶＨから起動回路１０１を第１電流Ｉ１が流れる（図４）。なお、第１電流Ｉ１は、図２における電流ＩＭ２のことである。
このとき、電流補充回路３０の抵抗Ｒ１には電流Ｉｒが流れ、抵抗Ｒ１に生じる電圧降下がＰＮＰトランジスタＴｒ１のエミッタベース間に印加されることで、ベース電流Ｉｂが流れる（図４）。電流Ｉｒとベース電流Ｉｂが合成されて第１電流Ｉ１となる。抵抗Ｒ１に生じる電圧降下（＝Ｒ１・Ｉｒ）＞ＰＮＰトランジスタＴｒ１の閾値電圧となるので、ＰＮＰトランジスタＴｒ１はオンとなってコレクタ電流である第２電流Ｉ１Ｂが流れる（図４）。第２電流ＩＢは、ベース電流Ｉｂ×増幅率Ｈｆｅとなり、第１電流Ｉ１に対して補充される電流となる。
ここで、第２負荷Ｌ２で消費される電流を消費電流Ｉ２、電源端子ＶＣＣに接続されるラインから制御回路１０内部で消費される電流を消費電流Ｉ３（図４）とすると、第２出力キャパシタＣｏ２の充電電流Ｉｃ（図４）は、下記の式で表される。
Ｉｃ＝（Ｉ１＋Ｉ１Ｂ）−（Ｉ２＋Ｉ３）
Ｉｃ＝（Ｉ１＋Ｉ１Ｂ）−（Ｉ２＋Ｉ３）
充電電流Ｉｃによって第２出力キャパシタＣｏ２が充電されることにより、電源端子ＶＣＣの電圧Ｖｃｃは上昇してゆく。そして、図３のタイミングｔ１において電圧Ｖｃｃが閾値電圧Ｖｔｈ１を超えると、コンパレータＣＭＰ１（図２）が出力する検出信号ＤＥＴ１がハイレベルとなり、スイッチＳＷ１はオフとされるので、第１電流Ｉ１は遮断される。すると、電流Ｉｒ及びＩｂがゼロとなるので、ＰＮＰトランジスタＴｒ１がオフとなり、第２電流Ｉ１Ｂもゼロとなる。
閾値電圧Ｖｔｈ１を例えば制御回路１０の動作可能な最低電圧ＶUVLO（Under Voltage Lock Out）とすれば、電圧Ｖｃｃが閾値電圧Ｖｔｈ１を超えると制御回路１０が起動し、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングが開始される。その結果、第２コンバータによって電源端子ＶＣＣの電圧Ｖｃｃのレベルが調整され、安定化される。このとき、検出信号ＤＥＴ１はハイレベルが維持されるので、スイッチＳＷ１はオフを維持され、第１電流Ｉ１及び第２電流Ｉ１Ｂが流れることはない。
このように、１次側においてＡＣ／ＤＣコンバータ１に第２負荷Ｌ２が接続されていても、第１電流Ｉ１に加えて第２電流Ｉ１Ｂを補充するので、第２出力キャパシタＣｏ２を充電することが可能となり、制御回路１０を起動することが可能となる。
＜起動回路の変形例＞
制御回路１０が有する起動回路の変形例に係る構成を図５に示す。図５に示す起動回路１０１’は、先述した図２に示す構成と電流制限回路１０１’Ａの点で相違している。
制御回路１０が有する起動回路の変形例に係る構成を図５に示す。図５に示す起動回路１０１’は、先述した図２に示す構成と電流制限回路１０１’Ａの点で相違している。
電流制限回路１０１’Ａは、スイッチＳＷ１と並列に接続された電流源（リミット用電流源）ＣＳ１を備えている。電流源ＣＳ１はオンオフが切替え可能に構成され、オン状態においてリミット電流ＩLMTを供給する。
また、電流制限回路１０１’Ａは、コンパレータＣＭＰ１に加え、電源端子ＶＣＣの電圧Ｖｃｃと閾値電圧Ｖｔｈ２を比較して比較結果としての検出信号ＤＥＴ２を出力するコンパレータＣＭＰ２を備えている。なお、閾値電圧Ｖｔｈ２は、閾値電圧Ｖｔｈ１よりも低い電圧である。検出信号ＤＥＴ１及びＤＥＴ２に応じてスイッチＳＷ１及び電流源ＣＳ１のオンオフが切替えられる。
このような変形例に係る起動回路１０１’を用いた場合の、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の起動時における動作について図６に示すタイミングチャートを参照して説明する。
図６のタイミングｔ０においてユーザにより電源が投入されて直流電圧Ｖｄｃが立ち上がると、検出信号ＤＥＴ１及びＤＥＴ２共にローレベルであるのでスイッチＳＷ１はオフ、電流源ＣＳはオンとなり、リミット電流ＩLMTによる第１電流Ｉ１が流れる。このとき、抵抗Ｒ１における電圧降下によって第２電流Ｉ１Ｂも流れる。
第１電流Ｉ１及び第２電流Ｉ１Ｂによって第２出力キャパシタＣｏ２が充電されて、電源端子ＶＣＣの電圧Ｖｃｃが上昇する。そして、タイミングｔ１において電圧Ｖｃｃが閾値電圧Ｖｔｈ２を超えると、検出信号ＤＥＴ１はローレベル、検出信号ＤＥＴ２はハイレベルとなるので、少なくともスイッチＳＷ１がオンとされる。これにより、第１電流Ｉ１及び第２電流Ｉ１Ｂ共に増加し、第２出力キャパシタＣｏ２の充電電流Ｉｃの増加によって電圧Ｖｃｃの上昇速度が速くなる。
そして、タイミングｔ２において電圧Ｖｃｃが閾値電圧Ｖｔｈ１を超えると、検出信号ＤＥＴ１及びＤＥＴ２共にハイレベルとなるので、スイッチＳＷ１及び電流源ＣＳ１共にオフとされる。これにより、第１電流Ｉ１が遮断され、第２電流Ｉ１Ｂもゼロとなる。このとき、制御回路１０は起動するので、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングが開始され、第２コンバータによって電圧Ｖｃｃが安定化される。
このような実施形態では、特に、電圧Ｖｃｃが安定化した後、電源端子ＶＣＣが地絡した場合に、検出信号ＤＥＴ１及びＤＥＴ２共にローレベルとなるので、スイッチＳＷ１はオフとなり、電流源ＣＳ１がオンとなる。これにより、第１電流Ｉ１がリミット電流ＩLMTに制限され、第２電流Ｉ１Ｂも制限される。従って、地絡状態が長時間継続したとしても、発熱量を抑制することができ、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の信頼性を高めることができる。
＜電子機器の適用例＞
次に、本発明に係る電子機器の具体的な適用例について説明する。電子機器の具体的な一例として、電子機器をエアコンとした場合の構成を図７に示す。
次に、本発明に係る電子機器の具体的な適用例について説明する。電子機器の具体的な一例として、電子機器をエアコンとした場合の構成を図７に示す。
図７に示すエアコン５０は、既に説明したＡＣ／ＤＣコンバータ１と、２次側における第１負荷Ｌ１としてのマイコン５１及びセンサー５２と、１次側における第２負荷Ｌ２としての制御ＩＣ５３と、モータ駆動回路５４と、モータ５５を備えている。
マイコン５１及び人感センサーなどのセンサー５２は絶縁する必要があるため２次側に配されている。また、モータ駆動回路５４は、交流電圧Ｖａｃを入力されてモータ５５を駆動制御する回路であって、例えば力率改善回路、昇圧回路、スイッチ出力段を含んでいる。
モータ駆動回路５４を制御する制御ＩＣ５３は、構成をシンプルにするため１次側に配される（仮に２次側に配すれば、フォトカプラ等の構成を要する）。このように１次側に制御ＩＣ５３という負荷を接続して当該負荷の消費電流が存在する場合でも、電流補充回路３０によって起動時の電流を補充することで第２出力キャパシタＣｏ２の充電が可能となり、制御回路１０を起動させることができる。
また、電子機器の別の具体例として、電子機器をＬＥＤ（発光ダイオード）照明装置とした場合の構成を図８に示す。
図８に示すＬＥＤ照明装置６０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１と、２次側における第１負荷Ｌ１としてのＬＥＤアレイ６１と、１次側における第２負荷Ｌ２としての制御ＩＣ６２を備えている。
制御ＩＣ６２は、制御回路１０の調光端子（７番ピン）に調光信号を送り、制御回路１０は送られた調光信号に応じてスイッチング信号のパルスを調整し、ＬＥＤアレイ６１を調光する。構成をシンプルにするため制御ＩＣ６２は１次側に配される。このように１次側に制御ＩＣ６２という負荷を接続して当該負荷の消費電流が存在する場合でも、電流補充回路３０によって起動時の電流を補充することで第２出力キャパシタＣｏ２の充電が可能となり、制御回路１０を起動させることができる。
なお、本発明に係るスイッチング電源装置は、ＡＣ／ＤＣコンバータに限らず、例えばＤＣ／ＤＣコンバータに適用してもよい。
また、本明細書中に開示された種々の技術的特徴については、上記実施形態の他、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。即ち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
本発明は、エアコン、照明装置、携帯情報端末など各種の電子機器の電源部として利用することができる。
１ ＡＣ／ＤＣコンバータ
ＤＢ１ ダイオードブリッジ
Ｃ１ キャパシタ
Ｔ１ トランス
Ｎ１ １次巻線
Ｎ２ ２次巻線
Ｎ３ 補助巻線
Ｄ１ 第１ダイオード
Ｃｏ１ 第１出力キャパシタ
Ｐ１ 出力端
Ｄ２ 第２ダイオード
Ｃｏ２ 第２出力キャパシタ
Ｍ１ スイッチングトランジスタ
Ｒｓ 検出抵抗
１０ 制御回路（制御ＩＣ）
２０ フィードバック回路
３０ 電流補充回路
Ｐｃ１ フォトカプラ
Ｓｒ１ シャントレギュレータ
Ｔｒ１ ＰＮＰトランジスタ
Ｒ１ 抵抗
Ｌ１ 第１負荷
Ｌ２ 第２負荷
１０１ 起動回路
１０１Ａ 電流制限回路
ＤＢ１ ダイオードブリッジ
Ｃ１ キャパシタ
Ｔ１ トランス
Ｎ１ １次巻線
Ｎ２ ２次巻線
Ｎ３ 補助巻線
Ｄ１ 第１ダイオード
Ｃｏ１ 第１出力キャパシタ
Ｐ１ 出力端
Ｄ２ 第２ダイオード
Ｃｏ２ 第２出力キャパシタ
Ｍ１ スイッチングトランジスタ
Ｒｓ 検出抵抗
１０ 制御回路（制御ＩＣ）
２０ フィードバック回路
３０ 電流補充回路
Ｐｃ１ フォトカプラ
Ｓｒ１ シャントレギュレータ
Ｔｒ１ ＰＮＰトランジスタ
Ｒ１ 抵抗
Ｌ１ 第１負荷
Ｌ２ 第２負荷
１０１ 起動回路
１０１Ａ 電流制限回路
Claims (10)
- その一端に入力電圧が印加される１次巻線と、２次巻線と、前記１次巻線側に設けられた補助巻線とを有したトランスと、
前記１次巻線の経路上に設けられたスイッチング素子と、
その一端の電位が固定された出力キャパシタと、
前記出力キャパシタの他端と前記補助巻線の一端との間に、そのカソードが前記出力キャパシタ側となる向きで設けられた整流素子と、
前記出力キャパシタの他端に接続された電源端子と、前記入力電圧の入力側に接続されたハイ電圧端子と、前記電源端子と前記ハイ電圧端子との間に設けられて前記出力キャパシタを前記電源端子を介して充電するための第１電流を流す起動回路とを有し、前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、
前記入力電圧が入力されて前記ハイ電圧端子に接続され、前記第１電流に基づいて前記出力キャパシタ側へ第２電流を流す電流補充回路と、を備え、
前記出力キャパシタの他端には負荷を接続可能である、ことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記起動回路は、前記出力キャパシタの充電によって前記電源端子の電圧が第１閾値電圧を超えると、前記第１電流を遮断し、
前記電流補充回路は、前記第１電流の遮断に応じて前記第２電流を略ゼロとすることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。 - 前記電流補充回路は、
その一端に前記入力電圧が印加されると共にその他端に前記ハイ電圧端子が接続される抵抗素子と、
その制御端が前記抵抗素子の他端に接続され、その電流流入端に前記入力電圧が印加されると共にその電流流出端が前記出力キャパシタの他端に接続されたトランジスタと、を有することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。 - 前記トランジスタは、前記制御端がベース、前記電流流入端がエミッタ、前記電流流出端がコレクタであるＰＮＰトランジスタであることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
- 前記起動回路は、
前記ハイ電圧端子と前記電源端子との間に設けられた充電用トランジスタと、
前記電源端子の電圧と前記第１閾値電圧とを比較する第１比較回路と、
前記充電用トランジスタの経路上に設けられ、前記第１比較回路の比較結果に応じて切替えられるスイッチと、を有することを特徴とする請求項２〜請求項４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。 - 前記起動回路は、
前記電源端子の電圧と前記第１閾値電圧よりも低い第２閾値電圧とを比較する第２比較回路と、
前記スイッチと並列接続され、電流を制限する電流源と、を更に有しており、
前記第１比較回路及び第２比較回路の比較結果に応じて前記スイッチと前記電流源はオンオフを切替えられることを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。 - 前記充電用トランジスタは、ノーマリオンとなるようにバイアスされたＮチャネルＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項５又は請求項６に記載のスイッチング電源装置。
- 請求項１〜請求項７のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置と、前記スイッチング電源装置における前記出力キャパシタの他端に接続された負荷と、を備えることを特徴とする電子機器。
- 前記スイッチング電源装置はＡＣ／ＤＣコンバータであり、モータと、交流電圧を入力されて前記モータを駆動制御するモータ駆動回路と、を更に備えたエアコンであって、
前記負荷は前記モータ駆動回路を制御する制御回路であることを特徴とする請求項８に記載の電子機器。 - 前記スイッチング電源装置における前記トランスの２次側に接続されたＬＥＤ負荷を更に備えたＬＥＤ照明装置であって、
前記スイッチング電源装置の前記制御回路は前記ＬＥＤ負荷の調光を行う調光機能を有し、 前記負荷は前記制御回路に調光信号を送る制御回路であることを特徴とする請求項８に記載の電子機器。
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