JP2011139593A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】２つのコンデンサＣ_P，Ｃ_Nの電圧のアンバランスを抑制し、小型で安価な電力変換装置を提供することを目的とする。
【解決手段】加算器２１と、ゲイン演算部２２と、乗算器２３と、加算器２４ａ，２４ｂとからなる不平衡抑制手段２０により、２つのコンデンサＣ_P，Ｃ_Nの電圧検出値Ｅ_dpと電圧検出値Ｅ_dnとの差電圧にゲイン演算部２２で演算されたゲインを乗じた値を出力電圧指令ｖ_MC ^*，ｖ_AC ^*の補正量としてそれぞれ加算し、新たな出力電圧指令ｖ_MC ^**，ｖ_AC ^**を生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電源を整流した直流電力を交流電力に変換して電動機を駆動する電力変換装置に関する。

電力変換装置を用いて２つの巻線を有する電動機（以下、２相電動機という）を可変速駆動するものとしては、例えば特許文献１に示すものが知られている。
図２はこの種の電力変換装置の従来技術を示す回路図であり、１は単相交流電源、２は２つの巻線２ａ，２ｂを備えた２相電動機、３は電力変換装置である。

電力変換装置３は、単相倍電圧整流回路３１とインバータ回路３２とから構成されている。単相倍電圧整流回路３１は、ダイオードＤ_PとダイオードＤ_Nとを２個直列に接続して構成したダイオード直列回路と、コンデンサＣ_PとコンデンサＣ_Nとを２個直列に接続して構成したコンデンサ直列回路とを並列接続して構成している。インバータ回路３２は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子とダイオードとを逆並列に接続して構成した第１の半導体スイッチＴ_MPと半導体スイッチＴ_MNとを直列接続して構成した第１の半導体スイッチ直列回路と、半導体スイッチＴ_APと半導体スイッチＴ_ANとを直列接続して構成した第２の半導体スイッチ直列回路とを並列接続して構成している。なお、４１はコンデンサＣ_Pの電圧Ｅ_dpを検出する電圧検出手段、４２はコンデンサＣ_Nの電圧Ｅ_dnを検出する電圧検出手段である。

また、電力変換装置３は、半導体スイッチＴ_MPと半導体スイッチＴ_MNとの直列接続点，半導体スイッチＴ_APと半導体スイッチＴ_ANとの直列接続点，コンデンサＣ_PとコンデンサＣ_Nとの直列接続点に３つの出力端子Ｍ，Ａ，Ｃを備え、負荷である２相電動機２に接続されている。そして、インバータ回路３２により、出力端子Ｍ−Ｃ間電圧ｖ_MCおよび出力端子Ａ−Ｃ間の電圧ｖ_ACの振幅および周波数を調整することにより、２相電動機２の可変速駆動を実現するのであるが、このような２相電動機２を電力変換装置３で可変速駆動する場合には、電気的に９０度位相の異なる電圧を２相電動機２に印加し、その電圧の大きさと周波数とを調整することにより２相電動機２の可変速駆動を行っている。

図３は図２の制御装置１０の構成を示すブロック図である。図において、電圧指令生成手段１１では、外部から入力されるか、あるいは電力変換制御装置３自身で生成した出力周波数指令ｆ^*に基づいて、出力端子Ｍ−Ｃ間，Ａ−Ｃ間の出力電圧指令ｖ_MC ^*，ｖ_AC ^*を演算する。これら出力電圧指令ｖ_MC ^*，ｖ_AC ^*から例えば数１を用いて振幅が１のキャリア三角波と比較するための変調信号λ_MC ^*，λ_AC ^*を演算する。

ここで、
Ｅ_dp：コンデンサＣ_Pの電圧検出値
Ｅ_dn：コンデンサＣ_Nの電圧検出値
ｖ_XC ^*：出力端子Ｍ−Ｃ間，Ａ−Ｃ間の出力電圧指令（ＸはＭまたはＡ）
すなわち、図３に示すように、出力電圧指令ｖ_MC ^*は、除算器１３ａに入力され、加算器１２により加算されたコンデンサＣ_Pの電圧検出値Ｅ_dpとコンデンサＣ_Nの電圧検出値Ｅ_dnとの加算値Ｅ_dp＋Ｅ_dnによって除算される。一方、除算器１４ではコンデンサＣ_Pの電圧検出値Ｅ_dpが前記加算値Ｅ_dp＋Ｅ_dnによって除算され、この除算された値Ｅ_dp／（Ｅ_dp＋Ｅ_dn）が加算器１５ａにより除算器１３ａの出力ｖ_MC ^*／（Ｅ_dp＋Ｅ_dn）に加算されて変調信号λ_MC ^*を演算する。同様に、出力電圧指令ｖ_AC ^*は、除算器１３ｂに入力されて前記加算値Ｅ_dp＋Ｅ_dnによって除算され、加算器１５ｂにより除算器１３ｂの出力ｖ_AC ^*／（Ｅ_dp＋Ｅ_dn）に除算器１４の出力Ｅ_dp／（Ｅ_dp＋Ｅ_dn）が加算されて変調信号λ_AC ^*を演算する。

このように演算された変調信号λ_MC ^*，λ_AC ^*とキャリア発生器１６からの三角波キャリアとをそれぞれ比較器１７ａ，１７ｂにより比較し、半導体スイッチＴ_MP，Ｔ_MN，Ｔ_AP，Ｔ_ANの各ＩＧＢＴのオンオフ信号を得て所望の出力線間電圧を得るようにしている。

特開平３−７８４９４号公報

従来の電力変換装置３では、２つのコンデンサＣ_P，コンデンサＣ_Nの電圧が不平衡になることがある。この現象は、特に電力変換装置３の出力周波数が低い場合に顕著となり、どちらか一方のコンデンサの電圧が著しく増加するとともに、他方のコンデンサの電圧が著しく低下する。このような場合、電圧が増加するコンデンサではコンデンサの耐圧を超える虞がある。

この２つのコンデンサが不平衡になる理由を以下に説明する。
図２に示した電力変換装置３において、説明を簡単にするために入力の整流ダイオードＤ_p，Ｄ_nに流れる電流を無視すると、コンデンサＣ_Pに流れる電流は、半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）Ｔ_MPに流れる電流ｉ_TMPと半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）Ｔ_APに流れる電流ｉ_TAPとの和になる。同様に、コンデンサＣ_Nに流れる電流は、半導体スイッチＴ_MNに流れる電流ｉ_TMNと半導体スイッチＴ_ANに流れる電流ｉ_TANとの和になる。

一方、図４は上アームの半導体スイッチＴ_MP，Ｔ_APに流れる電流の概念波形図を示すものであり、図示のごとく上アームのＩＧＢＴに流れる電流ｉ_TXPはパルス列波形となる（以下、ＸはＭまたはＡとする）。

次に、パルス列電流の平均値ｉ_TXP(AVG)を計算する。図５は、三角波キャリアの１周期分の電流波形を示したものである。キャリア１周期内にＩＧＢＴに電流が流れる時間比率は、変調率λ_xそのものであるので、出力電流の大きさをＩとすれば，キャリア１周期内の電流平均値ｉ_TXP(AVG)は数２で表せる。

ここで、Ｍ相，Ａ相の出力電流をそれぞれｉ_M，ｉ_Aとおけば、半導体スイッチＴ_MP，Ｔ_APに流れるパルス列電流の平均値ｉ_TMP(AVG)，ｉ_TAP(AVG)は、数２に数１を代入してそれぞれ次の数３，数４で表せる。

このとき、コンデンサＣ_pに流れるパルス列電流の平均値ｉ_CP(AVG)は、半導体スイッチＴ_MPと半導体スイッチＴ_APとに流れるパルス列電流の平均値の和として考えることができるから、数５で表すことができる。

以上の数式を用いてコンデンサＣ_Pに流入する電流ｉ_CP(AVG)を計算した例を図６に示す。ただし、図６（ａ）（ｂ）に示すように、ここでの計算は電力変換装置３の負荷として先述の２相電動機２を想定し、出力端子Ａ−Ｃ間電圧ｖ_ACを出力端子Ｍ−Ｃ間電圧ｖ_MCに対して電気的に９０度位相を進ませた場合の例であり、またコンデンサの静電容量値は十分大きく、かつコンデンサの電圧変動はないものとし、さらに負荷に流れる電流も理想的な正弦波電流とした場合の計算結果である。

図６（ｃ）のコンデンサＣ_pの電流ｉ_CP(AVG)に着目すると、電流ｉ_CP(AVG)には出力周波数成分を含んだ脈動成分が含まれていることがわかる。コンデンサ電圧は脈動成分だけを考えると、コンデンサＣ_Pの電圧脈動成分Δｖ_CPは、電流ｉ_CP(AVG)を用いて次式で表せる。

すなわち、図６（ｃ）に示したように、コンデンサＣ_pの電流ｉ_CP(AVG)は電力変換装置３の出力周波数成分を含んだ脈動電流になることから、コンデンサＣ_Pには脈動電圧が発生する。同様な理由でコンデンサＣ_Nにも脈動電圧が発生する。このときコンデンサＣ_PとコンデンサＣ_Nの脈動電圧は、互いに位相が反転したような状態となることから、コンデンサＣ_PとコンデンサＣ_Nの電圧が不平衡となる。

ここで、数６から明らかなように、出力周波数が低いほど、コンデンサＣ_Pの電圧の脈動成分Δｖ_CPは大きくなり、また、２つのコンデンサＣ_PとコンデンサＣ_Nとの電圧差も出力周波数が低いほど大きくなる。

上述のように、従来の電力変換装置３では２つのコンデンサが不平衡になるため、コンデンサの静電容量値を必要以上に高くするか、もしくは２つのコンデンサの電圧を平衡させるための回路を新たに追加する等、コンデンサの電圧上昇を抑制するための対策をとる必要があり、電力変換装置３が大型かつ高価になるという問題があった。

この発明は、上記問題を解消し、２つのコンデンサの電圧のアンバランスを抑制し、小型で安価な電力変換装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、この発明は、第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチとを直列に接続して構成した第１の半導体スイッチ直列回路と、第３の半導体スイッチと第４の半導体スイッチとを直列に接続して構成した第２の半導体スイッチ直列回路と，第１のコンデンサと第２のコンデンサとを直列に接続して構成したコンデンサ直列回路とを並列接続し、前記第１の半導体スイッチと前記第２の半導体スイッチの直列接続点，前記第２の半導体スイッチと前記第３の半導体スイッチの直列接続点，前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの直列接続点を負荷への接続端子とした電力変換装置において、電力変換装置の出力電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、前記第１のコンデンサの電圧と前記第２のコンデンサの電圧との偏差を演算する電圧偏差演算手段と、該電圧偏差演算手段の出力を前記出力電圧指令に加算する加算手段と、出力周波数に基づいて前記偏差の増幅ゲインを調整するゲイン調整手段とを備えるものである。

この発明に係る電力変換装置によれば、２つのコンデンサ電圧の偏差の増幅ゲインを出力周波数に基づいて調整し、この偏差を増幅した値により出力電圧指令を補正して新たな出力電圧指令を生成することにより、２つのコンデンサの電圧のアンバランスを抑制することができる。この結果、コンデンサの静電容量値を必要以上に高くしたり、２つのコンデンサの電圧を平衡させるための回路を追加する必要がなくなるので、小型で安価な電力変換装置を提供することが可能になる。

この発明の実施の形態を示すブロック図 電力変換装置を示す回路図 従来の制御装置の構成を示すブロック図 上アームの半導体スイッチに流れる電流の概念波形図 三角波キャリアの１周期分の電流の概念波形図 コンデンサに流入する電流の概念波形図

図１はこの発明の電力変換装置３の制御装置１０の構成を示すブロック図である。ここで、図３と同一機能を有するものについては同一の符号を付してその説明を省略する。
従来技術と異なる点は、２つのコンデンサＣ_P，Ｃ_Nの電圧検出値Ｅ_dpと電圧検出値Ｅ_dnとの偏差を演算する加算器２１，出力周波数指令ｆ^*に基づいて増幅ゲインを調整するゲイン演算部２２，乗算器２３，加算器２４ａ，２４ｂからなる不平衡抑制手段２０を新たに追加した点である。この不平衡抑制手段２０では、２つのコンデンサＣ_P，Ｃ_Nの電圧検出値Ｅ_dpと電圧検出値Ｅ_dnとの差電圧Ｅ_dp−Ｅ_dnにゲイン演算部２２で演算されたゲインを乗じた値を出力電圧指令ｖ_MC ^*，ｖ_AC ^*の補正量としてそれぞれ加算し、新たな出力電圧指令ｖ_MC ^**，ｖ_AC ^**を生成する。

このような構成において、例えば、コンデンサＣ_Pの電圧が上昇し、コンデンサＣ_Nの電圧が減少すると、上アームの半導体スイッチＴ_MP，Ｔ_APのオン時間を増加させ、下アームの半導体スイッチＴ_MN，Ｔ_ANのオン時間を減少させることになる。すなわち、コンデンサＣ_Pの電圧が上昇し、コンデンサＣ_Nの電圧が減少した際には、加算器２１で求めたコンデンサＣ_Pの電圧検出値Ｅ_dpとコンデンサＣ_Nの電圧検出値Ｅ_dnとの差電圧を乗算器２３でゲイン倍した値が、加算器２４ａ，２４ｂにより出力電圧指令ｖ_MC ^*，ｖ_AC ^*にそれぞれ加算されて新たな出力電圧指令ｖ_MC ^**，ｖ_AC ^**が得られる。これにより、上アームの半導体スイッチＴ_MP，Ｔ_APのオン時間を増加させ、下アームの半導体スイッチＴ_MN，Ｔ_ANのオン時間を減少させることになる。これは、上側コンデンサＣ_Pから流出する電流を増加させ、下側コンデンサＣ_Nに流入する電流を減少させることになるから、結果としてコンデンサの電圧不平衡を抑制する作用となる。

逆に、コンデンサＣ_Pの電圧が減少し、コンデンサＣ_Nの電圧が上昇した際には、加算器２１で求めたコンデンサＣ_Pの電圧検出値Ｅ_dpとコンデンサＣ_Nの電圧検出値Ｅ_dnとの差電圧を乗算器２３でゲイン倍した値はマイナスの補正量となる。この補正量が加算器２４ａ，２４ｂにより出力電圧指令ｖ_MC ^*，ｖ_AC ^*にそれぞれ加算されることになるから、下アームの半導体スイッチＴ_MN，Ｔ_ANのオン時間を増加させ、上アームの半導体スイッチＴ_MP，Ｔ_APのオン時間を減少させることになる。これは、下側コンデンサＣ_Nから流出する電流を増加させ、上側コンデンサＣ_Pに流入する電流を減少させることになるから、結果としてコンデンサの電圧不平衡を抑制する作用となる。

このように、コンデンサＣ_Pの電圧検出値Ｅ_dpとコンデンサＣ_Nの電圧検出値Ｅ_dnとの差電圧に基づいて新たな出力電圧指令ｖ_MC ^**，ｖ_AC ^**を得ることにより、２つのコンデンサＣ_P，Ｃ_Nの電圧のアンバランスを抑制することが可能になる。

ところで、上記のコンデンサ電圧の不平衡抑制手段２０を適用した場合、所望とする出力電圧指令に２つのコンデンサ電圧の差電圧を重畳することになるから、当然のことながら電力変換装置３の出力電圧ｖ_MC，ｖ_ACは本来の所望とする電圧ｖ_MC ^*，ｖ_AC ^*が出力されない。電力変換装置３の負荷として電動機を考えた場合、このような状態で運転を継続すると、出力電圧が著しく歪み、結果としてトルクの脈動を引き起こし、電動機から騒音，振動が発生する虞がある。

しかしながら、前述したとおりコンデンサの電圧不平衡は、電力変換装置３の出力周波数が低いほど顕著になることから、図１のゲイン演算部２２に示すように、ゲイン演算部２２に出力周波数指令ｆ^*を入力し、この出力周波数指令ｆ^*の増加に応じて増幅ゲインを低減させるようにすればよい。さらに、ある運転周波数以上ではコンデンサ電圧の不平衡抑制を行わなくてもよいことが予め分かっていれば、その運転周波数を予めゲイン演算部２２に設定しておき、この設定された運転周波数以上では偏差増幅ゲインを０とするようにしてもよい。

このように制御することで，低周波数時、すなわち電動機の始動時に、コンデンサ電圧の不平衡を抑制するように電力変換装置３が動作し、起動時のみ若干の振動が電動機より発生するものの問題なく始動でき、一旦始動が完了して運転周波数が高い状態で運転しているときには、２つのコンデンサの電圧アンバランスが著しく大きくなることもなく、所望の出力電圧を出力できる。

１…単相交流電源、２…２相電動機、３…電力変換装置、３１…単相倍電圧整流回路、３２…インバータ回路、１１…電圧指令生成手段、１６…キャリア発生器、２２…ゲイン演算部。

Claims (3)

1. 第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチとを直列に接続して構成した第１の半導体スイッチ直列回路と、第３の半導体スイッチと第４の半導体スイッチとを直列に接続して構成した第２の半導体スイッチ直列回路と，第１のコンデンサと第２のコンデンサとを直列に接続して構成したコンデンサ直列回路とを並列接続し、前記第１の半導体スイッチと前記第２の半導体スイッチの直列接続点，前記第２の半導体スイッチと前記第３の半導体スイッチの直列接続点，前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの直列接続点を負荷への接続端子とした電力変換装置において、
   電力変換装置の出力電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、前記第１のコンデンサの電圧と前記第２のコンデンサの電圧との偏差を演算する電圧偏差演算手段と、該電圧偏差演算手段の出力を前記出力電圧指令に加算する加算手段と、出力周波数に基づいて前記偏差の増幅ゲインを調整するゲイン調整手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 出力周波数指令の増加に応じて前記増幅ゲインを低減させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 予め設定された運転周波数以上では前記増幅ゲインを零とすることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。