JPH04285473A - Ｄｃ／ａｃ電源装置 - Google Patents
Ｄｃ／ａｃ電源装置Info
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- JPH04285473A JPH04285473A JP3069359A JP6935991A JPH04285473A JP H04285473 A JPH04285473 A JP H04285473A JP 3069359 A JP3069359 A JP 3069359A JP 6935991 A JP6935991 A JP 6935991A JP H04285473 A JPH04285473 A JP H04285473A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 31
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000013021 overheating Methods 0.000 description 1
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- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
［発明の目的］
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、バッテリー電源から交
流電源を得るＤＣ／ＡＣ電源装置に関する。
流電源を得るＤＣ／ＡＣ電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】最近のレジャーの傾向として自動車にて
遠出して、自動車のバッテリー電源（一般にＤＣ１２Ｖ
が多い）から交流電圧（１００ Ｖ）を得て一般の家庭
用テレビ、冷蔵庫、電子レンジ等を使用する要求が増加
している。
遠出して、自動車のバッテリー電源（一般にＤＣ１２Ｖ
が多い）から交流電圧（１００ Ｖ）を得て一般の家庭
用テレビ、冷蔵庫、電子レンジ等を使用する要求が増加
している。
【０００３】この種の従来のＤＣ／ＡＣ電源装置を図３
に示す。
に示す。
【０００４】図３はＤＣ１２ＶからＡＣ１００ Ｖを得
るＤＣ／ＡＣ電源装置の一例である。バッテリー１の電
源は遮断器２により入り、切りが行われる。バッテリー
電源が投入されると、限流抵抗３を介して平滑用コンデ
ンサ４を充電した後リレー５で限流抵抗３を短絡する。
るＤＣ／ＡＣ電源装置の一例である。バッテリー１の電
源は遮断器２により入り、切りが行われる。バッテリー
電源が投入されると、限流抵抗３を介して平滑用コンデ
ンサ４を充電した後リレー５で限流抵抗３を短絡する。
【０００５】コンデンサ４で平滑化された直流電源は変
圧器６のセンタータップとＭＯＳＦＥＴ７，８を介して
変圧器６の両端子に加えられ、ＭＯＳＦＥＴ７，８を交
互にスイッチして交流電力が変圧器６に供給される。
圧器６のセンタータップとＭＯＳＦＥＴ７，８を介して
変圧器６の両端子に加えられ、ＭＯＳＦＥＴ７，８を交
互にスイッチして交流電力が変圧器６に供給される。
【０００６】ＭＯＳＦＥＴ７，８にはそれぞれダイオー
ド９，１２、コンデンサ１０，１３、放電用抵抗１１，
１４からなるサージ吸収回路が設けられＭＯＳＦＥＴが
過電圧により劣化することを防いでいる。
ド９，１２、コンデンサ１０，１３、放電用抵抗１１，
１４からなるサージ吸収回路が設けられＭＯＳＦＥＴが
過電圧により劣化することを防いでいる。
【０００７】変圧器６の二次側に得られる交流電圧はダ
イオードブリッジ１５により整流され、リアクトル１６
、コンデンサ１７により高周波分を除去した第２の直流
電圧Ｖ１７となる。このＶ１７はインバータブリッジ１
８により５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの交流電圧ＶＡＣに変
換されて出力される。
イオードブリッジ１５により整流され、リアクトル１６
、コンデンサ１７により高周波分を除去した第２の直流
電圧Ｖ１７となる。このＶ１７はインバータブリッジ１
８により５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの交流電圧ＶＡＣに変
換されて出力される。
【０００８】ＤＣ／ＤＣコンバータ１９はコンデンサ４
の電圧から制御電源ＶＣを得て、チョッパ制御回路２０
やインバータ制御回路２１に供給する。チョッパ制御回
路２０はＭＯＳＦＥＴ７，８をＰＷＭ制御してコンデン
サ１７の電圧Ｖ１７を制御する。インバータ制御回路２
１はインバータブリッジ１８のＦＥＴを制御する。
の電圧から制御電源ＶＣを得て、チョッパ制御回路２０
やインバータ制御回路２１に供給する。チョッパ制御回
路２０はＭＯＳＦＥＴ７，８をＰＷＭ制御してコンデン
サ１７の電圧Ｖ１７を制御する。インバータ制御回路２
１はインバータブリッジ１８のＦＥＴを制御する。
【０００９】チョッパ制御やインバータ制御には種々の
制御方式があるがその一例を図４（ａ）に示す。コンデ
ンサ１７の電圧Ｖ１７を両波整流波形になるようチョッ
パ制御し、インバータブリッジ１８で１８０ 度（半波
）毎に極性を反転させるようにインバータ制御し交流電
圧ＶＡＣを得る方式である。
制御方式があるがその一例を図４（ａ）に示す。コンデ
ンサ１７の電圧Ｖ１７を両波整流波形になるようチョッ
パ制御し、インバータブリッジ１８で１８０ 度（半波
）毎に極性を反転させるようにインバータ制御し交流電
圧ＶＡＣを得る方式である。
【００１０】また別の制御として、コンデンサ１７の容
量を増大しＶ１７を一定にチョッパ制御すると共に図４
（ｂ）に示す疑似方形波にインバータ制御することもあ
る。なお、ｉｄはチョッパ入力の電流である。
量を増大しＶ１７を一定にチョッパ制御すると共に図４
（ｂ）に示す疑似方形波にインバータ制御することもあ
る。なお、ｉｄはチョッパ入力の電流である。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】図４（ａ）の方式は変
圧器二次側ではＰＷＭを行わないので高効率である。し
かし交流出力の無効電力を流す回路が無い（コンデンサ
１７の容量が小さいので）ので遅れ力率や進み力率の負
荷では使用できない。
圧器二次側ではＰＷＭを行わないので高効率である。し
かし交流出力の無効電力を流す回路が無い（コンデンサ
１７の容量が小さいので）ので遅れ力率や進み力率の負
荷では使用できない。
【００１２】家電品の内、ラジオ、ＴＶ、ＶＴＲ、等は
コンデンサインプット形の整流回路を持つ負荷であるの
で（ａ）の方式が適用可能であるが、モータが使用され
る冷蔵庫や扇風機などではモータが円滑に廻らず使用不
可能である。
コンデンサインプット形の整流回路を持つ負荷であるの
で（ａ）の方式が適用可能であるが、モータが使用され
る冷蔵庫や扇風機などではモータが円滑に廻らず使用不
可能である。
【００１３】図４（ｂ）の方式は負荷の無効電力をコン
デンサ１７で処理できるので遅れ力率や進み力率負荷に
も利用できるが出力電圧の歪が大きく高調波成分により
モータ類やコンデンサ類の過熱の原因となる。
デンサ１７で処理できるので遅れ力率や進み力率負荷に
も利用できるが出力電圧の歪が大きく高調波成分により
モータ類やコンデンサ類の過熱の原因となる。
【００１４】また、出力電圧ＶＡＣが正弦波となるよう
にインバータブリッジ１８をＰＷＭ制御すれば力率と歪
率の問題は解決できるがスイッチング損失により効率が
低下する欠点がある。特にコンデンサインプット形の整
流回路を持つ負荷では負荷のピーク電流が高いのでスイ
ッチング損失が増加しやすい。
にインバータブリッジ１８をＰＷＭ制御すれば力率と歪
率の問題は解決できるがスイッチング損失により効率が
低下する欠点がある。特にコンデンサインプット形の整
流回路を持つ負荷では負荷のピーク電流が高いのでスイ
ッチング損失が増加しやすい。
【００１５】またコンデンサインプット形の整流回路を
持つ負荷を投入した場合、投入電流が大きくなり過電流
となり易い問題があり、大きな負荷を投入できないこと
が多い。
持つ負荷を投入した場合、投入電流が大きくなり過電流
となり易い問題があり、大きな負荷を投入できないこと
が多い。
【００１６】このように、従来の装置では、効率を良く
すると負荷力率に対応できないか出力波形が悪くなるな
どの問題があり、コンデンサインプット形の整流回路を
持つ負荷の投入時過電流により、トリップし易く負荷を
有効に利用できない難点があった。
すると負荷力率に対応できないか出力波形が悪くなるな
どの問題があり、コンデンサインプット形の整流回路を
持つ負荷の投入時過電流により、トリップし易く負荷を
有効に利用できない難点があった。
【００１７】本発明では波形を良好にして、どのような
力率にも対応でき、しかも効率良く、投入時の電流を抑
制して負荷を１００ ％迄利用できる電源装置を提供す
ることを目的とする。
力率にも対応でき、しかも効率良く、投入時の電流を抑
制して負荷を１００ ％迄利用できる電源装置を提供す
ることを目的とする。
【００１８】［発明の構成］
【００１９】
【課題を解決するための手段】上記の問題点を解決する
ため本発明では、直流電源の正負間にブリッジ接続され
たインバータ部を備え、このインバータブリッジをＰＷ
Ｍ制御することにより直流電圧を交流電圧に変換する装
置において、この交流電圧の最大値付近の所定区間はＰ
ＷＭ制御を行なわず、他の区間のみをＰＷＭ制御するＰ
ＷＭ制御手段を設ける。
ため本発明では、直流電源の正負間にブリッジ接続され
たインバータ部を備え、このインバータブリッジをＰＷ
Ｍ制御することにより直流電圧を交流電圧に変換する装
置において、この交流電圧の最大値付近の所定区間はＰ
ＷＭ制御を行なわず、他の区間のみをＰＷＭ制御するＰ
ＷＭ制御手段を設ける。
【００２０】また、インバータ部の電流が所定電流を越
えたとき、該インバータブリッジの正側および負側のい
ずれか一方の回路をオフする電流制限手段を設ける。
えたとき、該インバータブリッジの正側および負側のい
ずれか一方の回路をオフする電流制限手段を設ける。
【００２１】
【作用】上記ＰＷＭ制御手段により、交流電圧の最大値
付近の所定区間は直流電圧がそのまま出力され、台形波
状の交流電圧となり、上記所定区間はＰＷＭ制御を行わ
ないのでスイッチング損失が発生せず効率が良くなる。 また、上記電流制限手段により、コンデンサインプット
形の整流回路を持つ負荷が投入された場合でも突入電流
等の過電流を抑制する。
付近の所定区間は直流電圧がそのまま出力され、台形波
状の交流電圧となり、上記所定区間はＰＷＭ制御を行わ
ないのでスイッチング損失が発生せず効率が良くなる。 また、上記電流制限手段により、コンデンサインプット
形の整流回路を持つ負荷が投入された場合でも突入電流
等の過電流を抑制する。
【００２２】
【実施例】本発明の実施例を図１に示す。図３と同一部
分は同一番号を付し説明を省略する。
分は同一番号を付し説明を省略する。
【００２３】チョッパ制御回路２０はコンデンサ１７の
電圧Ｖ１７が一定になるようＭＯＳＦＥＴ７，８をＰＷ
Ｍ制御する。
電圧Ｖ１７が一定になるようＭＯＳＦＥＴ７，８をＰＷ
Ｍ制御する。
【００２４】インバータ制御回路４０はインバータブリ
ッジ１８を制御して交流電圧ＶＡＣを出力するが、図２
に示すような波形となるように制御する。すなわち、Ｐ
ＷＭ回路４０ａから出力されるスイッチング指令におい
て、ＶＡＣの最大値付近の所定区間はオンのままにして
Ｖ１７または−Ｖ１７で一定にし、その他の区間で台形
波となるようにＰＷＭ制御を行う。
ッジ１８を制御して交流電圧ＶＡＣを出力するが、図２
に示すような波形となるように制御する。すなわち、Ｐ
ＷＭ回路４０ａから出力されるスイッチング指令におい
て、ＶＡＣの最大値付近の所定区間はオンのままにして
Ｖ１７または−Ｖ１７で一定にし、その他の区間で台形
波となるようにＰＷＭ制御を行う。
【００２５】インバータブリッジ１８の出力にリアクト
ル３２とコンデンサ３３からなるフィルタを設け高周波
分を除去する。変流器３４により負荷電流を検出し、整
流器４０ｄで直流に変換した後ヒステリシスコンパレー
タ４０ｃでレベル検出し、負荷電流の過電流になった時
インバータブリッジ１８の１８ｂ，１８ｄのＦＥＴをオ
フする如くロジックを構成する。ＦＥＴ１８ａと１８ｂ
，１８ｃと１８ｄはインバータの関係で動作させる。
ル３２とコンデンサ３３からなるフィルタを設け高周波
分を除去する。変流器３４により負荷電流を検出し、整
流器４０ｄで直流に変換した後ヒステリシスコンパレー
タ４０ｃでレベル検出し、負荷電流の過電流になった時
インバータブリッジ１８の１８ｂ，１８ｄのＦＥＴをオ
フする如くロジックを構成する。ＦＥＴ１８ａと１８ｂ
，１８ｃと１８ｄはインバータの関係で動作させる。
【００２６】図２の波形１８ａはＦＥＴ１８ａをオンオ
フするＰＷＭ波形で平均値は破線の様な台形波となる。 ＦＥＴ１８ｂは１８ａのインバート波形で駆動する。Ｆ
ＥＴ１８ｃも１８０ °の位相差を持って同様に台形波
はＰＷＭを行い、ＦＥＴ１８ｄは１８ｃのインバート波
形で駆動する。
フするＰＷＭ波形で平均値は破線の様な台形波となる。 ＦＥＴ１８ｂは１８ａのインバート波形で駆動する。Ｆ
ＥＴ１８ｃも１８０ °の位相差を持って同様に台形波
はＰＷＭを行い、ＦＥＴ１８ｄは１８ｃのインバート波
形で駆動する。
【００２７】このような制御を行うことによりフィルタ
を通した交流出力ＶＡＣは図示の波形となる。
を通した交流出力ＶＡＣは図示の波形となる。
【００２８】出力電圧ＶＡＣの１サイクル中を分割した
区間ａ〜ｄにおいて、区間ａ，ｃ間は一定傾斜となり、
この区間のみＰＷＭ制御を行い、区間ｂ，ｄ間はＰＷＭ
を行わずコンデンサ１７の電圧Ｖ１７が出力される。
区間ａ〜ｄにおいて、区間ａ，ｃ間は一定傾斜となり、
この区間のみＰＷＭ制御を行い、区間ｂ，ｄ間はＰＷＭ
を行わずコンデンサ１７の電圧Ｖ１７が出力される。
【００２９】このような制御を行った時、コンデンサイ
ンプット形整流負荷（一般の家庭、ＯＡ機器は大半がこ
の負荷）を接続すると図２のｉａｃに示すような電流が
流れる。
ンプット形整流負荷（一般の家庭、ＯＡ機器は大半がこ
の負荷）を接続すると図２のｉａｃに示すような電流が
流れる。
【００３０】この場合電流が流れる期間は主にｂ，ｄ区
間であり、この区間ではＰＷＭを行わないので、スイッ
チング損失は発生しない。
間であり、この区間ではＰＷＭを行わないので、スイッ
チング損失は発生しない。
【００３１】負荷が抵抗タイプの場合でも電流のピーク
値付近ではＰＷＭを行っていないので効率が高くなる。
値付近ではＰＷＭを行っていないので効率が高くなる。
【００３２】また、本実施例によればコンデンサインプ
ット形整流負荷を投入した場合、コンデンサの突入電流
による過電流が制限される。
ット形整流負荷を投入した場合、コンデンサの突入電流
による過電流が制限される。
【００３３】今、区間ｂのＦＥＴ１８ａ，１８ｄがオン
状態で、過電流が流れると、ヒステリシスコンパレータ
４０ｃで、これを検出しＦＥＴ１８ｄをオフさせると、
リアクトル３２に流れていた電流は、→負荷→ＦＥＴ１
８ｃのダイオード→ＦＥＴ１８ａの閉回路で流れ、負荷
のコンデンサを充電しながら減衰する。そしてヒステリ
シスコンパレータ４０ｃが反転すると再度ＦＥＴ１８ｄ
がオンする。
状態で、過電流が流れると、ヒステリシスコンパレータ
４０ｃで、これを検出しＦＥＴ１８ｄをオフさせると、
リアクトル３２に流れていた電流は、→負荷→ＦＥＴ１
８ｃのダイオード→ＦＥＴ１８ａの閉回路で流れ、負荷
のコンデンサを充電しながら減衰する。そしてヒステリ
シスコンパレータ４０ｃが反転すると再度ＦＥＴ１８ｄ
がオンする。
【００３４】この動作を繰返しながら電流を制限して負
荷コンデンサを充電する。区間ｄの場合は、ＦＥＴ１８
ｃと１８ｂがオンしているので１８ｂで同様に電流制限
の制御を行う。
荷コンデンサを充電する。区間ｄの場合は、ＦＥＴ１８
ｃと１８ｂがオンしているので１８ｂで同様に電流制限
の制御を行う。
【００３５】区間ａとｃでは上記のモードの他にＦＥＴ
１８ａと１８ｄの両方がオフするモードがある。この場
合はリアクトル３２のエネルギーは負荷とコンデンサ１
７に回生されるので負荷に移動するエネルギーは減少す
るが電流を制限する作用は変らない。
１８ａと１８ｄの両方がオフするモードがある。この場
合はリアクトル３２のエネルギーは負荷とコンデンサ１
７に回生されるので負荷に移動するエネルギーは減少す
るが電流を制限する作用は変らない。
【００３６】以上説明したように本発明によれば、コン
デンサインプット形整流負荷では電流が流れる範囲では
スイッチングを行わないのでスイッチング損失がなく高
効率である。
デンサインプット形整流負荷では電流が流れる範囲では
スイッチングを行わないのでスイッチング損失がなく高
効率である。
【００３７】台形波の歪率は５％以下で正弦波に非常に
近く、負荷がモータの場合でもトルクリップルが低く、
効果も高い。
近く、負荷がモータの場合でもトルクリップルが低く、
効果も高い。
【００３８】更に、片側のみをオンオフする電流制限作
用により、コンデンサインプット形整流負荷に有効にエ
ネルギーを供給しながら電流を制限することができる。
用により、コンデンサインプット形整流負荷に有効にエ
ネルギーを供給しながら電流を制限することができる。
【００３９】なお、図１のヒステリシスコンパレータ２
１ｃは、レベル検出器とオフディレイタイマーにより、
過電流時一定期間、片側のＦＥＴをオフするように構成
してもよい。
１ｃは、レベル検出器とオフディレイタイマーにより、
過電流時一定期間、片側のＦＥＴをオフするように構成
してもよい。
【００４０】また、図２の区間ｂ，ｄはそれぞれ６０度
程度としているが波形率が許せば広げることも可能であ
る。この区間が長い方がインバータ効率が高い。
程度としているが波形率が許せば広げることも可能であ
る。この区間が長い方がインバータ効率が高い。
【００４１】さらに、図１におけるコンデンサ１７、イ
ンバータブリッジ１８の回路は、コンデンサ１７を２個
直列にした中点と、インバータブリッジをハーフブリッ
ジとした中点間を出力とする半波方式のインバータでも
同様に応用できる。
ンバータブリッジ１８の回路は、コンデンサ１７を２個
直列にした中点と、インバータブリッジをハーフブリッ
ジとした中点間を出力とする半波方式のインバータでも
同様に応用できる。
【００４２】また、出力電圧波形は正確な台形波の必要
は特になく正弦波の一部でも同様であるがピーク付近は
オンしたままでＰＷＭ制御しない。
は特になく正弦波の一部でも同様であるがピーク付近は
オンしたままでＰＷＭ制御しない。
【００４３】
【発明の効果】本発明によれば、遅れ力率や進み力率の
負荷に対しても歪率の低い交流出力を高効率で得ること
ができる。
負荷に対しても歪率の低い交流出力を高効率で得ること
ができる。
【００４４】さらに、過電流となる負荷が投入されたと
き、電流制限を行うので、コンデンサインプット形の整
流回路を持つ負荷でも安全に投入することができ、高信
頼性のＤＣ／ＡＣ電源装置を提供することができる。
き、電流制限を行うので、コンデンサインプット形の整
流回路を持つ負荷でも安全に投入することができ、高信
頼性のＤＣ／ＡＣ電源装置を提供することができる。
【図１】本発明の一実施例。
【図２】本発明の動作説明図。
【図３】従来装置の構成図。
【図４】従来装置の動作説明図。
４…平滑コンデンサ
６…変圧器７，８…ＭＯＳＦＥＴ
１５…ダイオードブリッジ １６…リアクトル
１７…コンデンサ１８…インバータブリッジ
２０…チョッパ制御回路 ４０…インバータ制御回路 ４０ａ
…ＰＷＭ回路 ４０ｂ…ロジック回路 ４
０ｃ…ヒステリシスコンパレータ
６…変圧器７，８…ＭＯＳＦＥＴ
１５…ダイオードブリッジ １６…リアクトル
１７…コンデンサ１８…インバータブリッジ
２０…チョッパ制御回路 ４０…インバータ制御回路 ４０ａ
…ＰＷＭ回路 ４０ｂ…ロジック回路 ４
０ｃ…ヒステリシスコンパレータ
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源の正負間にブリッジ接続され
たインバータ部を備え、このインバータブリッジをＰＷ
Ｍ制御することにより直流電圧を交流電圧に変換する装
置において、この交流電圧の最大値付近の所定区間はＰ
ＷＭ制御を行なわず、他の区間のみをＰＷＭ制御するＰ
ＷＭ制御手段を設けたことを特徴とするＤＣ／ＡＣ電源
装置。 - 【請求項２】 前記請求項１記載の装置において、イ
ンバータ部の電流が所定電流を越えたとき、該インバー
タブリッジの正側および負側のいずれか一方の回路をオ
フする電流制限手段を設けたことを特徴とするＤＣ／Ａ
Ｃ電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3069359A JPH04285473A (ja) | 1991-03-11 | 1991-03-11 | Ｄｃ／ａｃ電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3069359A JPH04285473A (ja) | 1991-03-11 | 1991-03-11 | Ｄｃ／ａｃ電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04285473A true JPH04285473A (ja) | 1992-10-09 |
Family
ID=13400289
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3069359A Pending JPH04285473A (ja) | 1991-03-11 | 1991-03-11 | Ｄｃ／ａｃ電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04285473A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005101639A1 (en) * | 2004-04-13 | 2005-10-27 | Natus Technology Corp. | Approximated sinusoidal waveform inverter |
| JP2008278558A (ja) * | 2007-04-25 | 2008-11-13 | Densei Lambda Kk | 無停電電源装置、交流電力供給装置および負荷機器に応じた交流電圧切替方法 |
| WO2016132700A1 (ja) * | 2015-02-16 | 2016-08-25 | 株式会社デンソー | 電力変換装置 |
-
1991
- 1991-03-11 JP JP3069359A patent/JPH04285473A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005101639A1 (en) * | 2004-04-13 | 2005-10-27 | Natus Technology Corp. | Approximated sinusoidal waveform inverter |
| JP2008278558A (ja) * | 2007-04-25 | 2008-11-13 | Densei Lambda Kk | 無停電電源装置、交流電力供給装置および負荷機器に応じた交流電圧切替方法 |
| JP4569596B2 (ja) * | 2007-04-25 | 2010-10-27 | 富士電機システムズ株式会社 | 無停電電源装置、交流電力供給装置および負荷機器に応じた交流電圧切替方法 |
| WO2016132700A1 (ja) * | 2015-02-16 | 2016-08-25 | 株式会社デンソー | 電力変換装置 |
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