JP4277127B2 - 交流電源装置 - Google Patents

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Description

本発明は、直流電圧をトランスを介して交流電圧に変換し変換された交流電圧を負荷に供給する交流電源装置に関し、特に交流電圧を負荷としての放電灯に供給して放電灯を点灯させる技術に関する。
交流電源装置は、直流電圧をトランスを介して交流電圧に変換するもので、交流電圧により負荷を駆動することができる。この交流電源装置に負荷を接続した装置の一例としては、交流電圧により負荷としての冷陰極放電灯を点灯させる放電灯点灯装置が知られている。
冷陰極放電灯（ＣＣＦＬ：Cold Cathode Fluorescent Lamp）は、一般的に、交流電源装置により、数１０ｋＨｚの周波数で且つ数百Ｖ〜千数百Ｖの電圧が印加されることにより点灯する。また、外部電極蛍光灯（ＥＥＦＬ：External Electrode Fluorescent Lamp）と呼ばれる蛍光管もある。外部電極蛍光灯と冷陰極放電灯とは電極の構造が相違し、それ以外の相違はほとんどなく、発光原理も冷陰極放電灯と同じである。このため、外部電極蛍光灯や冷陰極放電灯を点灯させるための交流電源装置は、原理的には同じである。このため、以下、冷陰極放電灯（放電灯と略称する。）を用いて説明する。
放電灯と交流電源装置は、液晶ＴＶ、液晶モニタ、照明装置、液晶表示装置、看板などに用いられている。交流電源装置に求められる特性としては、（ａ）交流電圧周波数が５０ｋＨｚ程度であり、（ｂ）放電灯に印加される電圧は交流電圧で、正負対称の波形である。
（ａ）について、放電灯に印加される電圧周波数は、一般的におおよそ１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ程度である。これは、放電灯の輝度特性や効率特性、放電灯をセットに組み込んだときの輝度特性など、様々な特性を考慮し、ユーザーが決定する。交流電源装置は、決定された周波数、又はその付近の周波数で駆動される。このため、交流電源装置の都合で周波数を設定、変化させることができないことが多い。液晶ＴＶや液晶モニタ、照明装置などではおおよそ５０ｋＨｚ付近で用いられることが多いので、以下、５０ｋＨｚの交流電源装置を用いるものとする。
（ｂ）について、一般的に、放電灯に印加される電圧は交流電圧で、正負対称の波形である必要がある。放電灯はガラスのチューブ状になっており、内部には水銀、希ガス等が封入されている。この放電灯に直流電圧を印加しても発光はする。しかし、内部の水銀が片方に片寄ってしまい、次第に放電灯両端での輝度に差が出てきてしまうため、寿命が著しく短くなる。このため、放電灯には交流電圧を印加するが、交流電圧であっても電圧波形の正負の形に違いがあれば、水銀分布の偏りが生じてしまう可能性がある。このため、正負対称の波形を印加することが求められる。また、理想的には正弦波や台形波が良く、実際にも正弦波電圧を印加するシステムが多い。
従来の放電灯点灯装置の回路構成を図１８に示す。この放電灯点灯装置は、４個のスイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ４を用いたフルブリッジ方式と呼ばれるもので、交流電源２５の交流電圧を全波整流回路２６及び平滑コンデンサ２７で整流平滑して得られた直流電圧をスイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ４でスイッチングして５０ｋＨｚの正負対称の矩形波信号を生成し、この矩形波信号を絶縁トランスＴ１０で絶縁し、昇圧トランスＴ２０で昇圧して、交流電圧として正負対称の正弦波を得ている。また、２個のスイッチ素子を用いたハーフブリッジでもフルブリッジ構成と同様に構成できる。
これらの放電灯点灯装置は、２個以上のスイッチ素子を用いて正負対称の波形を得ている。スイッチ素子の数に応じて、ハイサイドドライバ、ロードサイドドライバ、絶縁素子など、スイッチ素子の駆動回路が増加する。このため、部品コスト、製造コスト、実装面積も増加する。また、スイッチ素子自体の部品コストも増大する。
なお、従来の技術として例えば、特許文献１がある。
特開平８−１６２２８０号公報
このように、スイッチ素子の数は２個以上必要であり、部品実装面積、部品コスト、製造コストが増加する。
本発明は、スイッチ素子の数を削減することによりコストを低減できる交流電源装置を提供することにある。
上記課題を解決するために、請求項１の発明は、直流電源と、１次巻線と２次巻線とを有する第１トランスと、前記直流電源に前記第１トランスの１次巻線を介して接続される第１スイッチ素子と、前記第１トランスの２次巻線に発生した電圧を入力して交流電圧を出力する出力回路と、第１期間と第２期間との合計期間を１周期とするパルス信号であるとともに前記第１期間内のパルス数が２以上で且つ固定されている、駆動信号により前記第１スイッチ素子をオン／オフ動作させる制御回路と、前記第２期間に前記第１トランスをリセットさせるリセット回路とを備え、前記制御回路は、前記第１期間では前記第１スイッチ素子のオン期間の合計がオフ期間の合計よりも長くなるように前記駆動信号を生成し、前記第２期間では前記第１スイッチ素子のオフ期間の合計がオン期間の合計よりも長くなるように前記駆動信号を生成し、前記交流電圧の波形を略正負対称とする。
請求項２の発明は、請求項１記載の交流電源装置において、前記制御回路は、第１周波数の発振信号を生成する第１発振器と、前記第１発振器の第１周波数とは異なる第２周波数の発振信号を生成する第２発振器と、前記第１発振器の発振信号と前記第２発振器の発振信号との論理積を求める論理回路とを備え、前記パルス信号を前記論理回路の出力信号とすることを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載の交流電源装置において、前記出力回路の出力電圧を検出する電圧検出回路と、前記出力回路の出力電流を検出する電流検出回路の少なくともいずれか一方を備え、前記制御回路は、前記電圧検出回路と前記電流検出回路の少なくともいずれか一方の出力信号に基づいて前記パルス信号のパルス幅を変調するパルス幅変調回路を備えることを特徴とする。
請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の交流電源装置において、前記第１トランスは、更に、前記１次巻線と磁気結合するリセット巻線を有し、前記リセット回路は、前記直流電源に並列に接続され、前記リセット巻線とダイオードとを直列に接続した回路からなることを特徴とする。
請求項５の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の交流電源装置において、前記リセット回路は、前記第１トランスの１次巻線に並列に接続され、ダイオードに抵抗とコンデンサとの並列回路を直列に接続した回路からなることを特徴とする。
請求項６の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の交流電源装置において、前記リセット回路は、前記第１トランスの１次巻線に並列に接続され、コンデンサと第２スイッチ素子とを直列に接続した回路からなることを特徴とする。
請求項７の発明は、請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載の交流電源装置において、前記出力回路は、前記第１トランスの２次巻線に並列に接続され、第１リアクトルと第１コンデンサとを直列に接続した回路からなり、前記交流電圧を前記第１コンデンサから出力することを特徴とする。
請求項８の発明は、請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載の交流電源装置において、前記出力回路は、前記第１トランスの２次巻線に対して第２リアクトルと第２トランスの１次巻線とが直列に接続され、該第２トランスの２次巻線と第２コンデンサとが並列に接続された回路からなり、前記交流電圧を前記第２コンデンサから出力することを特徴とする。
請求項９の発明は、請求項７記載の交流電源装置において、前記第１リアクトルは、前記第１トランスのリーケージインダクタンスからなることを特徴とする。
請求項１０の発明は、請求項８記載の交流電源装置において、前記第２リアクトルは、前記第２トランスのリーケージインダクタンスからなることを特徴とする。
請求項１１の発明は、請求項８記載の交流電源装置において、前記第２リアクトルは、前記第１トランスのリーケージインダクタンスと前記第２トランスのリーケージインダクタンスとからなることを特徴とする。
本発明によれば、１つのスイッチ素子を用い、制御回路は、第１期間では第１スイッチ素子のオン期間の合計がオフ期間の合計よりも長くなるように駆動信号を生成し、第２期間では第１スイッチ素子のオフ期間の合計がオン期間の合計よりも長くなるように駆動信号を生成するので、出力回路の交流電圧の波形を略正負対称とすることができる。このため、スイッチ素子の数を削減できる。
以下、本発明の交流電源装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。以下の実施例では、本発明の交流電源装置を放電灯点灯装置に適用した場合について説明する。この放電灯点灯装置は、本発明の交流電源装置に負荷としての放電灯が接続されて構成される。
なお、この例では、負荷を放電灯としたが、負荷は放電灯でなくても良く、本発明の交流電源装置は、その他の負荷に適用しても良い。
図１は本発明の実施例１の放電灯点灯装置の構成を示す図である。図１において、直流電源Ｖｉｎの両端にはトランスＴ１（第１トランス）の１次巻線Ｐ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子ＳＷ１（第１スイッチ素子）との直列回路が接続されている。
トランスＴ１の１次巻線Ｐ１にはトランスＴ１の１次巻線Ｐ１と磁気結合するリセット巻線Ｐ１ａの一端が接続され、トランスＴ１のリセット巻線Ｐ１ａの他端（●側）はダイオードＤ１のカソードに接続され、ダイオードＤ１のアノードは直流電源Ｖｉｎの負極に接続されている。トランスＴ１のリセット巻線Ｐ１ａとダイオードＤ１はリセット回路１を構成する。
トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の両端にはリアクトルＬ１(第１リアクトル)とコンデンサＣ１(第１コンデンサ)の直列回路が接続されている。リアクトルＬ１とコンデンサＣ１とは、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１に発生した電圧を入力して交流電圧を出力端子ＯＰ１，ＯＰ２に出力する出力回路２を構成する。リアクトルＬ１は、トランスＴ１のリーケージインダクタンスを用いても良い。コンデンサＣ１の両端には、コンデンサＣａと放電灯７ａとの直列回路と、コンデンサＣｂと放電灯７ｂとの直列回路とがそれぞれ接続されている。
図２はスイッチ素子の１パルス駆動時における時比率が小さい時と大きい時の各部のタイミングチャートである。
ここで、時比率とは、パルス信号のオンデューティ比であり、具体的には、パルス信号の１周期において、１００＊パルスオン期間／（パルスオン期間＋パルスオフ期間）であって百分率で表される。
図２に示すように、スイッチ素子ＳＷ１を例えば５０ｋＨｚでオン／オフさせる。スイッチ素子ＳＷ１がオンしている期間には、Ｖｉｎ→Ｐ１→ＳＷ１→Ｖｉｎの経路でトランスＴ１の１次巻線Ｐ１に電流Ｉ１が流れて、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１に正電圧が発生する。
スイッチ素子ＳＷ１がオフしている期間には、Ｐ１ａ→Ｖｉｎ→Ｄ１→Ｐ１ａの経路でトランスＴ１のリセット巻線Ｐ１ａにリセット電流Ｉ２が流れる。即ち、スイッチ素子ＳＷ１がオフした時に、リセット巻線Ｐ１ａが、トランスＴ１の励磁エネルギーをリセットする。また、このリセット期間に、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１に負電圧が発生する。
このようにトランスＴ１の２次巻線Ｓ１には矩形波状の交流電圧Ｖ（Ｓ１）が発生し、リアクトルＬ１とコンデンサＣ１とのフィルタ作用により正弦波状の交流電圧Ｖ（Ｃ１）が得られる。交流電圧Ｖ（Ｃ１）はコンデンサＣ１の両端電圧である。
図２（ａ）に示すように、スイッチ素子ＳＷ１の時比率が小さいときは交流電圧は正負対称ではなくなるが、時比率が大きいときには交流電圧Ｖ（Ｃ１）は正負対称の正弦波が得られる。このため、時比率が５０％に近い状態で使用すれば有効な回路である。
しかし、時比率が５０％固定では、交流電圧Ｖ（Ｃ１）を制御できない。放電灯の輝度を制御する場合には、放電灯に印加される電圧や流れる電流を制御する必要がある。この場合、スイッチ素子ＳＷ１の時比率を制御する必要があるため、条件によっては時比率が小さくなり、正負対称の正弦波を出力できない場合も考えられる。正負対称の正弦波が得られないのは、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の電圧Ｖ（Ｓ１）の正電圧の期間が１周期に対して短いからである。
そこで、実施例１では、第１期間と第２期間との合計期間を１周期とする駆動信号によりスイッチ素子ＳＷ１をオン／オフ動作させる制御回路１０を設けている。制御回路１０は、第１期間ではスイッチ素子ＳＷ１のオン期間の合計がオフ期間の合計よりも長くなるように駆動信号を生成し、第２期間ではスイッチ素子ＳＷ１のオフ期間の合計がオン期間の合計よりも長くなるように駆動信号を生成し、交流電圧の波形を略正負対称とする。
図３は実施例１の放電灯点灯装置のスイッチ素子の２パルス駆動時における時比率が小さい時と大きい時の各部のタイミングチャートである。図３において、スイッチ素子ＳＷ１の駆動信号は、期間ＴＭ１（第１期間）と期間ＴＭ２（第２期間）との合計期間を１周期とする信号であり、期間ＴＭ１では、スイッチ素子ＳＷ１のオン期間（パルスＰＬ１，ＰＬ２のオン期間）の合計（２Ａ）がオフ期間（２Ｂ）の合計よりも長くなるように駆動信号を生成し、第２期間ＴＭ２では、スイッチ素子ＳＷ１のオフ期間の合計がオン期間の合計よりも長くなるように駆動信号を生成している。
図３（ａ）は駆動信号の時比率が大きい場合の各部の波形で、図３（ｂ）は駆動信号の時比率が小さい場合の各部の波形である。ここで、時比率は、図３（ａ）に示す例では、１００＊Ａ／（Ａ＋Ｂ）である。期間ＴＭ１に２個のパルスＰＬ１，ＰＬ２があるので、時比率が小さい場合でも、トランスＴ１の２次巻線の電圧Ｖ（Ｓ１）の正電圧の期間が長く取れる。このため、交流電圧Ｖ（Ｃ１）の波形を正負対称の正弦波に近づけることができる。
また、図３に示すように、例えば、パルス信号が存在する期間を期間ＴＭ１、パルス信号の存在しない期間を期間ＴＭ２とした場合、制御回路１０は、期間Ａと期間Ｂの合計期間を一定値に制御することにより、交流電圧の周波数を一定に制御することができる。また、制御回路１０は、期間ＴＭ１と期間ＴＭ２との合計期間を変化させることにより交流電圧の周波数を変化させることもできる。
次に、パルス信号の時比率について考察する。図１において、パルス信号の時比率が５０％以下の場合、期間ＴＭ１、期間ＴＭ２のパルス信号の平均値はそれぞれゼロである。従って、時比率が５０％以下でスイッチ素子ＳＷ１を駆動した場合、図４に示すように、コンデンサＣ１には交流電圧Ｖ（Ｃ１）はほとんど発生しない。このため、期間ＴＭ１では少なくとも１つのパルス信号の時比率は５０％より大きく（即ち、パルス信号のオン期間がオフ期間よりも長い）、期間ＴＭ２では少なくとも１つのパルス信号の時比率は５０％より小さくする（即ち、パルス信号のオフ期間がオン期間よりも長い）必要がある。
即ち、５０％を超えた時比率でスイッチ素子ＳＷ１を駆動するということは、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１のリセットをかけずに動作させることであり、この作用によりコンデンサＣ１に電圧が発生する。また、期間ＴＭ２では、時比率がゼロでなくとも、５０％以下であれば良い。
なお、実施例１では、期間ＴＭ１にパルスを２個挿入したが、このパルスは３個以上でも同様の効果が得られる。
このように実施例１によれば、１つのスイッチ素子ＳＷ１を用い、且つ、制御回路１０は、期間ＴＭ１ではスイッチ素子ＳＷ１のオン期間の合計がオフ期間の合計よりも長くなるように駆動信号（パルス信号）を生成し、期間ＴＭ２ではスイッチ素子ＳＷ１のオフ期間の合計がオン期間の合計よりも長くなるように駆動信号を生成するので、出力回路の交流電圧の波形を正負対称の正弦波とすることができる。このため、スイッチ素子の数を削減できる。
図５は本発明の実施例２の放電灯点灯装置の構成を示す図である。直流電源Ｖｉｎの両端にはトランスＴ１の１次巻線Ｐ１とスイッチ素子ＳＷ１との直列回路が接続されている。リセット回路１ａは、トランスＴ１ａの１次巻線Ｐ１に並列に接続され、ダイオードＤ２に抵抗Ｒ１とコンデンサＣ４との並列回路を直列に接続した回路からなる。図５に示すその他の構成は図１に示す実施例１の構成と同一である。
このように実施例２の構成によれば、スイッチ素子ＳＷ１がオフした時には、トランスＴ１の励磁エネルギーは、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ４に蓄えられ、抵抗Ｒ１によって消費される。即ち、リセット回路１ａにより、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１に誘起された励磁エネルギーをリセットすることができる。これにより、実施例１の効果と同様な効果が得られる。
図６は本発明の実施例３の放電灯点灯装置の構成を示す図である。図６に示す回路は、ハーフブリッジ回路である。直流電源Ｖｉｎの両端にはスイッチ素子ＳＷ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子ＳＷ２の直列回路が接続されている。リセット回路１ｂは、トランスＴ１ａの１次巻線Ｐ１に並列に接続され、電流共振コンデンサＣｒｉ（第２コンデンサ）とスイッチ素子ＳＷ２（第２スイッチ素子）とを直列に接続した回路からなる。
図６に示すその他の構成は図１に示す実施例１の構成と同一である。制御回路１０ａは、図１に示す制御回路１０の機能を有するとともに、スイッチ素子ＳＷ１とスイッチ素子ＳＷ２とを交互にオン／オフさせる。
このような実施例３によれば、スイッチ素子ＳＷ１がオンしたときには、Ｖｉｎ→ＳＷ１→Ｃｒｉ→Ｐ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れ、電流共振コンデンサＣｒｉとトランスＴ１ａの１次巻線Ｐ１にエネルギーが蓄えられる。スイッチ素子ＳＷ１がオフしスイッチ素子ＳＷ２がオンしたときには、Ｐ１→Ｃｒｉ→ＳＷ２→Ｐ１の経路で電流が流れる。即ち、リセット回路１ｂにより、トランスＴ１の励磁エネルギーをリセットすることができる。
このように実施例３の構成であっても、実施例１の効果と同様な効果が得られる。
図７は本発明の実施例４の放電灯点灯装置の構成を示す図である。図７に示す実施例４は、図１に示す実施例１の制御回路１０を具体化したものである。即ち、制御回路として、第１発振器１１、第２発振器１２、アンド回路１３、駆動回路１４とが設けられている。図８は本発明の実施例４の放電灯点灯装置の各部のタイミングチャートである。
第１発振器１１は、例えば２００ｋＨｚ（第１周波数）の矩形波状の電圧（発振信号）Ｖ１１を発生する。第２発振器１２は、例えば５０ｋＨｚ（第２周波数）の矩形波状の電圧（発振信号）Ｖ１２を発生する。アンド回路１３（論理回路）は、第１発振器１１の２００ｋＨｚの矩形波状の電圧Ｖ１１と第２発振器１２の５０ｋＨｚの矩形波状の電圧Ｖ１２との論理積を求めることによりスイッチ素子ＳＷ１の駆動信号を生成する。駆動回路１４は、アンド回路１３からの駆動信号Ｖ１３によりスイッチ素子ＳＷ１を駆動させる。
期間ＴＭ１と期間ＴＭ２とは第２発振器１２の発振信号の時比率により決定される。一般的に第２発振器１２の発振信号の時比率は約５０％にすることが望ましい。このため、スイッチ素子ＳＷ１は、時比率５０％程度の５０ｋＨｚの信号で間欠発振させている。また、第１発振器１１の発振信号の時比率を変化させることにより交流電圧Ｖ（Ｃ１）を制御することができる。
なお、図７において、第１発振器１１と第２発振器１２とを個別に動作させた場合には、僅かな周波数の変動やばらつきにより、図９に示すように、１周期当たりのパルス信号のパルス数が変動してしまう。このようなパルス信号では、出力回路の交流電圧が安定しない。
従って、第１発振器１１の信号と第２発振器１２の信号との同期をとることが有効である。ここで、同期とは、交流電圧の１周期当たり（期間ＴＭ１と期間ＴＭ２との合計期間で例えば５０ｋＨｚの周期）のスイッチ素子ＳＷ１の駆動信号のパルスの数を一定（例えば２個）に保つことである。交流電圧１周期当たりのスイッチ素子ＳＷ１のパルスの数が一定であるため、交流電圧の変動を抑制できる。
同期をとった２信号は、例えば、フリップフロップ、タイマ、カウンタ等を用いた分周回路、倍周回路などで容易に生成可能である。
図１０に示す例では、第２発振器としての４逓倍回路１７が、第１発振器１１ａの基準信号の５０ｋＨｚを４倍だけ周波数逓倍することにより２００ｋＨｚを有する基準信号を生成する。
図１１に示す例では、第２発振器としての１／４分周回路１８が、第１発振器１１の信号の２００ｋＨｚを１／４分周することにより５０ｋＨｚを有する基準信号を生成する。
図１０、図１１に示す例では、第１発振器１１、第２発振器としての分周回路１８、逓倍回路１７の分周比や逓倍を変えることにより、任意の周波数で同期の取れた２つの信号を容易に生成することができる。
さらに、図１２に示すように、第１発振器１１と、ＪＫフリッププロップ２９ａ，２９ｂからなる第２発振器とが設けられる。第１発振器１１からの２００ｋＨｚの信号は、ＪＫフリッププロップ２９ａのクロック端子ＣＬＫに入力される。ＪＫフリッププロップ２９ａは、２００ｋＨｚの信号から１００ｋＨｚの信号を生成して、ＪＫフリッププロップ２９ｂのクロック端子ＣＬＫに出力する。ＪＫフリッププロップ２９ｂは、１００ｋＨｚの信号から５０ｋＨｚの信号を生成する。
結果としてスイッチＳＷ１の駆動信号と交流電圧の周波数との同期が取れれば良く、発振器出力同士の同期はその一例に過ぎない。
図１３は本発明の実施例５の放電灯点灯装置の構成を示す図である。図７に示す実施例４では、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１に矩形波状の高い電圧を発生させ、この電圧をリアクトルＬ１とコンデンサＣ１とのフィルタ作用により正弦波状の電圧を得ていた。
ここで、例えば図７に示すシステムにおいて、トランスＴ１により絶縁を行う場合、トランスＴ１は各種安全規格で指定される絶縁距離等の条件を満たす必要がある。この場合、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の電圧が高いほど、これらの条件は厳しくなり、トランスＴ１が大型化及び高価格化するため、２次巻線Ｓ１の電圧は低く制限する必要がある。また、リアクトルＬ１にも高い電圧が印加されるので、スロット分割巻などの対応が必要になり、大型化、高価格化する。
そこで、図１３に示す実施例５では、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の両端に、昇圧トランスであるトランスＴ２（第２トランス）の１次巻線Ｐ２とリアクトルＬ２（第２リアクトル）を接続し、トランスＴ２の２次巻線Ｓ２の両端にコンデンサＣ２を並列に接続してコンデンサＣ２から交流電圧Ｖ（Ｃ２）を得ている。
また、トランスＴ２とリアクトルＬ２とコンデンサＣ２とにより、トランスＴ２の２次巻線Ｓ２に発生した電圧を入力して交流電圧を出力端子ＯＰ１，ＯＰ２に出力する出力回路２ａを構成する。
このように実施例５の構成によれば、トランスＴ１により各種安全規格で求められる絶縁を行い、トランスＴ２で昇圧を行うので、上記問題を回避できる。また、トランスＴ１で矩形波状の低い電圧を発生させるため、トランスＴ１は各種安全規格の条件を緩くすることができる。トランスＴ２は２次側での昇圧であるので、所謂、機能絶縁のみで良い。
また、図１３に示すリアクトルＬ２は、トランスＴ２の１次巻線Ｐ２と２次巻線Ｓ２との間のリーケージインダクタンスを用いても良い。
また、図１３に示すリアクトルＬ２は、トランスＴ１のリーケージインダクタンスとトランスＴ２のリーケージインダクタンスとからなっても良い。
放電灯点灯装置は、放電灯に流れる電流を検出して検出された電流を所定値に制御することにより放電灯を安定に点灯させる。その方法として放電灯に流れる電流を検出する方法がよく用いられる。
しかし、アプリケーション上の制約、構造上の制約等により必ずしも放電灯電流を検出できない場合もある。この場合、他の電気量を検出して制御することもできる。図１４は本発明の実施例６の具体例１の放電灯点灯装置の構成を示す図である。図１５は本発明の実施例６の具体例２の放電灯点灯装置の構成を示す図である。
図１４に示す実施例６の具体例１では、放電灯７ａ，７ｂに直列に接続された電流検出回路１９が放電灯７ａ，７ｂに流れる電流を検出する。時比率調整回路２０は、アンド回路１３と駆動回路１４との間に接続され、電流検出回路１９で検出された電流が所定値になるようにスイッチ素子ＳＷ１のパルス信号の時比率を変化させる。即ち、時比率調整回路２０は、公知のパルス信号のパルス幅を変調するパルス幅変調回路からなる。
図１５に示す実施例６の具体例２では、トランスＴ２の２次巻線Ｓ２の両端間に接続された電圧検出回路２２が、トランスＴ２の２次巻線電圧（交流電圧）を検出する。時比率調整回路２０ａは、アンド回路１３と駆動回路１４との間に接続され、電圧検出回路２２で検出された電圧が所定値になるようにスイッチ素子ＳＷ１のパルス信号の時比率を変化させる。即ち、時比率調整回路２０ａは、公知のパルス信号のパルス幅を変調するパルス幅変調回路からなる。
図１６は本発明の実施例７の具体例１の放電灯点灯装置の構成を示す図である。図１６に示す実施例７は、図１４に示す構成に対して、さらに、トランスＴ３と、電流検出回路１９ｂと、フォトカプラＰＣ１とを設けている。
トランスＴ３の１次巻線Ｐ３とリアクトルＬ３は、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の両端に接続され、トランスＴ３の２次巻線Ｓ３の両端には、コンデンサＣ３が接続されるとともに、放電灯７ｂと電流検出回路１９ｂとの直列回路が接続されている。
時比率調整回路２０ｂは、第１発振器１１からの信号と第２発振器としての１／４分周回路１８からの信号と電流検出回路１９ａからの検出電流と電流検出回路１９ｂからの検出電流とに基づいてスイッチ素子ＳＷ１のパルス信号の時比率を調整する。フォトカプラＰＣ１は、時比率調整回路２０ｂからの出力に応じた電流を流す。駆動回路１４は、フォトカプラＰＣ１からの出力信号、即ち、時比率が調整されたパルス信号によりスイッチ素子ＳＷ１をオン／オフ駆動させる。
このように、複数の昇圧トランスＴ２，Ｔ３を用いて、複数の放電灯７ａ，７ｂを点灯させることができる。
実施例７の具体例１では、放電灯が２灯の例であるが、昇圧トランスを増やすことにより、さらに多くの放電灯を同時に点灯することができる。
また、図１７に示す実施例７の具体例２では、トランスＴ２の高圧側とトランスＴ３の高圧側との間に、１灯７ａ又は複数灯の放電灯７ａ，７ｂを接続し、２個のトランスＴ２，Ｔ３で１灯又は複数灯の放電灯を点灯させても良い。
本発明の実施例１の放電灯点灯装置の構成を示す図である。 スイッチ素子の１パルス駆動時における時比率が小さい時と大きい時の各部のタイミングチャートである。 実施例１の放電灯点灯装置のスイッチ素子の２パルス駆動時における時比率が小さい時と大きい時の各部のタイミングチャートである。 パルス信号の時比率が５０％以下の場合の各部のタイミングチャートである。 本発明の実施例２の放電灯点灯装置の構成を示す図である。 本発明の実施例３の放電灯点灯装置の構成を示す図である。 本発明の実施例４の放電灯点灯装置の構成を示す図である。 本発明の実施例４の放電灯点灯装置の各部のタイミングチャートである。 第１発振器の出力信号と第２発振器の出力信号との同期が取れていない場合の各部のタイミングチャートである。 本発明の実施例４の放電灯点灯装置の第１発振器の周波数と第２発振器の周波数との同期の取れた２つの信号の生成方法の一例を示す図である。 実施例４の放電灯点灯装置の同期の取れた２つの信号の生成方法の他の一例を示す図である。 １／４分周回路の一例を示す図である。 本発明の実施例５の放電灯点灯装置の構成を示す図である。 本発明の実施例６の具体例１の放電灯点灯装置の構成を示す図である。 本発明の実施例６の具体例２の放電灯点灯装置の構成を示す図である。 本発明の実施例７の具体例１の放電灯点灯装置の構成を示す図である。 本発明の実施例７の具体例２の放電灯点灯装置の構成を示す図である。 従来の放電灯点灯装置の一例の構成を示す図である。
符号の説明
Ｔ１，Ｔ１ａ，Ｔ２，Ｔ３ トランス
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３ １次巻線
Ｐ１ａ リセット巻線
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３ ２次巻線
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃａ，Ｃｂ コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ素子
Ｌ１，Ｌ２ リアクトル
Ｃｒｉ 電流共振コンデンサ
Ｖｉｎ 直流電源
ＰＣ１ フォトカプラ
１，１ａ，１ｂ リセット回路
２，２ａ，２ｂ，２ｃ 出力回路
７ａ，７ｂ 放電灯
１０，１０ａ 制御回路
１１，１１ａ 第１発振器
１２ 第２発振器
１３ アンド回路
１４ 駆動回路
１７ ４逓倍回路
１８ １／４分周回路
１９，１９ａ，１９ｂ 電流検出回路
２０，２０ａ，２０ｂ 時比率調整回路
２２ 電圧検出回路
２９ａ，２９ｂ ＪＫフリップフロップ

Claims (11)

  1. 直流電源と、
    １次巻線と２次巻線とを有する第１トランスと、
    前記直流電源に前記第１トランスの１次巻線を介して接続される第１スイッチ素子と、
    前記第１トランスの２次巻線に発生した電圧を入力して交流電圧を出力する出力回路と、
    第１期間と第２期間との合計期間を１周期とするパルス信号であるとともに前記第１期間内のパルス数が２以上で且つ固定されている、駆動信号により前記第１スイッチ素子をオン／オフ動作させる制御回路と、
    前記第２期間に前記第１トランスをリセットさせるリセット回路とを備え、
    前記制御回路は、前記第１期間では前記第１スイッチ素子のオン期間の合計がオフ期間の合計よりも長くなるように前記駆動信号を生成し、前記第２期間では前記第１スイッチ素子のオフ期間の合計がオン期間の合計よりも長くなるように前記駆動信号を生成し、前記交流電圧の波形を略正負対称とすることを特徴とする交流電源装置。
  2. 前記制御回路は、第１周波数の発振信号を生成する第１発振器と、
    前記第１発振器の第１周波数とは異なる第２周波数の発振信号を生成する第２発振器と、
    前記第１発振器の発振信号と前記第２発振器の発振信号との論理積を求める論理回路とを備え、
    前記パルス信号を前記論理回路の出力信号とすることを特徴とする請求項１記載の交流電源装置。
  3. 前記出力回路の出力電圧を検出する電圧検出回路と、前記出力回路の出力電流を検出する電流検出回路の少なくともいずれか一方を備え、
    前記制御回路は、前記電圧検出回路と前記電流検出回路の少なくともいずれか一方の出力信号に基づいて前記パルス信号のパルス幅を変調するパルス幅変調回路を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の交流電源装置。
  4. 前記第１トランスは、更に、前記１次巻線と磁気結合するリセット巻線を有し、前記リセット回路は、前記直流電源に並列に接続され、前記リセット巻線とダイオードとを直列に接続した回路からなることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の交流電源装置。
  5. 前記リセット回路は、前記第１トランスの１次巻線に並列に接続され、ダイオードに抵抗とコンデンサとの並列回路を直列に接続した回路からなることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の交流電源装置。
  6. 前記リセット回路は、前記第１トランスの１次巻線に並列に接続され、コンデンサと第２スイッチ素子とを直列に接続した回路からなることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の交流電源装置。
  7. 前記出力回路は、前記第１トランスの２次巻線に並列に接続され、第１リアクトルと第１コンデンサとを直列に接続した回路からなり、前記交流電圧を前記第１コンデンサから出力することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載の交流電源装置。
  8. 前記出力回路は、前記第１トランスの２次巻線に対して第２リアクトルと第２トランスの１次巻線とが直列に接続され、該第２トランスの２次巻線と第２コンデンサとが並列に接続された回路からなり、前記交流電圧を前記第２コンデンサから出力することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載の交流電源装置。
  9. 前記第１リアクトルは、前記第１トランスのリーケージインダクタンスからなることを特徴とする請求項７記載の交流電源装置。
  10. 前記第２リアクトルは、前記第２トランスのリーケージインダクタンスからなることを特徴とする請求項８記載の交流電源装置。
  11. 前記第２リアクトルは、前記第１トランスのリーケージインダクタンスと前記第２トランスのリーケージインダクタンスとからなることを特徴とする請求項８記載の交流電源装置。
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