JP6669434B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、電力供給源から供給される直流電力を、交流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置に関する。
太陽電池、燃料電池、蓄電池等の電力供給源から得られる電力は、そのまま負荷に対して直接供給されることは稀であり、必要に応じて昇圧され、直流から交流への電力変換がなされた後に負荷に供給される。
このような電力変換を行うための電力変換装置としては、これまでに種々の態様のものが提案されている。下記特許文献１に記載の電力変換装置は、電力供給源（発電手段）から供給された直流電力を昇圧するためのコンバータと、直流電力を交流電力に変換するためのインバータとを備えている。
インバータは、複数のスイッチング素子を備えており、当該スイッチング素子の開閉を所定のデューティで切り替えることにより、直流電力から交流電力への変換を行うものである。下記特許文献１に記載の電力変換装置では、交流電力として出力される電圧の波形が、正弦波ではなく台形波となるようにスイッチング素子を動作させている。これにより、スイッチング損失を低減し、電力変換装置における変換効率を向上させている。
特開２００７−８２３１７号公報
ところで、電力変換装置から交流電力が供給される負荷の種類によっては、当該負荷に供給される電圧と電流との関係が線形とはならない場合がある。例えば、負荷の電力入力部にコンデンサインプット型の整流回路が設けられているような場合には、電力変換装置からの出力電圧の波形が正弦波であったとしても、電力変換装置からの出力電流（つまり、負荷への入力電流）の波形は正弦波とならない。
コンデンサインプット型の整流回路では、複数のダイオードからなるダイオードブリッジにより、入力された交流電力が直流電力に変換される。ダイオードブリッジに入力される電力の電圧波形が正弦波である場合には、ダイオードに順方向電圧がかかった場合にのみ電流が流れることに起因して、電力変換装置からの出力電流の波形のピークが大きくなってしまう傾向がある。このため、スイッチング素子を流れる電流が最大定格電流を超えてしまうことが懸念される。
当該ピークを抑制することにのみ鑑みれば、電力変換装置からの出力電圧の波形を正弦波ではなく台形波とすることが望ましい。しかしながら、出力電圧の波形が台形波であるような交流電力には高周波の成分が含まれるので、電力変換装置からの出力電流において所謂リプルが発生しやすくなる。その結果、リプルによるノイズが負荷の動作に影響を及ぼしてしまう可能性がある。かかるノイズを低減することにのみ鑑みれば、電力変換装置からの出力電圧の波形は正弦波である方が望ましい。
このように、非線形の負荷が接続される電力変換装置においては、出力電流の波形のピークを抑制することと、出力電流のノイズを抑制することとを両立させる必要がある。上記特許文献１は、出力電流を台形波にすることのみを提案するものであって、上記二つの課題を両立させることについては何ら考慮がなされていない。
本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、出力電流の波形のピークを抑制しながら、更に出力電流のノイズをも抑制することのできる電力変換装置を提供することにある。
上記課題を解決するために、本発明に係る電力変換装置は、電力供給源から供給される直流電力を、スイッチング素子の動作によって交流電力に変換し、当該交流電力を負荷に向けて出力するインバータと、インバータの出力電流を計測する電流計測部と、スイッチング素子の動作を制御することにより、インバータの出力電圧波形を変化させる制御部と、を備え、制御部は、計測された出力電流に基づいて、出力電圧波形を正弦波から台形波となるように変化させるものであり、出力電流のピーク値について、第１閾値と、第１閾値よりも小さな第２閾値とが予め定められており、制御部は、ピーク値が第１閾値を超えた場合に、正弦波から台形波となるように出力電圧波形を変化させた後、ピーク値が第２閾値以下である場合に、ピーク値が第２閾値よりも大きく且つ第１閾値以下となるように、出力電圧波形の立ち上がり時における傾きを更に変化させることを特徴とする。
このような構成の電力変換装置では、計測された出力電流に基づいて出力電圧波形を変化させるよう、制御部によるスイッチング素子の動作の制御が実行される。例えば、計測された出力電流のピークを所定値以下に抑制し得る範囲で、可能な限りノイズが抑制されるような出力電圧波形に適宜変更する制御（例えば、台形波である出力電圧波形をより正弦波に近づけるような制御）によって、出力電流の波形のピークの抑制と、出力電流のノイズの抑制とを両立させることができる。
本発明によれば、出力電流の波形のピークを抑制しながら、更に出力電流のノイズをも抑制することのできる電力変換装置が提供される。
本発明の実施形態に係る電力変換装置の構成を模式的に示す図である。 電力変換装置の出力電流波形を示すグラフである。 電力変換装置の出力電圧波形を示すグラフである。 電力変換装置の出力電流波形を示すグラフである。 電力変換装置の出力電流波形を示すグラフである。 電力変換装置で行われる処理の流れを示すフローチャートである。 電力変換装置の出力電圧波形を示すグラフである。 電力変換装置の出力電圧波形を示すグラフである。 出力電流の乖離量を説明するための図である。 電力変換装置で行われる処理の流れを示すフローチャートである。
以下、添付図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。説明の理解を容易にするため、各図面において同一の構成要素に対しては可能な限り同一の符号を付して、重複する説明は省略する。
図１を参照しながら、本実施形態に係る電力変換装置１０の構成について説明する。電力変換装置１０は、電源装置２００（電力供給源）から供給される直流電力を、交流電力に変換して負荷３００に向けて出力するものである。
電源装置２００は、直流電力を発生させ外部に供給する発電装置であり、具体的には太陽電池装置である。ただし、本発明を実施するにあたっては、電源装置の具体的な態様は特に限定されない。電源装置２００は、風力発電装置や燃料電池装置であってもよい。また、発電によって直流電力を発生させるものに換えて、例えば蓄電池のように、予め蓄えられた電力を外部に供給するような装置であってもよい。
負荷３００は、交流電力の供給を受けて動作する機器である。負荷３００は、電力入力端子３３１、３３２と、ダイオード３１１、３１２、３１３、３１４と、コンデンサ３１６と、抵抗３１７とを備えている。
電力入力端子３３１、３３２は、電力変換装置１０からの交流電力が入力される一対の端子である。４つのダイオード３１１、３１２、３１３、３１４及びコンデンサ３１６は、コンデンサインプット型整流回路を形成している。電力入力端子３３１とコンデンサインプット型整流回路との間には、平滑リアクトル３１５が配置されている。
電力入力端子３３１、３３２に交流電力が入力されると、当該交流電力はコンデンサインプット型整流回路によって直流電力に変換され、抵抗３１７に供給され消費される。尚、抵抗３１７は、当該整流回路によって直流電力に変換された電力により動作する部分の全体を、仮想的に単一の電気抵抗として示したものである。
電源装置２００と負荷３００との間に配置された電力変換装置１０は、インバータ１００と、電圧計１１０と、電流計１２０と、制御部１３０とを備えている。
インバータ１００は、直流電力を交流電力に変換する部分である。インバータ１００は、電力入力端子１３１、１３２と、スイッチング素子１１１、１１２、１１３、１１４と、電力出力端子１４１、１４２とを備えている。
電力入力端子１３１、１３２は、電源装置２００からの直流電力が入力される一対の端子である。電力入力端子１３１と電力入力端子１３２との間には、平滑用のコンデンサ１１５が接続されている。
スイッチング素子１１１、１１２、１１３、１１４は、いずれも同一のＩＧＢＴであり、全体でフルブリッジインバータ回路を構成している。後述の制御部１３０から送信される制御信号に基づいて、スイッチング素子１１１、１１２、１１３、１１４の開閉動作が行われ、これにより直流電力から交流電力への変換がなされる。
電力出力端子１４１、１４２は、上記のフルブリッジインバータ回路で生成された交流電力を、外部に（すなわち負荷３００に）出力するための一対の端子である。フルブリッジインバータ回路と電力出力端子１４１、１４２との間には、平滑用のリアクトル１１６、１１７及びコンデンサ１１８が配置されている。
電圧計１１０は、電力出力端子１４１と電力出力端子１４２との間の電圧、すなわち、電力変換装置１０から出力される交流電力の電圧（以下、「出力電圧」とも称する）を計測するものである。電圧計１１０により計測された出力電圧の値は、常に制御部１３０に入力される。
電流計１２０は、電力出力端子１４１から出力される電流、すなわち、電力変換装置１０から出力される交流電力の電流（以下、「出力電流」とも称する）を計測するものである。電流計１２０により計測された出力電流の値は、常に制御部１３０に入力される。
制御部１３０は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、及び入出力インターフェース等を備えたコンピュータシステムであり、電力変換装置１０の全体の動作を制御するものである。既に述べたように、制御部１３０は、スイッチング素子１１１、１１２、１１３、１１４のそれぞれの開閉動作を制御するための制御信号をインバータ１００に送信する。これにより、インバータ１００における電力変換動作が制御され、出力電圧の波形が調整される。
ところで、負荷３００が備えるコンデンサインプット型整流回路は、所謂「非線形」の回路として知られている。つまり、コンデンサインプット型整流回路においては、当該回路に入力される電圧と、それに伴い流れる電流との関係が線形とはならない。
図２には、出力電圧（不図示）が正弦波となっているときにおける、出力電流の波形の一例が示されている。同図に示されるように、出力電流の波形は正弦波とはなっておらず、時刻ｔ１０までの期間、時刻ｔ２０から時刻ｔ３０までの期間、及び、時刻ｔ４０以降の期間において０となっている。これは、コンデンサ３１６の電圧に起因して、ダイオード３１１等において一時的に逆方向の電圧がかかってしまうことに起因する。
正弦波である出力電圧が次第に大きくなって行くと、ダイオード３１１等にかかる電圧がコンデンサ３１６の電圧を超えた時点（時刻ｔ１０、ｔ３０）で出力電流の絶対値が増加し始める。
尚、出力電流が流れていない期間においては、インバータ１００から負荷３００に供給された電力のエネルギーが蓄積されて行く。出力電流が流れ始めると、当該エネルギーが一気に解放され、出力電流は急激に増加する。その結果、出力電流のピーク値ＩPは比較的大きな値となってしまう。ピーク値ＩPの増加は、スイッチング素子１１１等やダイオード３１１等の破損を引き起こしてしまう可能性があるので好ましくない。特に、負荷３００が最大定格電流の低い電子部品を備えているような場合には、そのような可能性が大きくなる。
そこで、本実施形態に係る電力変換装置１０では、電流計１２０による出力電流の計測値に基づいて、出力電圧の波形を適宜変更するように構成されている。具体的には、出力電圧の波形を予め複数用意しておき、これらのうちで適切な波形を選択するように構成されている。
本実施形態では、図３に示される４つの波形が、出力電圧の波形として予め用意されている。図３（Ａ）に示されるのは、通常入力される正弦波である。同図においては、正弦波の振幅、すなわち電圧の最大値が「電圧Ｖ０」として示されている。
図３（Ｂ）に示される波形（以下、「第１波形」と表記する）、図３（Ｃ）に示される波形（以下、「第２波形」と表記する）、及び、図３（Ｄ）に示される波形（以下、「第３波形」と表記する）は、いずれも台形波である。
ただし、図３（Ｂ）の第１波形は、電圧の立ち上がり時、及び立ち下がり時の傾斜角（横軸である時間軸に対する角度）がいずれも９０度の波形、すなわち矩形波となっている。図３（Ｃ）の第２波形では、電圧の立ち上がり時、及び立ち下がり時の傾斜角が第１波形よりも緩やかとなっている。図３（Ｄ）の第３波形では、電圧の立ち上がり時、及び立ち下がり時の傾斜角が第２波形よりも更に緩やかとなっている。
第１波形、第２波形、第３波形のそれぞれの周期は、いずれも第１波形の周期と同じである。また、第１波形、第２波形、第３波形のそれぞれの振幅は、互いに同一の電圧Ｖ１となっている。尚、電圧Ｖ１の値は電圧Ｖ０の値よりも小さいのであるが、第１波形、第２波形、第３波形のそれぞれにおける電圧の実効値は、いずれも第１波形における電圧の実効値と概ね等しい。
出力電圧の波形を、これらの波形のいずれかに切り替えることの影響について、図４を参照しながら説明する。図４（Ａ）は、出力電圧が図３（Ａ）の正弦波となっているときにおける、出力電流の波形を示している。図４（Ｂ）は、出力電圧が図３（Ｂ）の第１波形となっているときにおける、出力電流の波形を示している。図４（Ｃ）は、出力電圧が図３（Ｃ）の第２波形となっているときにおける、出力電流の波形を示している。
図４（Ａ）に示されるように、出力電圧が正弦波であるときには、出力電流が０となっている期間（時刻ｔ２１から時刻ｔ３１までの期間）が最も長くなっており、出力電流のピーク値ＩPは最も大きな値（Ｉ０）となっている。
図４（Ｂ）に示されるように、出力電圧が第１波形（矩形波）であるときには、出力電流が０となっている期間はほぼ存在しない。また、出力電流のピーク値ＩPは最も小さな値（Ｉ１）となっている。
図４（Ｃ）に示されるように、出力電圧が第２波形であるときには、出力電流が０となっている期間（時刻ｔ２３から時刻ｔ３３までの期間）が図４（Ａ）の場合よりも短くなっている。また、出力電流のピーク値ＩPは、図４（Ａ）の場合（Ｉ０）よりも小さく、図４（Ｂ）の場合（Ｉ１）よりも大きくなっている。
図４には示されていないが、出力電圧が図３（Ｄ）の第３波形であるときには、出力電流のピーク値ＩPはＩ２よりも大きく、且つＩ０よりも小さな値となる。
このように、出力電流のピーク値ＩPは、出力電圧が正弦波であるときに最も大きくなる。また、出力電圧を台形波にすると、電圧の立ち上がり時における傾きを大きくするほどピーク値ＩPは小さくなって行く。このため、ピーク値ＩPを抑制することにのみ鑑みれば、出力電圧の波形を台形波とし、電圧の立ち上がり時における傾きを可能な限り大きくすることが望ましい。
しかしながら、出力電圧の波形が台形波であるような交流電力には高周波の成分が含まれるので、出力電流において所謂リプル（脈動）が発生しやすくなる。図４（Ａ）に示されるように、出力電圧が正弦波であるときには、リプルはほぼ発生しない。一方、出力電圧が台形波になると、リプルが発生するようになる。図４（Ｂ）に示されるように、出力電圧が矩形波であるときにはリプルの大きさが最大となっている。
つまり、出力電圧の波形を適宜選択することにより、出力電流のピーク値ＩPとリプルを変化させることができるのであるが、両者はトレードオフの関係となっている。電力変換装置１０ではこの点に鑑みながら、状況に応じて出力電圧の波形を切り替えることとしている。
図５に示されるように、本実施形態においては、ピーク値ＩPについての２つの閾値（第１閾値ＩTH1、第２閾値ＩTH2）が設定されている。第１閾値ＩTH1は、ピーク値ＩPの上限値として設定された閾値であって、スイッチング素子１１１等の最大定格電流よりも小さな値として設定されている。また、第２閾値ＩTH2は、ピーク値ＩPの下限値として設定された閾値であって、第１閾値ＩTH1よりも小さな値として設定された閾値である。
第１閾値ＩTH1及び第２閾値ＩTH2により定められているピーク値ＩPの範囲は、スイッチング素子１１１等の破損を引き起こすことを確実に防止し、且つ、リプルが大きくなり過ぎることの無い範囲として設定されている。以下、ピーク値ＩPについての当該範囲のことを「適正範囲」とも表記する。本実施形態では、ピーク値ＩPが可能な限り適正範囲内に収まるように、出力電圧の波形の切り替えが行われる。
電力変換装置１０により行われる制御の具体的な内容について、図６を参照しながら説明する。図６に示される一連の処理は、電力変換装置１０から負荷３００への電力の供給が開始された直後において実行される。
最初のステップＳ０１では、出力電圧の波形が正弦波とされる。つまり、図３（Ａ）に示された波形の出力電圧が負荷３００へと入力される。
ステップＳ０１に続くステップＳ０２では、電流計１２０により計測されたピーク値ＩPが、第１閾値ＩTH1よりも大きいか否かが判定される。ピーク値ＩPが第１閾値ＩTH1以下である場合には、出力電圧の切り換えによるピーク値ＩPの抑制は不要であるから、図６に示される一連の処理を終了する。以降は、出力電圧の波形が正弦波である状態が継続される。
ステップＳ０２において、ピーク値ＩPが第１閾値ＩTH1よりも大きい場合には、ステップＳ０３に移行する。ステップＳ０３では、出力電圧の波形が、正弦波から第１波形と切り替えられる。つまり、出力電圧の波形が図３（Ｂ）の第１波形となるように、スイッチング素子１１１等の開閉動作が制御部１３０によって切り替えられる。
ステップＳ０３に続くステップＳ０４では、ピーク値ＩPが第１閾値ＩTH1よりも大きいか否かが再度判定される。ピーク値ＩPが第１閾値ＩTH1よりも大きい場合には、ステップＳ０５に移行する。
出力電圧の波形が第１波形に切り替えられた後においても、ピーク値ＩPが第１閾値ＩTH1よりも大きいということは、ピーク値ＩPを更に抑制して第１閾値ＩTH1以下に収めるのは不可能であるということである。従って、ステップＳ０５に移行すると、制御部１３０は電力変換装置１０のシャットダウンを行い、図６に示される一連の処理を終了する。
ステップＳ０４において、ピーク値ＩPが第１閾値ＩTH1以下である場合には、ステップＳ０６に移行する。ステップＳ０６では、ピーク値ＩPが第２閾値ＩTH2よりも大きいか否かが判定される。ピーク値ＩPが第２閾値ＩTH2よりも大きい場合には、ピーク値ＩPは適正範囲に収まっている。このため、出力電圧の更なる切り換えは不要であるから、図６に示される一連の処理を終了する。以降は、出力電圧の波形が第１波形である状態が継続される。
ステップＳ０６において、ピーク値ＩPが第２閾値ＩTH2以下である場合には、ステップＳ０７に移行する。ステップＳ０７では、出力電圧の波形が、第１波形から第２波形と切り替えられる。つまり、出力電圧の波形が図３（Ｃ）の第２波形となるように、スイッチング素子１１１等の開閉動作が制御部１３０によって切り替えられる。
ステップＳ０７に続くステップＳ０８では、ピーク値ＩPが第１閾値ＩTH1よりも大きいか否かが再度判定される。ピーク値ＩPが第１閾値ＩTH1よりも大きい場合には、ステップＳ１５に移行する。
ステップＳ１５に移行したということは、第１波形から第２波形に切り替えたことにより、ピーク値ＩPが大きくなり過ぎてしまったということである。このため、ステップＳ１５では出力電圧の波形が第１波形に戻される。その後、図６に示される一連の処理を終了する。以降は、出力電圧の波形が第１波形である状態が継続される。
ステップＳ０８において、ピーク値ＩPが第１閾値ＩTH1以下である場合には、ステップＳ０９に移行する。ステップＳ０９では、ピーク値ＩPが第２閾値ＩTH2よりも大きいか否かが判定される。ピーク値ＩPが第２閾値ＩTH2よりも大きい場合には、ピーク値ＩPは適正範囲に収まっている。このため、出力電圧の更なる切り換えは不要であるから、図６に示される一連の処理を終了する。以降は、出力電圧の波形が第２波形である状態が継続される。
ステップＳ０９において、ピーク値ＩPが第２閾値ＩTH2以下である場合には、ステップＳ１０に移行する。ステップＳ１０では、出力電圧の波形が、第２波形から第３波形と切り替えられる。つまり、出力電圧の波形が図３（Ｄ）の第３波形となるように、スイッチング素子１１１等の開閉動作が制御部１３０によって切り替えられる。
ステップＳ１０に続くステップＳ１１では、ピーク値ＩPが第１閾値ＩTH1よりも大きいか否かが再度判定される。ピーク値ＩPが第１閾値ＩTH1よりも大きい場合には、ステップＳ１４に移行する。
ステップＳ１４に移行したということは、第２波形から第３波形に切り替えたことにより、ピーク値ＩPが大きくなり過ぎてしまったということである。このため、ステップＳ１４では出力電圧の波形が第２波形に戻される。その後、図６に示される一連の処理を終了する。以降は、出力電圧の波形が第２波形である状態が継続される。
ステップＳ１１において、ピーク値ＩPが第１閾値ＩTH1以下である場合には、ステップＳ１２に移行する。ステップＳ１２では、ピーク値ＩPが第２閾値ＩTH2よりも大きいか否かが判定される。ピーク値ＩPが第２閾値ＩTH2よりも大きい場合には、ピーク値ＩPは適正範囲に収まっている。このため、出力電圧の更なる切り換えは不要であるから、図６に示される一連の処理を終了する。以降は、出力電圧の波形が第３波形である状態が継続される。
ステップＳ１２において、ピーク値ＩPが第２閾値ＩTH2以下である場合には、ステップＳ１３に移行する。ステップＳ１３に移行したということは、出力電圧の波形を図３に示されるいずれの波形に切り替えた場合でも、ピーク値ＩPが適正範囲とはならなかった（ただし、第１閾値ＩTH1より小さい）ということである。そこで、ステップＳ１３では、出力電圧の波形が、第３波形から正弦波に戻される。つまり、出力電圧の波形が図３（Ａ）の正弦波となるように、スイッチング素子１１１等の開閉動作が制御部１３０によって切り替えられる。その後、図６に示される一連の処理を終了する。以降は、出力電圧の波形が当初の正弦波である状態が継続される。
以上のように、本実施形態に係る電力変換装置１０では、電流計１２０により計測された出力電流に基づいて出力電圧の波形が切り換えられ、出力電流のピーク値ＩPを可能な限り適正範囲に収めるような制御が実行される。これにより、出力電流のピーク値ＩPを抑制することと、出力電流のノイズ（リプル）を抑制することとの両立が図られている。
予め用意されている出力電圧の波形の種類としては、図３に示されたようなものに限られない。例えば、図７に示されているような出力電圧の波形が予め用意されており、これらの波形が適宜選択されるような態様であってもよい。
図７の例では、図７（Ａ）の正弦波、及び、図７（Ｂ）の第１波形は、図３（Ａ）の正弦波、及び図３（Ｂ）の第１波形とそれぞれ同じである。
一方、図７の例における第２波形は、図７（Ｃ）に示されているように、立ち上がり時においては、傾斜角９０度で電圧Ｖ０１まで電圧が上昇し、その後は電圧Ｖ１まで緩やかな傾斜角で上昇するような波形となっている。また、電圧Ｖ１からの立ち下り時においては、傾斜角９０度で電圧（−Ｖ０１）まで減少するような波形となっている。
また、図７の例における第３波形は、図７（Ｄ）に示されているように、立ち上がり時においては、傾斜角９０度で電圧Ｖ０１まで電圧が上昇し、その後は電圧Ｖ１まで（第２波形よりも）更に緩やかな傾斜角で上昇するような波形となっている。また、電圧Ｖ１からの立ち下り時においては、傾斜角９０度で電圧（−Ｖ０１）まで減少するような波形となっている。
このように、第１波形、第２波形、第３波形として、立ち上がり時の傾斜角（傾き）のみが互いに異なるような波形が用意されていた場合であっても、本発明の効果を奏することができる。尚、図７に示された正弦波、第１波形、第２波形、及び第３波形の中から適切なものを選択し、出力電圧の波形を切り替えるための処理については、図６を参照して説明した処理と同一である。従って、その具体的な説明を省略する。
また、予め用意されている出力電圧の波形の形状としては、台形波に限られない。例えば、図８に示されているような出力電圧の波形が予め用意されており、これらの波形が適宜選択されるような態様であってもよい。
図８の例では、図８（Ａ）の正弦波は、図３（Ａ）の正弦波と同じである。一方、図８の例における第１波形は、図８（Ｂ）に示されているように、図８（Ａ）と同じ正弦波の波形の頂部を平坦とし、これにより出力電圧を電圧Ｖ１０以下に制限したような波形となっている。尚、電圧Ｖ１０は、正弦波の振幅である電圧Ｖ０よりも小さな電圧として予め設定されたものである。
また、図８の例における第２波形は、図８（Ｃ）に示されているように、図８（Ａ）と同じ正弦波の波形の頂部を平坦とし、これにより出力電圧を電圧Ｖ２０以下に制限したような波形となっている。尚、電圧Ｖ２０は、正弦波の振幅である電圧Ｖ０よりも小さく、且つ電圧Ｖ１０よりも大きな電圧として予め設定されたものである。
更に、図８の例における第３波形は、図８（Ｄ）に示されているように、図８（Ａ）と同じ正弦波の波形の頂部を平坦とし、これにより出力電圧を電圧Ｖ３０以下に制限したような波形となっている。尚、電圧Ｖ３０は、正弦波の振幅である電圧Ｖ０よりも小さく、且つ電圧Ｖ２０よりも大きな電圧として予め設定されたものである。
このように、第１波形、第２波形、第３波形として、最大時における電圧（つまり振幅）が互いに異なるような波形が用意されていた場合であっても、本発明の効果を奏することができる。尚、図８に示された正弦波、第１波形、第２波形、及び第３波形の中から適切なものを選択し、出力電圧の波形を切り替えるための処理については、図６を参照して説明した処理と同一である。従って、その具体的な説明を省略する。
以上の例では、計測された出力電流のピーク値ＩPに応じて出力電圧の波形を切り替えるような制御について説明した。しかしながら、本発明の実施態様としてはこのようなものに限られない。例えば、予め定められた目標電流波形からの乖離量に応じて、出力電圧の波形を切り替えるような態様であってもよい。
目標電流波形、及び乖離量について、図９を参照しながら説明する。目標電流波形ＩＤＳは、仮に負荷３００が線形の負荷であり、且つ当該負荷に正弦波の出力電圧が入力された場合における、出力電流の波形である。従って、目標電流波形ＩＤＳは正弦波となっている。このような目標電流波形ＩＤＳは、負荷３００に本来供給されるべき理想的な出力電流の波形、ということができる。目標電流波形ＩＤＳは、スイッチング素子１１１の最大定格電流を超えない範囲において、可能な限り大きな振幅の波形として設定されることが望ましい。
図９には、図５に示された出力電流の波形と同一の波形が、線Ｇ１として示されている。乖離量ΔＩは、各時刻における実際の出力電流と、同時刻における目標電流波形ＩＤＳの値との差、の絶対値として定義されるものである。
図９に示されるように、出力電流の波形と、目標電流波形ＩＤＳとは一致しない。このため、乖離量ΔＩは時間の経過とともに変化する。仮に、出力電流の波形と、目標電流波形ＩＤＳとが一致している場合には、乖離量ΔＩは常に０となる。
乖離量ΔＩに基づいて出力電圧の波形を切り替える制御の具体的な内容について、図１０を参照しながら説明する。図１０に示される一連の処理は、図６に示される処理と同様、電力変換装置１０から負荷３００への電力の供給が開始された直後において実行される。
最初のステップＳ２１では、出力電圧の波形が正弦波とされる。つまり、図３（Ａ）に示された波形の出力電圧が負荷３００へと入力される。
ステップＳ２１に続くステップＳ２２では、電流計１２０の計測値に基づき算出された乖離量ΔＩ（以下、単に「乖離量ΔＩ」と表記する）が、第３閾値ＩTH3よりも大きいか否かが判定される。第３閾値ＩTH3とは、目標電流波形ＩＤＳにおける電流の最大値（振幅）である電流ＩMAXの、２０％の値として設定された閾値である（ＩTH3＝ＩMAX×０．２）。乖離量ΔＩが常に第３閾値ＩTH3以下である場合には、出力電圧の切り換えによるピーク値ＩP（及び乖離量ΔＩ）の抑制は不要であるから、図１０に示される一連の処理を終了する。以降は、出力電圧の波形が正弦波である状態が継続される。
ステップＳ２２において、乖離量ΔＩが第３閾値ＩTH3よりも一時的に（又は常に）大きくなる場合には、ステップＳ２３に移行する。ステップＳ２３では、出力電圧の波形が、正弦波から第１波形と切り替えられる。つまり、出力電圧の波形が図３（Ｂ）の第１波形となるように、スイッチング素子１１１等の開閉動作が制御部１３０によって切り替えられる。
ステップＳ２３に続くステップＳ２４では、ピーク値ＩPが第１閾値ＩTH1よりも大きいか否かが判定される。ピーク値ＩPが第１閾値ＩTH1よりも大きい場合には、ステップＳ２５に移行する。
出力電圧の波形が第１波形に切り替えられた後においても、ピーク値ＩPが第１閾値ＩTH1よりも大きいということは、ピーク値ＩPを更に抑制して第１閾値ＩTH1以下に収めるのは不可能であるということである。従って、ステップＳ２５に移行すると、制御部１３０は電力変換装置１０のシャットダウンを行い、図１０に示される一連の処理を終了する。
尚、ステップＳ２４においては、上記のように、相対的な電流値である乖離量ΔＩではなく、絶対的な電流値であるピーク値ＩPに基づいて、シャットダウンの必要性が判定される。このため、出力電流が大きくなり過ぎること（例えば、スイッチング素子１１１等の最大定格電流よりも大きくなること）は確実に防止される。
ステップＳ２４において、ピーク値ＩPが第１閾値ＩTH1以下である場合には、ステップＳ２６に移行する。ステップＳ２６では、乖離量ΔＩが常に第３閾値ＩTH3よりも小さく、且つ常に第４閾値ＩTH4よりも大きいか否かが判定される。第４閾値ＩTH4とは、目標電流波形ＩＤＳにおける電流の最大値（振幅）である電流ＩMAXの、１０％の値として設定された閾値である（ＩTH4＝ＩMAX×０．１）。
乖離量ΔＩが常に第３閾値ＩTH3よりも小さく、且つ常に第４閾値ＩTH4よりも大きい場合には、図１０に示される一連の処理を終了する。以降は、出力電圧の波形が第１波形である状態が継続される。
ステップＳ２６において、乖離量ΔＩが一時的に（又は常に）第３閾値ＩTH3以上、又は一時的に（又は常に）第４閾値ＩTH4以下となる場合には、ステップＳ２７に移行する。ステップＳ２７では、出力電圧の波形が、第１波形から第２波形と切り替えられる。つまり、出力電圧の波形が図３（Ｃ）の第２波形となるように、スイッチング素子１１１等の開閉動作が制御部１３０によって切り替えられる。
ステップＳ２７に続くステップＳ２８では、乖離量ΔＩが第３閾値ＩTH3よりも大きいか否かが再度判定される。乖離量ΔＩが一時的に（又は常に）第３閾値ＩTH3よりも大きくなる場合には、ステップＳ３５に移行する。
ステップＳ３５に移行したということは、第１波形から第２波形に切り替えたことにより、乖離量ΔＩが大きくなり過ぎてしまったということである。このため、ステップＳ３５では出力電圧の波形が第１波形に戻される。その後、図１０に示される一連の処理を終了する。以降は、出力電圧の波形が第１波形である状態が継続される。
ステップＳ２８において、乖離量ΔＩが常に第３閾値ＩTH3以下である場合には、ステップＳ２９に移行する。ステップＳ２９では、乖離量ΔＩが常に第４閾値ＩTH4よりも大きいか否かが判定される。乖離量ΔＩが常に第４閾値ＩTH4よりも大きい場合には、図１０に示される一連の処理を終了する。以降は、出力電圧の波形が第２波形である状態が継続される。
ステップＳ２９において、乖離量ΔＩが一時的に（又は常に）第４閾値ＩTH4以下となる場合には、ステップＳ３０に移行する。ステップＳ３０では、出力電圧の波形が、第２波形から第３波形と切り替えられる。つまり、出力電圧の波形が図３（Ｄ）の第３波形となるように、スイッチング素子１１１等の開閉動作が制御部１３０によって切り替えられる。
ステップＳ３０に続くステップＳ３１では、乖離量ΔＩが第３閾値ＩTH3よりも大きいか否かが再度判定される。乖離量ΔＩが一時的に（又は常に）第３閾値ＩTH3よりも大きくなる場合には、ステップＳ３４に移行する。
ステップＳ３４に移行したということは、第２波形から第３波形に切り替えたことにより、乖離量ΔＩが大きくなり過ぎてしまったということである。このため、ステップＳ３４では出力電圧の波形が第２波形に戻される。その後、図１０に示される一連の処理を終了する。以降は、出力電圧の波形が第２波形である状態が継続される。
ステップＳ３１において、乖離量ΔＩが常に第３閾値ＩTH3以下である場合には、ステップＳ３２に移行する。ステップＳ３２では、乖離量ΔＩが常に第４閾値ＩTH4よりも大きいか否かが判定される。乖離量ΔＩが常に第４閾値ＩTH4よりも大きい場合には、図１０に示される一連の処理を終了する。以降は、出力電圧の波形が第３波形である状態が継続される。
ステップＳ３２において、乖離量ΔＩが一時的に（又は常に）第４閾値ＩTH4以下となる場合には、ステップＳ３３に移行する。ステップＳ３３では、出力電圧の波形が、第３波形から正弦波に戻される。つまり、出力電圧の波形が図３（Ａ）の正弦波となるように、スイッチング素子１１１等の開閉動作が制御部１３０によって切り替えられる。その後、図１０に示される一連の処理を終了する。以降は、出力電圧の波形が当初の正弦波である状態が継続される。
以上のように、電力変換装置１０では、電流計１２０により計測された出力電流の乖離量ΔＩに基づいて出力電圧の波形が切り換えられ、乖離量ΔＩが常に小さくなっている状態が維持される。その結果、出力電流のピーク値ＩPが大きくなり過ぎること、及び小さくなり過ぎることが防止される。このような制御によっても、出力電流のピーク値ＩPを抑制することと、出力電流のノイズ（リプル）を抑制することとの両立を図ることができる。
以上、具体例を参照しつつ本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明はこれらの具体例に限定されるものではない。すなわち、これら具体例に、当業者が適宜設計変更を加えたものも、本発明の特徴を備えている限り、本発明の範囲に包含される。例えば、前述した各具体例が備える各要素およびその配置、材料、条件、形状、サイズなどは、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。また、前述した各実施の形態が備える各要素は、技術的に可能な限りにおいて組み合わせることができ、これらを組み合わせたものも本発明の特徴を含む限り本発明の範囲に包含される。
１０：電力変換装置
１００：インバータ
１１１：スイッチング素子
１２０：電流計
１３０：制御部
２００：電源装置
３００：負荷

Claims (5)

  1. 電力供給源（２００）から供給される直流電力を、スイッチング素子（１１１、１１２、１１３、１１４）の動作によって交流電力に変換し、当該交流電力を負荷に向けて出力するインバータ（１００）と、
    前記インバータの出力電流を計測する電流計測部（１２０）と、
    前記スイッチング素子の動作を制御することにより、前記インバータの出力電圧波形を変化させる制御部（１３０）と、を備え、
    前記制御部は、計測された前記出力電流に基づいて、前記出力電圧波形を正弦波から台形波となるように変化させるものであり、
    前記出力電流のピーク値について、第１閾値（ＩTH1）と、前記第１閾値よりも小さな第２閾値（ＩTH2）とが予め定められており、
    前記制御部は、
    前記ピーク値が前記第１閾値を超えた場合に、正弦波から台形波となるように前記出力電圧波形を変化させた後、
    前記ピーク値が前記第２閾値以下である場合に、
    前記ピーク値が前記第２閾値よりも大きく且つ前記第１閾値以下となるように、前記出力電圧波形の立ち上がり時における傾きを更に変化させることを特徴とする電力変換装置。
  2. 電力供給源（２００）から供給される直流電力を、スイッチング素子（１１１、１１２、１１３、１１４）の動作によって交流電力に変換し、当該交流電力を負荷に向けて出力するインバータ（１００）と、
    前記インバータの出力電流を計測する電流計測部（１２０）と、
    前記スイッチング素子の動作を制御することにより、前記インバータの出力電圧波形を変化させる制御部（１３０）と、を備え、
    前記制御部は、計測された前記出力電流に基づいて、前記出力電圧波形を変化させるものであり、
    前記制御部は、
    前記出力電流のピーク値が予め定められた第１閾値（ＩTH1）を超えた場合に、前記ピーク値が前記第１閾値を超えないように前記出力電圧波形を変化させることを特徴とする電力変換装置。
  3. 前記第１閾値に加えて、前記第１閾値よりも小さな第２閾値（ＩTH2）が予め定められており、
    前記制御部は、
    前記出力電流のピーク値が、前記第２閾値よりも大きく且つ前記第１閾値以下となるように、前記出力電圧波形を変化させることを特徴とする、請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記出力電流が前記スイッチング素子の最大定格電流を超えることのないように、前記第１閾値が定められていることを特徴とする、請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 電力供給源（２００）から供給される直流電力を、スイッチング素子（１１１、１１２、１１３、１１４）の動作によって交流電力に変換し、当該交流電力を負荷に向けて出力するインバータ（１００）と、
    前記インバータの出力電流を計測する電流計測部（１２０）と、
    前記スイッチング素子の動作を制御することにより、前記インバータの出力電圧波形を変化させる制御部（１３０）と、を備え、
    前記制御部は、計測された前記出力電流に基づいて、前記出力電圧波形を変化させるものであり、
    前記出力電流の、予め定められた目標電流波形（ＩＤＳ）からの乖離量（ΔＩ）が、常に所定の第３閾値（ＩTH3）以下となるように、前記出力電圧波形を変化させることを特徴とする電力変換装置。
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