JP4399405B2 - 進相電流による交流電圧制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電気回路に直列接続して電流力率を進相方向に変化させて負荷電圧を制御する交流電圧制御装置に関する。

送電系統では、直列コンデンサ法による進相電力調整は、一部では、古くから使われてきたが、高次、低次の共振現象、遮断時に異常電圧が発生するなどの問題があった。進相電力調整装置ではサイリスタなどの半導体スイッチの大容量化にしたがって、サイリスタＡＣスイッチを使ってコンデンサのバンク制御やＡＣリアクトルに対してオンタイミングの遅れ位相制御がおこなわれている。これらは電源に並列接続する静止形無効電力補償装置ＳＶＣ（Ｓｔａｔｉｃ Ｖａｒ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒ）と呼ばれて、電力系統に多く使われている。

進相コンデンサは電力用コンデンサとも呼ばれて、フィルム・コンデンサであるが、長寿命でありサイズが大きく高価である。進相コンデンサを電解コンデンサで代替できれば小形になって廉価である。ダイオードを電解コンデンサと並列にして、２台を逆直列にすれば交流コンデンサとして使えることはわかっているが、さらに、半導体スイッチで切り替えて電解コンデンサを用いる提案がなされている（特許文献１参照）。特許文献１では、スイッチを４つ用いて電解コンデンサの極性問題を解決している。
しかしながら、単に電解コンデンサを利用するだけの目的であれば、ダイオードと電解コンデンサを並列接続したものを２つ逆直列接続して使用すれば、特許文献１で開示された発明と同じ効果をあげることができる。

一方、回路技術として、スナバーエネルギーを回生する電流順逆両方向電流スイッチを用いて、負荷電流を遮断した時に、スイッチング素子で発生するスナバーエネルギーをコンデンサに回収し、次回オン時に負荷へと回生する無損失の電流順逆両方向電流スイッチが提案されている（特許文献２参照）。
さらに、これを交流電源と負荷の間に直列接続して、スナバーエネルギーのみならず、負荷の磁気エネルギーをも回生させることができる。交流電源の半周期毎の電流方向の切り替え位相を、交流電源より９０度進ませる制御をすれば電流の力率を自動的に略１に改善することができることも、本発明者によって提案されている（特許文献３参照）。しかしながら、力率を略１に改善した結果、負荷電圧が電源電圧より上昇することで出力が増加するため、負荷によっては電圧が上昇し過電圧となって負荷を損傷するおそれもあり、入力電圧を下げる変圧器を必要としていた。
特開平７−１０４８７２号公報 特許第３６３４９８２号公報 特開２００４−２６０９９１号公報

従来、交流負荷の電圧を制御するには、電圧位相の変化に対して遅らせてオン状態にする制御ができるサイリスタ、トライアックなどのＡＣスイッチで電流位相を遅らせる方法が一般的である。トライアックをオン状態にする制御で、電圧位相の遅れで負荷電圧を下げる方向に制御はできるが、負荷電圧を下げるにしたがって電流位相も遅れて、力率が悪くなる欠点があった。
特許文献１では、単に小形化のため、電解コンデンサを用いて４つの半導体スイッチを同期して切り替えているのみで、積極的に電流の進相制御や負荷電圧を目標値になるように制御を行うことはできない。
上述のように、直列接続の進相コンデンサや、特許文献２の磁気エネルギー回生電流双方向スイッチなど、進相運転による直列制御では遅れ力率の負荷の改善を行うことにより、負荷電圧が電源電圧よりも上昇する。しかしながら、そのままでは過電圧や過出力になるため、電源電圧を変圧器を用いて降圧するか、負荷の電圧定格を上げる必要があった。

そこで、本発明者は、負荷電流の位相を積極的に進める制御を行い、進み力率にして負荷にかかる電圧を下げるとともに、無効電力補償対策を施していない他の交流負荷に流れる遅れ力率の電流と、上述の進み力率の電流とを合わせれば、全体として力率の改善にもなることに着眼した。
本発明は、上述のような事情に鑑みなされたものであり、系全体としての力率を改善しつつ、各負荷の負荷電圧を制御することを可能とする交流電圧制御装置を提供することを目的とする。

本発明は、交流電源と交流負荷との間に挿入され、交流負荷にかかる負荷電圧を制御する交流電圧制御装置に関し、本発明の上記目的は、４個の逆導通型半導体スイッチにて構成されるブリッジ回路と、ブリッジ回路の直流端子間に接続され、交流負荷の磁気エネルギーを回生するコンデンサとから成る磁気エネルギー回生双方向電流スイッチと、逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御する位相制御装置と、交流電源に直列に接続され、電源電流の力率を計測する力率計と、を具備し、位相制御装置は、ブリッジ回路の対角線上に位置する２個の前記逆導通型半導体スイッチを一組のペアとなし、二組のペアの逆導通型半導体スイッチのうち、一方のペアがオンの時は他方のペアをオフにするように制御し、
かつ、電流の位相を強制的に進めるように逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御することにより、コンデンサに交流負荷のリアクタンス電圧分を補償する電圧を発生させ、交流負荷に印加される負荷電圧を制御し、さらに、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを介さずに交流電源に並列に接続された他の交流負荷に流れる遅れ力率の電流と、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチによって位相が進められた交流負荷に流れる進み力率の電流とをあわせて、全体として電源電流の力率が略１となるように、力率計の出力をフィードバックして位相制御装置が逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御することを特徴とする交流電圧制御装置によって達成される。

また、本発明の上記目的は、コンデンサの静電容量は、交流負荷の磁気エネルギーを吸収するだけの容量であることを特徴とする交流電圧制御装置によっても達成される。
さらに、本発明の上記目的は、コンデンサの静電容量を、コンデンサと交流負荷のインダクタンスとで決まる共振周波数が交流電源の電源周波数より高くなるような値に設定されていることを特徴とする交流電圧制御装置によっても達成される。
また、本発明の上記目的は、コンデンサと逆導通型半導体スイッチとを並列接続したものを２組、逆導通型半導体スイッチを構成するスイッチング素子のカソード側同士を接続（以下、「逆直列接続」という。）して、２コンデンサ横型ハーフブリッジ構成とした、２コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチと、逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御する位相制御装置と、交流電源に直列に接続され、電源電流の力率を計測する力率計と、を具備し、それぞれのコンデンサの静電容量は、それぞれのコンデンサの静電容量と交流負荷のインダクタンスとで決まる共振周波数が交流電源の電源周波数より高くなるような値に設定されているとともに、さらに、位相制御装置は、逆直列接続された２個の逆導通型半導体スイッチのうち、一方がオンの時は他方をオフにするように制御し、かつ、電流の位相を強制的に進めるように逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御することにより、それぞれのコンデンサに交流負荷のリアクタンス電圧分を補償する電圧を発生させ、交流負荷に印加される負荷電圧を制御し、さらに、２コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを介さずに交流電源に並列に接続された他の交流負荷に流れる遅れ力率の電流と、２コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチによって位相が進められた交流負荷に流れる進み力率の電流とをあわせて、全体として電源電流の力率が略１となるように、力率計の出力をフィードバックして位相制御装置が逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御することを特徴とする交流電圧制御装置によっても達成される。
また、本発明の上記目的は、コンデンサとダイオードとを並列接続したものを２組ダイオードのアノード側同士を接続した回路と、２個の逆導通型半導体スイッチを逆直列接続した回路とを、並列に接続して、２コンデンサ横型ハーフブリッジ構成とした、２コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチと、逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御する位相制御装置と、交流電源に直列に接続され、電源電流の力率を計測する力率計と、を具備し、それぞれのコンデンサの静電容量は、それぞれのコンデンサの静電容量と交流負荷のインダクタンスとで決まる共振周波数が交流電源の電源周波数より高くなるような値に設定されているとともに、さらに、位相制御装置は、逆直列接続された２個の逆導通型半導体スイッチのうち、一方がオンの時は他方をオフにするように制御し、かつ、電流の位相を強制的に進めるように逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御することにより、それぞれのコンデンサに交流負荷のリアクタンス電圧分を補償する電圧を発生させ、交流負荷に印加される負荷電圧を制御し、さらに、２コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを介さずに交流電源に並列に接続された他の交流負荷に流れる遅れ力率の電流と、２コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチによって位相が進められた交流負荷に流れる進み力率の電流とをあわせて、全体として電源電流の力率が略１となるように、力率計の出力をフィードバックして位相制御装置が逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御することを特徴とする交流電圧制御装置によっても達成される。

さらに、本発明の上記目的は、コンデンサが、電解コンデンサであることを特徴とする交流電圧制御装置によっても達成される。
また、本発明の上記目的は、コンデンサと、該コンデンサに並列に接続され、２個の逆導通型半導体スイッチを逆直列接続した回路とから構成される１コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチと、逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御する位相制御装置と、交流電源に直列に接続され、電源電流の力率を計測する力率計と、を具備し、コンデンサの静電容量は、コンデンサの静電容量と交流負荷のインダクタンスとで決まる共振周波数が交流電源の電源周波数より高くなるような値に設定されているとともに、さらに、位相制御装置は、逆直列接続された２個の逆導通型半導体スイッチのうち、一方がオンの時は他方をオフにするように制御し、かつ、電流の位相を強制的に進めるように逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御することにより、コンデンサに交流負荷のリアクタンス電圧分を補償する電圧を発生させ、交流負荷に印加される負荷電圧を制御し、さらに、１コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを介さずに交流電源に並列に接続された他の交流負荷に流れる遅れ力率の電流と、１コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチによって位相が進められた交流負荷に流れる進み力率の電流とをあわせて、全体として電源電流の力率が略１となるように、力率計の出力をフィードバックして位相制御装置が逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御することを特徴とする交流電圧制御装置によっても達成される。
また、本発明の上記目的は、各逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子として、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯなど、オフ可能なスイッチング素子を使用したことを特徴とする交流電源圧制御装置によっても達成される。

本発明に係る交流電圧制御装置を、交流電源と交流負荷との間に直列に接続し、進みの位相で該交流電圧制御装置内の逆導通型半導体スイッチをオン／オフすれば、負荷電流を進相電流にすることができる。また、負荷電流を進相化することで、電源電圧よりも減少した電圧を負荷に印加することもでき、進相無効電力調整装置になる。

また、本発明に係る交流電圧制御装置によれば、コンデンサの容量は負荷の磁気エネルギーを吸収する程度の容量でよく、直流の電解コンデンサが使用できる。このためコスト低減化に寄与できる。
さらに、進相電流は無効電力調整がされていない他の電力負荷の力率を改善するので、この進相電力調整装置を用いると電圧調整が出来るばかりでなく、進相コンデンサと同じ機能を持つことで入力電流が減少し、配電線での省エネルギーと電源容量を削減することに貢献することができる。

以下、本発明に係る交流電圧制御装置について、図面を参照しつつ詳細に説明する。
また、以下、逆導通型半導体スイッチをオン／オフにするとは、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を導通状態／阻止状態にすることである。自己消弧形素子を阻止状態にしても、逆並列に接続されたダイオードがあるため、自己消弧形素子の逆方向の向きの電流は常に導通できる。
図１は、本発明に係る交流電圧制御装置と、それを利用して系全体の力率を略１にする制御の仕組みを説明するための図である。
図１において、交流電源１には直列に力率計５が接続され、電源電流の力率を計測するとともに、後述の位相制御装置４にフィードバック信号を送る。力率計５は、４個のパワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴなどのオン／オフすることのできる自己消弧形素子と、逆並列接続されたダイオードから成る逆導通型半導体スイッチ２１（ＳＷ１〜ＳＷ４）にて構成されるブリッジ回路と、ブリッジ回路の直流端子ＤＣＰとＤＣＮ間に接続され、交流負荷３ａの磁気エネルギーを蓄積して回生するコンデンサ２２とから成る磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ２の一方の交流端子ＡＣ１に接続されている。
位相制御装置４は、４個の逆導通型半導体スイッチ２１のうち、ブリッジ回路の対角線上に位置する２個の逆導通型半導体スイッチ（ＳＷ１，ＳＷ３）と（ＳＷ２，ＳＷ４）を、それぞれ一組のペアとし、二組のペアの逆導通型半導体スイッチのうち、一方のペアがオンの時は他方のペアをオフにするように制御し、かつ、交流電源１の半周期の時間毎にペア単位で交互にオン／オフ制御するためのゲート信号を生成するものである。位相制御装置４は交流電源１の電圧の位相を検出し、力率計の出力が１に近づくように位相を進める働きを行う。

本発明に係る交流電圧制御装置を、交流電源と交流負荷との間に直列に接続して、進みの位相でオン／オフすれば、進み力率の無効電圧を発生できる。すなわち、本発明に係る交流電圧制御装置を電源電圧と直列に接続すれば、負荷電流を進み位相にすることができる。

なお、図１には、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ２を介さずに、交流電源１に並列に接続される交流負荷３ｂが存在する。交流負荷３ｂに対しては、無効電力調整がされていないので、電流は遅れ力率となる。従って、交流負荷３ａに流れる進み力率の電流と、交流負荷３ｂの遅れ力率の電流とを合わせることにより、全体として力率が略１の電流にすることができる。すなわち、回路内に存在する約半数の交流負荷に上述の磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ２を接続し、残りの約半数の交流負荷は交流電源に直接接続すれば、負荷電圧を抑えつつ、回路全体として電流の力率の改善を行うことが可能となる。

図７（ａ）乃至図７（ｃ）は、電圧のフェーザ図を示している。
より詳しくは、図７（ｃ）は、本発明に係る交流電圧制御装置が、進相のリアクタンス電圧Ｖｃを発生し、電源電圧Ｖｉｎよりも減少した電圧Ｖｌｏａｄを、交流負荷３ａに印加することもできる進相電力調整装置になることを示している。
図７（ａ）は、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ２に接続されていない交流負荷３ｂのフェーザ図を示している。負荷電流Ｉｌｏａｄは、遅れ力率ｃｏｓφとなっている。
図７（ｂ）は、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ２に接続された交流負荷３ａにおいて、位相制御装置４により交流負荷３ａの電流力率が略１になるように制御した場合を示している。
図７（ｂ）から分かるように、交流負荷３ａのインダクタンス電圧Ｖｌｏａｄが、コンデンサ２２のリアクタンス電圧Ｖｃによって完全に補償されている。結果、負荷電圧Ｖｌｏａｄは、交流電源１の電圧Ｖｉｎに等しくなり、負荷電圧Ｖｌｏａｄを下げることはできない。
図７（ｃ）は、図７（ｂ）の状態から、さらに電流の位相を進めて、交流負荷３ａの電流力率を、進み力率ｃｏｓφにした場合を示している。図７（ｃ）の状態にすることにより、負荷電圧Ｖｌｏａｄを下げるとともに、図７（ａ）で示した、遅れ力率の電流と合わせて、全体として力率を略１にするとともに、負荷電圧Ｖｌｏａｄを下げることを実現可能としている。

本発明に係る交流電圧制御装置では、負荷電流Ｉより９０度進んだリアクタンス電圧Ｖｃを発生するので、コンデンサ２２を充電するために外部電源の供給は不要であり、コンデンサ２２に電圧が自動的に発生する。コンデンサ２２の静電容量Ｃは、交流負荷３ａの磁気エネルギーを吸収する程度の容量でよく、直流の電解コンデンサが使用できる。コンデンサ２２の静電容量が相対的に小さい場合、コンデンサ２２の電流は断続するが、断続しても問題ない。すなわち、コンデンサ２２の電圧が、交流電源１の半周期の時間内に略ゼロとなるのが、本装置の特徴である。コンデンサ２２の電圧が略ゼロになることから、本発明に係る交流電圧制御装置は、従来の電圧型インバータとは呼ばずに、スイッチと呼ぶべきである。

本発明に係る交流電圧制御装置を用いると、進相コンデンサを直列インピーダンスとしたこと以上の電圧制御機能を持つことができる。進相電流は、他の電力負荷の力率をあわせて改善するので送配電線の電流が減り、配電線での省エネルギーと受電変圧器などの電源容量（皮相電力の容量）を削減することに貢献する。

図１の、４個の逆導通型半導体スイッチから構成されるブリッジ回路の対角線上に位置する２個の逆導通型半導体スイッチを一組のペアと成し、二組のペア（ＳＷ１，ＳＷ３）と、（ＳＷ２，ＳＷ４）に着目すると、二組のペアは、交流電源１の電源半周期の時間毎に、一方のペアがオンのときは他方のペアをオフとするように、オン／オフを切り替える。しかしながら、例えば逆導通型半導体スイッチＳＷ３を構成する自己消弧形素子をオフした後、電流は逆導通型半導体スイッチＳＷ２の逆並列接続されたダイオードを流れるので、逆導通型半導体スイッチＳＷ２を構成する自己消弧形素子のオンが遅れても、動作に問題は生じない。磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ２の、上述の特徴をさらに生かすと、後に説明するように、コンデンサ２２の静電容量が相対的に小さい場合、オンする逆導通型半導体スイッチＳＷ３を構成する自己消弧形素子を不要とすることができる。

図４は、図１における磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ２の部分を簡略化した回路の態様を示すものである。より詳しくは、図４は、コンデンサと逆導通型半導体スイッチとを並列に接続したものを２組、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子のカソード側（図４において、自己消弧形素子はＮチャンネルシリコンパワーＭＯＳＦＥＴであるので、ＮチャンネルシリコンパワーＭＯＳＦＥＴのソース側）同士を接続して、２コンデンサ横型ハーフブリッジ構成とした磁気エネルギー回生双方向電流スイッチとしたものである。それぞれのコンデンサが、交流電源１の半周期以内の時間で毎回全放電する（それぞれのコンデンサの両端電圧が略０［Ｖ］ になる）条件でのみ可能なものである。具体的には、それぞれのコンデンサの静電容量Ｃと交流負荷３ａのインダクタンス容量Ｌとで決まる共振周波数ｆが、交流電源１の周波数ｆ０より高い場合であり、次式（１）のようになる。
ｆ＝１／２π√（ＬＣ）＞ｆ０ ……（１）
図４の回路の態様の磁気エネルギー回生双方向電流スイッチでは、コンデンサが２個になるが、逆導通型半導体スイッチが２個になるのが特徴である。

図３は、上述の式（１）の状態を満たす場合を示したものである。以下、図３を用いて詳しく説明する。
逆導通型半導体スイッチＳＷ３をオフ（逆導通型半導体スイッチＳＷ３を構成する自己消弧形素子を阻止状態）にすると、電流は、図３で示す矢印のように（交流電源１から交流負荷３ａの向き）コンデンサ２２に流れ込む電流は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２の逆並列接続されたダイオードを通して流れるので、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のオン／オフの状態に無関係である。回路にコンデンサ２２が直列に挿入され、コンデンサ２２の静電容量が小さいと、電流が、交流電源１の４分の１周期以内の時間でコンデンサ２２の充電が終わり、さらに、交流電源１の４分の１周期以内の時間で電流の向きが逆転して放電し、コンデンサ２２の両端電圧Ｖｃは略ゼロ［Ｖ］となる。すなわち、最初、電流は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２の逆並列接続されたダイオードを通じて流れ、やがて、電流の向きが逆転すると、その時点で既にオン状態となっている逆導通型半導体スイッチＳＷ２の自己消弧形素子を流れ、コンデンサ２２の両端電圧Ｖｃが、略ゼロ［Ｖ］になるまで流れる。その間電流の向きは逆転しない。コンデンサ２２の電流は断続するが、コンデンサ２２の電流は、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子も、ダイオードもなしで自然に断続するので、逆導通型半導体スイッチＳＷ２を省略して配線に置き換えることができることがわかる。電流の向きが図３と逆（電流が、交流負荷３ａから交流電源１の向きであり、交流負荷３ａの一端が接続されている交流端子ＡＣ２−コンデンサ２２の正極側−コンデンサ２２の負極側−逆導通型半導体スイッチＳＷ３−交流電源１の一端が接続されている交流端子ＡＣ１となる）の場合、反対側（逆導通型半導体スイッチＳＷ１とＳＷ４）で、前述と同じことが行われる。図３で示した場合を、双方向の電流に対処するように拡張すると、図４に示す回路の態様となる。
図４は、図１で示した磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ２のコンデンサ２２を、２個（コンデンサ２２と等しい静電容量)に分けて、コンデンサ２３とコンデンサ２４を、交流電源１の半周期毎に交互に使う（充放電する）ことで、図１で示した磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ２とほぼ同じ機能を果たすことができる。図４は、図１の磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ２において、コンデンサ２２部分で、横に切った（水平方向に分割した）ハーフブリッジ構成にあたる。しかしながら、図４に示す回路の態様では、逆導通型半導体スイッチのすべてをオフにしても、負荷電流を遮断することができないなど、一部の機能に制約がある。

図５は、図４の別の回路の態様を示している。より詳しくは、図５は、コンデンサと、コンデンサに並列に接続され、２個の逆導通型半導体スイッチを、逆導通型半導体スイッチを構成するスイッチング素子のカソード側（図５において、自己消弧形素子はＮチャンネルシリコンパワーＭＯＳＦＥＴであるので、ＮチャンネルシリコンパワーＭＯＳＦＥＴのソース側）同士を接続して、１コンデンサ横型ハーフブリッジ構成とした磁気エネルギー回生双方向電流スイッチとしたものである。
図５の回路の態様は、コンデンサ２２に並列に接続されている２個の逆導通型半導体スイッチを、交流電源１の電源半周期の時間毎に、一方がオンのときは他方をオフとするように、オン／オフを切り替える。前述の制御は、コンデンサ２２の機能を制御していることがわかる。
さらに、図５は、サイリスタのオン位相の遅れによってリアクトル電流の位相を制御する無効電力制御装置ＴＣＲ（Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｒｅａｃｔｏｒ）の双対回路になっており、従来にはなかった回路の態様と制御である。

図６は、図５のコンデンサ２２に換えて、２個のコンデンサと、それぞれのコンデンサと並列に、ダイオードＤ１とＤ２を追加した変形例である。
図６の機能は、図５と同じであるが、それぞれのコンデンサには直流電圧が生じてバイアスされるため、直流コンデンサを使うことができる。ダイオードＤ１とＤ２には電流が流れない動作をする。

図１は、本発明に係る交流電圧制御装置を用いた無効電力補償及び負荷電圧の制御の実施例を示すものでもある。磁気エネルギー回生電流双方向スイッチを、交流電源と交流負荷との間に直列接続し、逆導通型半導体スイッチに電流が導通する、交流電源１の半周期の時間毎に、４個の逆導通型半導体スイッチから構成されるブリッジ回路の対角線上に位置する２個の逆導通型半導体スイッチを一組のペアと成し、二組のペア（ＳＷ１，ＳＷ３）と、（ＳＷ２，ＳＷ４）は、交流電源１の半周期の時間毎に、一方のペアがオンのときは他方のペアをオフとするように、オン／オフを切り替える。
オン／オフを切り替える信号（以下、「ゲート信号」という。）の位相を進める（交流電源１の電圧位相の変化に対して時間的に前に変化させる）ことで、進相電流を発生させる。
ゲート信号は、交流電源１の電圧位相を検出し、位相制御装置４で生成する。逆導通型半導体スイッチのゲートには、電気的に絶縁して送る。本実施例では、光信号で駆動するフォトリレーを使用している。ゲート信号は、交流電源１に接続された抵抗器とコンデンサで構成される一次遅れ回路により、電源電圧のゼロ交差信号から作られる。部品数は２０程度と簡素である。

コンデンサ２２の容量リアクタンスＸｃは、交流負荷３ａのリアクタンスＸｌに対して大きくても小さくても効果は発生する。本発明は、コンデンサ容量２２を小さくできることが特徴である。交流負荷３ａのリアクタンスＸｌと、コンデンサ２２の容量リアクタンスＸｃが同じ程度であると、交流負荷３ａに印加される電圧波形が、正弦波形状になり、高調波が少なくなる。コンデンサ２２の静電容量が小さい場合、コンデンサ２２の両端電圧Ｖｃは高くなる傾向にある。ゲート制御信号の位相を、進み制御（交流電源１の電圧位相の変化に対して時間的に前に変化させる）により、負荷電圧Ｖｌｏａｄは、増加から減少まで変化させることができる。負荷電圧Ｖｌｏａｄに応じてフィードバック制御することもできる。

図１で示した実施例では、以下の回路定数を用いている。交流負荷３ａ及び交流負荷３ｂは、ファンモータである。
＜図１の回路定数＞
交流負荷３ａ及び交流負荷３ｂの定格交流入力電圧： １００Ｖｒｍｓ、
交流負荷３ａ及び交流負荷３ｂの定格入力電流： ０．２１Ａｒｍｓ、
交流負荷３ａ及び交流負荷３ｂの遅れ力率： 約０．７、
交流負荷３ａ及び交流負荷３ｂのインダクタンス成分Ｌ： １Ｈ、
交流負荷３ａ及び交流負荷３ｂの抵抗成分Ｒ： ３３３オーム、
コンデンサ２２の静電容量： ２．２マイクロＦ。
図１で示した実施例では、交流負荷３ａの負荷電流Ｉｌｏａｄが、進み力率０．７になり、負荷電圧Ｖｌｏａｄも、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ２が無い場合と同じ電圧で安定に運転することができる。

図８（ａ）は、図１で示した実施例の計算機シミュレーション波形を示している。
より詳しくは、図８（ａ）は、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ２を介さずに、交流電源１に並列に接続された交流負荷３ｂの負荷電流（図８（ａ）では、「負荷電流（スイッチなし）」と表記している。）、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ２を介して接続された交流負荷３ａの負荷電流（図８（ａ）では、「負荷電流」と表記している。）、交流電源１の電源電圧Ｖａｃの電圧振幅を、１／５０００倍にしたもの（図８（ａ）では、「電源電圧×０．００５」と表記している。）を示している。
負荷電流（スイッチなし）は、遅れ力率０．７の電流である。磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ２で、９５度、ゲート制御信号の位相を、進み制御（交流電源１の電圧位相の変化に対して時間的に前に変化させる）した結果、図８（ａ）の「負荷電流」に示すように、交流負荷３ａの負荷電流は、進み力率０．７になっている。
交流負荷３ａの負荷電流と、交流負荷３ｂの負荷電流の実効値は同じである。負荷電流波形の歪みは生じるが、進相電流を発生することから、同系統に接続された他の交流負荷の電流力率を改善することができる。さらに、磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ２を介さずに、交流電源１に並列に接続された同種の交流負荷（本実施例では、交流負荷３ｂ）と、入力電流を足し合わせる事により、２台分併せて、送電端から見て、力率が略１が実現できる。
図８（ｂ）乃至図８（ｄ）は、図４で示した回路の計算機シミュレーション波形を示している。
より詳しくは、図８（ｂ）は、交流負荷３ｃの負荷電圧、コンデンサ２３の両端電圧Ｖｃ１（図８（ｂ）では、「コンデンサ電圧１」と表記している。）、コンデンサ２４の両端電圧Ｖｃ２（図８８（ｂ）では、「コンデンサ電圧２」と表記している。）を示している。
また、図８（ｃ）は、コンデンサ２３を流れる電流Ｉｃ１（図８（ｃ）では、「コンデンサ電流１」と表記している。）を示している。
さらに、図８（ｄ）は、逆導通型半導体スイッチＳＷ３を流れる電流Ｉｓｗ３（図８（ｄ）では、「Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ電流」と表記している。）を示している。

本発明に係る交流電圧制御装置を用いて、交流負荷の電圧を減少させながら、進相電流を発生させることができる。ランプ負荷など無誘導の負荷でも、電圧を減少させて使用する場合に効果がある。本装置は電流進み制御で電圧を下げるので、進相電流が発生する。これは電力線の総合力率を改善することに役立つ。
交流負荷３ａが、ランプ負荷など無誘導の負荷の実施例として、交流電源１に、単相１００Ｖに、１００Ｗの電球を用い、必要な明るさを減じて７０Ｗにする。本発明に係る交流電圧制御装置を用いて進相力率０．７の制御による電圧減少で行うと、進み電流が、１００√（１−０．７^２）＝約７０ＶＡ分、０．７Ａの進相電流が得られる。この負荷電流は、他の電流の遅れ電力負荷と合わせて力率改善となり、送配電のジュール損失の低減になる。また、負荷電圧減少により電球の寿命が伸びる。

また、図１に示す、本発明に係る交流電圧制御装置を用いた無効電力補償及び負荷電圧の制御の実施例では、遅れ力率ｃｏｓφの２台で１組のファンモータ（交流負荷３ａ及び３ｂ）のうち１台（交流負荷３ａ）を、本発明に係る交流電圧制御装置を介して接続している。
２台のファンモータの負荷電圧がそれぞれ同じ電圧になるように、位相制御装置４は、交流負荷３ａの電流の位相を進めると、ファンモータ２台の電流の合成で、力率が略１になる。
交流電源１から供給される電流（入力電流）が、本発明に係る交流電圧制御装置を用いた無効電力補償及び負荷電圧の制御により、改善される以前のｃｏｓφ倍に減少して送配電線のジュール損失が減少する。

上述の実施例のように、本発明に係る交流電圧制御装置を用いて電力制御をすると、電圧を調整する際に、電流の進相制御が可能になる。従来の静止コンデンサではできなかった進相量が、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのゲート信号の位相で、連続的かつ高速に制御できるため、機器の負荷状態に応じた高速制御による多彩な応用ができる。

上記では、オン／オフの幅を、交流電源１の電源周期の半サイクルの広幅で説明したが、図１の場合、ＰＷＭ（パルス幅変調）化することにより、高調波の対策ができることは言うでもない。
また、実施例では、単相交流での応用を説明したが、三相交流への展開は当然考えられる。三相交流に適用した場合、高調波の内、３次調波を、デルタ結線により自動的に消すことが可能である。

さらに、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子として、パワーＭＯＳＦＥＴを例として説明したが、ＩＧＢＴ、ＧＴＯなど、オン／オフ可能なスイッチング素子ならば同様に可能である。

本発明に係る交流電圧制御装置と、それを利用して系全体の力率を１にする制御の仕組みを説明するための図である。 サイリスタＡＣスイッチによる電圧制御と電圧電流の関係を示す図である。 逆導通型半導体スイッチＳＷ３を、オフの状態にした直後の電流の流れを示す図である。 磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを簡略化し、直流コンデンサを用いた構成を示す図である。 磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを最も簡略化した構成を示す図である。 図４において、直流コンデンサにさらに外付けダイオードを接続した構成を示す図である。 電圧制御のフェーザ図を示す図である。 実施例の電流、電圧の計算機シミュレーション波形を示す図である。

１ 交流電源
２ 磁気エネルギー回生双方向電流スイッチ
３ａ、３ｂ、３ｃ 交流負荷
４ 位相制御装置
５ 力率計
２１ 逆導通型半導体スイッチ
２２、２３、２４ コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード

Claims (15)

1. 交流電源と交流負荷との間に挿入され、前記交流負荷にかかる負荷電圧を制御する交流電圧制御装置であって、該交流電圧制御装置は、
   ４個の逆導通型半導体スイッチにて構成されるブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続され、前記交流負荷の磁気エネルギーを回生するコンデンサとから成る磁気エネルギー回生双方向電流スイッチと、
   前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御する位相制御装置と、
   前記交流電源に直列に接続され、電源電流の力率を計測する力率計と、を具備し、
   前記位相制御装置は、前記ブリッジ回路の対角線上に位置する２個の前記逆導通型半導体スイッチを一組のペアとなし、二組のペアの前記逆導通型半導体スイッチのうち、一方の前記ペアがオンの時は他方の前記ペアをオフにするように制御し、
   かつ、電流の位相を強制的に進めるように前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御することにより、前記コンデンサに前記交流負荷のリアクタンス電圧分を補償する電圧を発生させ、前記交流負荷に印加される前記負荷電圧を制御し、
   さらに、前記磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを介さずに前記交流電源に並列に接続された他の交流負荷に流れる遅れ力率の電流と、前記磁気エネルギー回生双方向電流スイッチによって位相が進められた前記交流負荷に流れる進み力率の電流とをあわせて、全体として電源電流の力率が略１となるように、前記力率計の出力をフィードバックして前記位相制御装置が前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御することを特徴とする交流電圧制御装置。
2. 前記コンデンサの静電容量は、前記交流負荷の磁気エネルギーを吸収するだけの容量であることを特徴とする請求項１に記載に交流電圧制御装置。
3. 前記コンデンサの静電容量を、前記コンデンサの静電容量と前記交流負荷のインダクタンスとで決まる共振周波数が前記交流電源の電源周波数より高くなるような値に設定されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の交流電圧制御装置。
4. 交流電源と交流負荷との間に挿入され、前記交流負荷にかかる負荷電圧を制御する交流電圧制御装置であって、該交流電圧制御装置は、
   コンデンサと逆導通型半導体スイッチとを並列接続したものを２組、前記逆導通型半導体スイッチを構成するスイッチング素子のカソード側同士を接続（以下、「逆直列接続」という。）して、２コンデンサ横型ハーフブリッジ構成とした、２コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチと、
   前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御する位相制御装置と、
   前記交流電源に直列に接続され、電源電流の力率を計測する力率計と、を具備し、
   それぞれの前記コンデンサの静電容量は、前記それぞれのコンデンサの静電容量と前記交流負荷のインダクタンスとで決まる共振周波数が前記交流電源の電源周波数より高くなるような値に設定されているとともに、
   さらに、前記位相制御装置は、前記逆直列接続された２個の逆導通型半導体スイッチのうち、一方がオンの時は他方をオフにするように制御し、かつ、電流の位相を強制的に進めるように前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御することにより、前記それぞれのコンデンサに前記交流負荷のリアクタンス電圧分を補償する電圧を発生させ、前記交流負荷に印加される前記負荷電圧を制御し、
   さらに、前記２コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを介さずに前記交流電源に並列に接続された他の交流負荷に流れる遅れ力率の電流と、前記２コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチによって位相が進められた前記交流負荷に流れる進み力率の電流とをあわせて、全体として電源電流の力率が略１となるように、前記力率計の出力をフィードバックして前記位相制御装置が前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御することを特徴とする交流電圧制御装置。
5. 交流電源と交流負荷との間に挿入され、前記交流負荷にかかる負荷電圧を制御する交流電圧制御装置であって、該交流電圧制御装置は、
   コンデンサとダイオードとを並列接続したものを２組前記ダイオードのアノード側同士を接続した回路と、２個の逆導通型半導体スイッチを逆直列接続した回路とを、並列に接続して、２コンデンサ横型ハーフブリッジ構成とした、２コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチと、
   前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御する位相制御装置と、
   前記交流電源に直列に接続され、電源電流の力率を計測する力率計と、を具備し、
   それぞれの前記コンデンサの静電容量は、前記それぞれのコンデンサの静電容量と前記交流負荷のインダクタンスとで決まる共振周波数が前記交流電源の電源周波数より高くなるような値に設定されているとともに、
   さらに、前記位相制御装置は、逆直列接続された前記２個の逆導通型半導体スイッチのうち、一方がオンの時は他方をオフにするように制御し、かつ、電流の位相を強制的に進めるように前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御することにより、前記それぞれのコンデンサに前記交流負荷のリアクタンス電圧分を補償する電圧を発生させ、前記交流負荷に印加される前記負荷電圧を制御し、
   さらに、前記２コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを介さずに前記交流電源に並列に接続された他の交流負荷に流れる遅れ力率の電流と、前記２コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチによって位相が進められた前記交流負荷に流れる進み力率の電流とをあわせて、全体として電源電流の力率が略１となるように、前記力率計の出力をフィードバックして前記位相制御装置が前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御することを特徴とする交流電圧制御装置。
6. 交流電源と交流負荷との間に挿入され、前記交流負荷にかかる負荷電圧を制御する交流電圧制御装置であって、該交流電圧制御装置は、
   コンデンサと逆導通型半導体スイッチとを並列接続したものを２組逆直列接続して、２コンデンサ横型ハーフブリッジ構成とした、２コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチと、
   前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御する位相制御装置と、を具備し、
   それぞれの前記コンデンサの静電容量は、前記それぞれのコンデンサの静電容量と前記交流負荷のインダクタンスとで決まる共振周波数が前記交流電源の電源周波数より高くなるような値に設定されているとともに、
   さらに、前記位相制御装置は、前記逆直列接続された２個の逆導通型半導体スイッチのうち、一方がオンの時は他方をオフにするように制御し、かつ、電流の位相を強制的に進めるように前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御することにより、前記それぞれのコンデンサに前記交流負荷のリアクタンス電圧分を補償する電圧を発生させ、前記交流負荷に印加される前記負荷電圧を制御することを特徴とする交流電圧制御装置。
7. 交流電源と交流負荷との間に挿入され、前記交流負荷にかかる負荷電圧を制御する交流電圧制御装置であって、該交流電圧制御装置は、
   コンデンサとダイオードとを並列接続したものを２組前記ダイオードのアノード側同士を接続した回路と、２個の逆導通型半導体スイッチを逆直列接続した回路とを、並列に接続して、２コンデンサ横型ハーフブリッジ構成とした、２コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチと、
   前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御する位相制御装置と、を具備し、
   それぞれの前記コンデンサの静電容量は、前記それぞれのコンデンサの静電容量と前記交流負荷のインダクタンスとで決まる共振周波数が前記交流電源の電源周波数より高くなるような値に設定されているとともに、
   さらに、前記位相制御装置は、逆直列接続された前記２個の逆導通型半導体スイッチのうち、一方がオンの時は他方をオフにするように制御し、かつ、電流の位相を強制的に進めるように前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御することにより、前記それぞれのコンデンサに前記交流負荷のリアクタンス電圧分を補償する電圧を発生させ、前記交流負荷に印加される前記負荷電圧を制御することを特徴とする交流電圧制御装置。
8. 前記コンデンサが、直流コンデンサであることを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の交流電圧制御装置。
9. 交流電源と交流負荷との間に挿入され、前記交流負荷にかかる負荷電圧を制御する交流電圧制御装置であって、該交流電圧制御装置は、
   コンデンサと、該コンデンサに並列に接続され、２個の逆導通型半導体スイッチを逆直列接続した回路とから構成される１コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチと、
   前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御する位相制御装置と、
   前記交流電源に直列に接続され、電源電流の力率を計測する力率計と、を具備し、
   前記コンデンサの静電容量は、前記コンデンサの静電容量と前記交流負荷のインダクタンスとで決まる共振周波数が前記交流電源の電源周波数より高くなるような値に設定されているとともに、
   さらに、前記位相制御装置は、前記逆直列接続された２個の逆導通型半導体スイッチのうち、一方がオンの時は他方をオフにするように制御し、かつ、電流の位相を強制的に進めるように前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御することにより、前記コンデンサに前記交流負荷のリアクタンス電圧分を補償する電圧を発生させ、前記交流負荷に印加される前記負荷電圧を制御し、
   さらに、前記１コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチを介さずに前記交流電源に並列に接続された他の交流負荷に流れる遅れ力率の電流と、前記１コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチによって位相が進められた前記交流負荷に流れる進み力率の電流とをあわせて、全体として電源電流の力率が略１となるように、前記力率計の出力をフィードバックして前記位相制御装置が前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御することを特徴とする交流電圧制御装置。
10. 交流電源と交流負荷との間に挿入され、前記交流負荷にかかる負荷電圧を制御する交流電圧制御装置であって、該交流電圧制御装置は、
    コンデンサと、該コンデンサに並列に接続され、２個の逆導通型半導体スイッチを逆直列接続した回路とから構成される１コンデンサ横型ハーフブリッジ磁気エネルギー回生双方向電流スイッチと、
    前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御する位相制御装置と、を具備し、
    前記コンデンサの静電容量は、前記コンデンサの静電容量と前記交流負荷のインダクタンスとで決まる共振周波数が前記交流電源の電源周波数より高くなるような値に設定されているとともに、
    さらに、前記位相制御装置は、前記逆直列接続された２個の逆導通型半導体スイッチのうち、一方がオンの時は他方をオフにするように制御し、かつ、電流の位相を強制的に進めるように前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフを制御することにより、前記コンデンサに前記交流負荷のリアクタンス電圧分を補償する電圧を発生させ、前記交流負荷に印加される前記負荷電圧を制御することを特徴とする交流電圧制御装置。
11. 請求項１乃至１０のいずれかに記載の交流電圧制御装置と、
    前記交流負荷として無誘導負荷を用い、
    前記負荷電圧を減少させるとともに、進相電流を発生させることを特徴とする無誘導負荷の交流電圧制御装置。
12. 前記無誘導負荷が、ランプ負荷であることを特徴とする請求項１１に記載の無誘導負荷の交流電圧制御装置。
13. 前記位相制御装置が、パルス幅変調（ＰＷＭ）を行うことで、前記交流電源に含まれる高調波を低減させることを特徴とする請求項１に記載の交流電圧制御装置。
14. 前記交流電源として三相交流を用い、前記交流電源に含まれる高調波のうち、３次高調波をデルタ結線により自動的に消滅させることを特徴とする請求項１乃至１３のいずれかに記載の交流電圧制御装置。
15. 各前記逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子として、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯなど、オフ可能なスイッチング素子を使用したことを特徴とする請求項１乃至１４のいずれかに記載の交流電源圧制御装置。
    

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