CN110870184B - 电源装置、驱动装置、控制方法以及存储介质 - Google Patents

电源装置、驱动装置、控制方法以及存储介质 Download PDF

Info

Publication number
CN110870184B
CN110870184B CN201880046150.2A CN201880046150A CN110870184B CN 110870184 B CN110870184 B CN 110870184B CN 201880046150 A CN201880046150 A CN 201880046150A CN 110870184 B CN110870184 B CN 110870184B
Authority
CN
China
Prior art keywords
smoothing capacitor
state
switching
voltage
period
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201880046150.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN110870184A (zh
Inventor
片冈耕太郎
岩田浩
铃木贵光
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nidec Corp
Original Assignee
Nidec Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nidec Corp filed Critical Nidec Corp
Publication of CN110870184A publication Critical patent/CN110870184A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110870184B publication Critical patent/CN110870184B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明涉及一种电源装置、驱动装置、控制方法以及存储介质，抑制电源装置中所配设的平滑电容器的劣化。电源装置包括输出部(13)、输入部(11)、整流电路(15)、开关电路(17)及控制器(19)。输入部输入交流输入(Vin)。整流电路具有平滑电容器(SC)，将交流输入转换为整流输出(Vout)。开关电路在输入阻抗为低的导通状态与输入阻抗比导通状态高的断开状态之间切换。控制器在执行在导通状态与断开状态之间切换开关电路的控制时，设定调制占空比(DR)，以使得在从产生输出给平滑电容器的输入电流开始直至平滑电容器的电压达到极大值(Vrmax)为止的期间内包含调制占空比的调制幅度达到最大值的期间的至少一部分。

Description

电源装置、驱动装置、控制方法以及存储介质
技术领域
本发明涉及一种将交流输入转换为规定的输出并输出至负载的电源装置、将所述电源装置的负载设为马达的驱动装置、所述电源装置的控制方法、以及使计算机执行所述控制方法的存储介质。
背景技术
以往，已知有一种电源装置，其将交流输入转换为直流输出并予以输出。所述电源装置包含以规定的周期来切换导通(ON)状态与断开(OFF)状态的开关元件，通过调整开关元件为导通状态(或断开状态)的期间相对于所述规定周期的比例(称作占空比(dutyratio))，从而能够对供给至由所述电源装置所驱动的负载的直流输出的电力进行调整。而且，在将交流输入转换为直流输出的电源装置中，配设有用于将直流输出保持为固定电压的电容器(condenser)(称作平滑电容器)(例如专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开平11-179559号公报
发明内容
发明所要解决的问题
所述电源装置中，例如在未从整流电路向平滑电容器供给电流而无法对平滑电容器进行充电时，因平滑电容器放电，而直流输出的电压下降。另一方面，在从整流电路向平滑电容器供给电流时，平滑电容器得到充电。由此，能够使因放电而下降的直流输出的电压再次上升。
即，所述电源装置中，通过平滑电容器周期性地反复进行放电与充电，从而能够将直流输出的电压(的平均值)设为固定。
另一方面，在电源装置的工作过程中平滑电容器反复进行放电与充电，则意味着在电源装置的工作过程中始终有电流流经平滑电容器。其结果，每当使用电源装置时，平滑电容器发生劣化，所述平滑电容器的劣化成为导致电源装置的寿命缩短的主要原因。
本发明的目的在于抑制电源装置中所配设的平滑电容器的劣化。
解决问题的技术手段
本申请的例示性的一实施方式的电源装置包括输出部、输入部、整流电路、开关电路及控制器。输出部连接负载。输入部输入电压在正与负之间以规定周期而变动的交流输入。整流电路是将从输入部输入的交流输入转换为电压为正或负中的任一种的整流输出的电路。整流电路具有对整流输出进行平滑化的平滑电容器。开关电路连接平滑电容器以作为输入，连接输出部以作为输出，以比交流输入的规定周期短的开关周期来切换导通状态与断开状态，所述导通状态是从平滑电容器来看的输入阻抗低的状态，所述断开状态是所述输入阻抗比导通状态时高的状态。
控制器输出调制占空比，且在执行在导通状态与断开状态之间切换开关电路的控制时，设定调制占空比，以使得在从产生输入给平滑电容器的输入电流开始直至平滑电容器的电压达到极大为止的期间内包含调制占空比的调制幅度达到最大值的期间的至少一部分，所述调制占空比是依照整流输出的变动来对维持导通状态的期间相对于开关周期的比例即占空比进行调制所得。
发明的效果
本申请的例示性的一实施方式的电源装置中，在从产生输入给平滑电容器的输入电流开始直至平滑电容器的电压达到极大为止的期间内，即，在对平滑电容器进行充电的期间内，使从平滑电容器来看的输入阻抗为低的状态更长，由此，能够抑制流经平滑电容器的电流量，从而抑制平滑电容器的劣化。
附图说明
图1是表示实施方式1的驱动装置的结构的图。
图2是表示交流输入的电压波形的一例的图。
图3A是示意性地表示全波整流的图。
图3B是示意性地表示半波整流的图。
图4是表示整流输出的电压波形的一例的图。
图5是表示驱动装置的详细结构的图。
图6是表示时间图的一例的图，所述时间图表示开关电路的各开关元件的动作。
图7是表示实施方式1中的驱动装置(电源装置)的控制方法的流程图。
图8是表示由驱动装置所设定的调制占空比的变动的一例的图。
图9是表示由调制占空比的延迟有无所决定的负载电流的一例的图。
图10是表示纹波(ripple)电压及纹波电流对调制占空比的延迟时间的依存性的一例的图。
图11是表示设定了过大的延迟时间时的调制占空比的变动与负载电流的一例的图。
图12是表示对各开关元件所设定的基本占空比的一例的图。
图13是表示各开关元件的调制占空比的一例的图。
图14是表示使基本占空比的变动频率更大时的调制占空比的一例的图。
图15是表示使基本占空比的变动频率进一步加大时的调制占空比的一例的图。
图16是表示对各开关元件所设定的基本占空比的另一例的图。
图17是表示调制占空比的调制幅度与各开关元件的调制占空比的另一例的图。
图18是表示使基本占空比的变动频率更大时的调制占空比的调制幅度与调制占空比的另一例的图。
图19是表示使基本占空比的变动频率进一步加大时的调制占空比的调制幅度与调制占空比的另一例的图。
图20是表示时间图的一例的图，所述时间图示意性地表示提前角调制。
图21是表示实施方式3中的驱动装置的控制方法的流程图。
图22是表示提前角的计算方法的流程图。
图23是表示由驱动装置所设定的提前角的变动的一例的图。
图24是表示由提前角调制的有无所决定的负载电流的一例的图。
图25是表示由提前角调制的延迟有无所决定的负载电流的一例的图。
图26是表示纹波电流对提前角的延迟时间的依存性的一例的图。
图27是表示负载电流的最大值对提前角的延迟时间的依存性的一例的图。图28是表示占空比/提前角的计算方法的另一实施方式(其一)的图。
图29是表示占空比/提前角的计算方法的另一实施方式(其二)的图。
图30是表示占空比/提前角的计算方法的另一实施方式(其三)的图。
符号的说明
100：驱动装置
1：电源装置
11：输入部
I1：第一输入端子
I2：第二输入端子
13：输出部
15：整流电路
151：整流部
L：电感器元件
SC：平滑电容器
17：开关电路
SW1～SW6：开关元件
D1～D10：整流元件
19：控制器
191：测定部
LO：负载
M：三相无刷马达
PS：交流电源
DR：调制占空比
DRB：基本占空比
DR1：第一占空比
DR2：第二占空比
Tsw：开关周期
T1sw：第一周期
T2sw：第二周期
Tps：电力供给期间
V1：第一电压
V2：第二电压
Vin：交流输入
Vout：整流输出
Vave：平均电压
Vrmax：极大值
Vrmin：极小值
δ：提前角
δ1：第一提前角
δ2：第二提前角
具体实施方式
以下，参照附图来说明本发明的实施方式。另外，本发明的范围并不限定于以下的实施方式，能够在本发明的技术思想的范围内进行任意变更。
以下的说明中，所谓“开关元件的导通”，是指将开关元件的两端间电连接、或设为低阻抗状态。另一方面，所谓“开关元件的断开”，是将开关元件的两端间电切断、或设为高阻抗状态。
(实施方式1)
[1-1.驱动装置的结构]
图1是表示实施方式1的驱动装置100的结构的图。驱动装置100具有电源装置1与负载LO。电源装置1将交流电力转换为规定的电性输出(高频输出)并输出至负载LO。负载LO例如是马达(motor)、感应加热(Induction Heating，IH)装置等。马达例如是同步马达、感应马达等无刷马达(brush-less motor)。
将负载LO设为马达来使用的驱动装置100例如能够用作吸尘器的抽吸装置、电动工具的驱动装置、车辆的驱动装置等。将负载LO设为感应加热装置来使用的驱动装置100例如能够用作IH烹饪机的驱动装置等。
[1-2.电源装置的整体结构]
如图1所示，电源装置1包括输入部11、输出部13、整流电路15、开关电路17及控制器19。
输入部11是将交流电源PS连接于整流电路15的连接端子。本实施方式中，交流电源PS是具有两个极的单相交流电源。交流电源PS如图2所示，输出电压在正与负之间以规定频率呈正弦波状变动的交流输入Vin。在交流电源PS为商用电源的情况下，所述规定频率例如为50Hz或60Hz。
连接于输入部11的交流电源PS例如是通常提供的家庭用或商用交流电源、逆变器电源、交流发电机等。另外，输入部11也可经由变压器(未图示)来连接交流电源PS。此时，输入部11输入比从交流电源PS输出的电压低或高的交流输入Vin。
输出部13是将以驱动装置100来驱动的负载LO连接于开关电路17的连接端子。
整流电路15具有整流部151与平滑电容器SC。整流部151是将从输入部11输入的交流输入Vin转换为电压为正或负中的任一种的整流输出Vout的电路。如后所述，整流部151主要包含整流元件。
如后所述，本实施方式的整流部151是图3A所示的全波整流电路，其使交流输入Vin的正侧电压通过，另一方面，使负侧电压反转为正侧电压而使其通过。由此，整流部151遍及交流输入Vin的整个交流周期(规定周期)，而输出具有正电压的整流输出Vout。
另一实施方式中，整流部151也可为如下所述的全波整流电路，即，与所述相反，使交流输入Vin的负侧电压通过，另一方面，使正侧电压反转至负侧而使其通过。此时，整流部151遍及交流输入Vin的整个交流周期(规定周期)，而输出具有负电压的整流输出Vout。
又一实施方式中，整流部151也可为如下所述的半波整流电路，即，如图3B所示，使交流输入Vin的正侧电压或者负侧电压中的其中一者通过，另一方面，不使另一者通过。由此，整流部151仅在交流输入Vin的交流周期中的半周期，输出具有正或负的电压的整流输出Vout。
平滑电容器SC是对整流输出Vout进行“平滑化”的电容器。具体而言，平滑电容器SC例如将使图3A所示的交流输入Vin整流至电压正侧的电压输出，设为图4所示的整流输出Vout，所述整流输出Vout具有平均电压Vave，且在所述平均电压Vave的附近周期性地变动。在平均电压Vave的附近周期性地变动的电压也有时被称作“纹波电压”。另外，平滑电容器SC的电压对应于整流输出Vout。
所述“纹波电压”主要是因平滑电容器SC反复充电与放电而产生，其变动幅度尤其是根据平滑电容器SC所具有的时间常数而定。因而，作为平滑电容器SC，例如使用电解电容器等容量大(时间常数大)的电容器。由此，能够减少“纹波电压”的变动幅度，从而输出电压大致固定为平均电压Vave的整流输出Vout。
开关电路17的输入并联连接于平滑电容器SC。开关电路17是主要包含由控制器19来控制导通与断开的开关元件的电路。通过控制开关元件的导通与断开，开关电路17在导通状态与断开状态之间切换，所述导通状态是从平滑电容器SC来看的输入阻抗低的状态，所述断开状态是所述输入阻抗比导通状态时高的状态。
所述输入阻抗是定义为来自包含开关电路17、连接开关电路17的输出的输出部13、及连接于输出部13的负载LO在内的、平滑电容器SC的阻抗。
开关电路17以比交流输入Vin的交流周期短的开关周期来切换导通状态与断开状态。如后所述，本实施方式的开关电路17是如下所述的逆变器，即，通过适当调整导通状态与断开状态的切换模式(pattern)，从而将具有任意频率和任意大小的电力的交流输出输出至负载LO。
其他实施方式中，开关电路17例如也可为升压斩波器(chopper)方式的转换器(converter)、降压斩波器方式的转换器、LLC转换器、准谐振反激转换器等。这些开关电路17中，通过这些电路中所含的开关元件的导通与断开的脉宽调制(Pulse WidthModulation，PWM)控制的频率，能够调整对开关电路17的输入电力。
控制器19是控制电源装置1的***。控制器19尤其控制开关电路17的导通状态与断开状态的切换。因而，控制器19例如能够作为包含PWM信号产生电路、电位测定电路和/或电流测定电路的硬件(hardware)而构成。
或者，控制器19也可为计算机***(computer system)，其包含中央处理器(Central Processing Unit，CPU)、随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)、只读存储器(Read Only Memory，ROM)等存储元件、模拟/数字(Analog/Digital，A/D)接口(interface)、数字/模拟(Digital/Analog，D/A)接口等。此时，存储在存储元件等中的、可由控制器19来执行的程序(program)也可实现利用控制器19来进行的电源装置1的控制。
除此以外，还能够使用将PWM信号产生电路与电位测定电路和/或电流测定电路形成在一个芯片上的芯片级***(System on Chip，SoC)、专用集成电路(ApplicationSpecific Integrated Circuit，ASIC)等来作为控制器19。
[1-3.驱动装置的详细结构]
以下，使用图5来说明实施方式1的驱动装置100的详细结构。实施方式1的驱动装置100如图5所示，是将三相无刷马达M作为负载LO的驱动装置100。三相无刷马达M具有U相、V相、W相这三个相。
因而，实施方式1的驱动装置100中，连接三相无刷马达M的各相的三个端子构成输出部13。以下，对整流电路15的整流部151与开关电路17的详细结构进行说明。
[1-3-1.整流部的详细结构]
如上所述，实施方式1中，整流部151为全波整流电路。具体而言，如图5所示，整流部151具有四个整流元件D1～D4与电感器元件L。
四个整流元件D1～D4形成桥接(bridge)电路。具体而言，整流元件D1将阳极(anode)侧经由电感器元件L而连接于输入部11的第一输入端子I1，将阴极(cathode)侧连接于平滑电容器SC的一端。整流元件D2将阴极侧经由电感器元件L而连接于第一输入端子I1，将阳极侧连接于平滑电容器SC的另一端。平滑电容器SC的另一端与整流元件D1的阴极侧所连接的一端为相反侧。
整流元件D3将阳极侧连接于第二输入端子I2，将阴极侧连接于平滑电容器SC的一端。整流元件D4将阴极侧连接于第二输入端子I2，将阳极侧连接于平滑电容器SC的另一端。
在包含四个整流元件D1～D4的所述桥接电路中，当交流输入Vin的电压为正且其绝对值超过平滑电容器SC的电压时，整流元件D1与整流元件D4成为导通状态，整流元件D2与D3成为非导通状态。本实施方式中，交流输入Vin的电压将第一输入端子I1的电位比第二输入端子I2的电位高的情况设为正。
其结果，平滑电容器SC的电压成为正电压。即，平滑电容器SC的所述一端侧为正电位，另一端侧为负电位(0电位)。
另一方面，当交流输入Vin的电压为负且其绝对值超过平滑电容器SC的电压时，整流元件D2与整流元件D3成为导通状态，整流元件D1与整流元件D4成为非导通状态。其结果，平滑电容器SC的一端侧成为正电位，另一端侧成为负电位(0电位)。即，平滑电容器SC的电压成为正电压。
作为整流元件D1～D4，例如能够使用PN二极管(diode)、肖特基二极管(Schottkydiode)等二极管。
电感器元件L例如是线圈(coil)等具有电感成分的元件。电感器元件L将一端连接于第一输入端子I1，将另一端连接整流元件D1的阳极侧或整流元件D2的阴极侧。以上述方式连接的电感器元件L与平滑电容器SC一同形成被动(passive)型功率因数改善电路，抑制来自交流电源PS的输入电流中的高次谐波的产生。
另外，所述示例中，电感器元件L是设在第一输入端子I1～整流元件D1、D2间，但并不限于此。例如也可将电感器元件L设在第二输入端子I2～整流元件D3、D4间，还可设置于这两处。而且，这些整流元件也可配置成，相对于电感器元件L而来到输入部11侧。
[1-3-2.开关电路的详细结构]
驱动装置100的负载LO为三相无刷马达M，因此开关电路17(马达控制电路的一例)为逆变器电路。具体而言，开关电路17具有六个开关元件SW1～SW6和与各开关元件SW1～SW6对应的六个整流元件D5～D10。
开关元件SW1将一端连接于平滑电容器SC的一端，将另一端连接于输出部13的U端子。开关元件SW1的控制极(栅极)连接于控制器19。由此，开关元件SW1通过控制器19的控制，来将平滑电容器SC的一端与U端子之间予以连接或切断。
与开关元件SW1对应的整流元件D5将阳极侧的一端连接于U端子，将阴极侧的另一端连接于平滑电容器SC的一端。
开关元件SW2将一端连接于平滑电容器SC的一端，将另一端连接于输出部13的V端子。开关元件SW2的控制极连接于控制器19。由此，开关元件SW2通过控制器19的控制来将平滑电容器SC的一端与V端子之间予以连接或切断。
与开关元件SW2对应的整流元件D6将阳极侧的一端连接于V端子，将阴极侧的另一端连接于平滑电容器SC的一端。
开关元件SW3将一端连接于平滑电容器SC的一端，将另一端连接于输出部13的W端子。开关元件SW3的控制极连接于控制器19。由此，开关元件SW3通过控制器19的控制来将平滑电容器SC的一端与W端子之间予以连接或切断。
与开关元件SW3对应的整流元件D7将阳极侧的一端连接于W端子，将阴极侧的另一端连接于平滑电容器SC的一端。
开关元件SW4将一端连接于输出部13的U端子，将另一端连接于平滑电容器SC的另一端。开关元件SW4的控制极连接于控制器19。由此，开关元件SW4通过控制器19的控制来将平滑电容器SC的另一端与U端子之间予以连接或切断。
与开关元件SW4对应的整流元件D8将阳极侧的一端连接于平滑电容器SC的另一端，将阴极侧的另一端连接于U端子。
开关元件SW5将一端连接于输出部13的V端子，将另一端连接于平滑电容器SC的另一端。开关元件SW5的控制极连接于控制器19。由此，开关元件SW5通过控制器19的控制来将平滑电容器SC的另一端与V端子之间予以连接或切断。
与开关元件SW5对应的整流元件D9将阳极侧的一端连接于平滑电容器SC的另一端，将阴极侧的另一端连接于V端子。
开关元件SW6将一端连接于输出部13的W端子，将另一端连接于平滑电容器SC的另一端。开关元件SW6的控制极连接于控制器19。由此，开关元件SW6通过控制器19的控制来将平滑电容器SC的另一端与W端子之间予以连接或切断。
与开关元件SW6对应的整流元件D10将阳极侧的一端连接于平滑电容器SC的另一端，将阴极侧的另一端连接于W端子。
开关电路17中要高速切换导通状态与断开状态，因此开关电路17中所含的开关元件SW1～SW6优选为可进行高速开关动作的元件。
因而，本实施方式中，开关元件SW1～SW6例如为金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET)。除此以外，例如能够使用MOSFET以外的场效应晶体管、双极晶体管(bipolar transistor)、绝缘栅双极晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)、闸流管(thyristor)等具有开关特性的半导体元件。而且，作为开关元件SW1～SW6，也可使用将这些半导体元件多个组合而成的结构。
整流元件D5～D10例如为PN二极管、肖特基二极管等二极管。除此以外，整流元件D5～D10也可为形成在对应的开关元件SW1～SW6内部的整流元件。形成在开关元件SW1～SW6内部的整流元件被称作本体二极管、寄生二极管等。
由此，在开关电路17中，不再需要将整流元件D5～D10设为与开关元件SW1～SW6独立的零件。其结果，能够减少开关电路17的零件个数。
对于具有所述结构的开关电路17，控制器19对各开关元件SW1～SW6的控制极施加各开关元件SW1～SW6的导通信号与断开信号，由此来切换各开关元件SW1～SW6的导通与断开。所述导通信号例如为正电压信号。另一方面，所述断开信号例如为零电压信号。
本实施方式中，各开关元件SW1～SW6的切换时机是基于120度通电方式(后述)而决定。具体而言，例如，如图6所示，对作为高端(high side)开关的开关元件SW1～SW3进行PWM控制。
以下，作为负载LO的三相无刷马达M例如具有配置在W相绕组与U相绕组之间的U相转子(rotor)检测元件、配置在U相绕组与V相绕组之间的V相转子检测元件、以及配置在V相绕组与W相绕组之间的W相转子检测元件(均未图示)。控制器19能够根据这些转子检测元件的输出信号，来探测三相无刷马达M的转子位于哪个位置。
作为所述转子检测元件，例如能够使用对转子所具有的磁场进行检测的霍尔(Hall)元件。
而且，图6所示的示例中，将U相转子检测元件检测到转子通过(图6中为“U相”导通)的时机设为时间0，将转子的旋转周期设为T。而且，设整流输出Vout的电压为正。即，设平滑电容器SC的与开关元件SW1连接侧的电位比与开关元件SW4连接侧的电位高。
在时间从0直至T/6为止的期间，控制器19将开关元件SW1及开关元件SW5设为导通，另一方面，将其他开关元件设为断开。此时，从平滑电容器SC的一端直至开关元件SW1、U相、V相、开关元件SW5、平滑电容器SC的另一端为止之间的阻抗变低。
其结果，从平滑电容器SC来看的输入阻抗变低，从整流电路15向三相无刷马达M的U相与V相之间供给整流输出Vout。
另一方面，在所述时间范围内，通过将开关元件SW1设为断开，从而平滑电容器SC的一端与U相、V相、W相之间的阻抗变高。其结果，从平滑电容器SC来看的输入阻抗变高，从整流电路15朝向U相与V相之间的整流输出Vout的供给停止。另一方面，回流电流以整流元件D8～U相～V相～开关元件SW5的路径而流动。
在时间从T/6直至2T/6(＝T/3)为止的期间，控制器19将开关元件SW1及开关元件SW6设为导通，另一方面，将其他开关元件设为断开。由此，从平滑电容器SC的一端直至开关元件SW1、U相、W相、开关元件SW6、平滑电容器SC的另一端为止之间的阻抗变低。
由此，从平滑电容器SC来看的输入阻抗变低，从整流电路15向三相无刷马达M的U相与W相之间供给整流输出Vout。
另一方面，在所述时间范围内，通过将开关元件SW1设为断开，从而平滑电容器SC的一端与U相、V相、W相之间的阻抗变高。其结果，从平滑电容器SC来看的输入阻抗变高，从整流电路15朝向U相与W相之间的整流输出Vout的供给停止。另一方面，回流电流以整流元件D8～U相～W相～开关元件SW6的路径而流动。
在V相转子检测元件变为导通的时机即T/3直至3T/6(＝T/2)为止的期间，控制器19将开关元件SW2及开关元件SW6设为导通，另一方面，将其他开关元件设为断开。此时，从平滑电容器SC的一端直至开关元件SW2、V相、W相、开关元件SW6、平滑电容器SC的另一端为止之间的阻抗变低。
其结果，从平滑电容器SC来看的输入阻抗变低，从整流电路15向三相无刷马达M的V相与W相之间供给整流输出Vout。
另一方面，在所述时间范围内，通过将开关元件SW2设为断开，从而平滑电容器SC的一端与U相、V相、W相之间的阻抗变高。其结果，从平滑电容器SC来看的输入阻抗变高，从整流电路15朝向V相与W相之间的整流输出Vout的供给停止。另一方面，回流电流以整流元件D9～V相～W相～开关元件SW6的路径而流动。
在时间从T/2直至4T/6(＝2T/3)为止的期间，控制器19将开关元件SW2及开关元件SW4设为导通，另一方面，将其他开关元件设为断开。此时，从平滑电容器SC的一端直至开关元件SW2、V相、U相、开关元件SW4、平滑电容器SC的另一端为止之间的阻抗变低。
其结果，从平滑电容器SC来看的输入阻抗变低，从整流电路15向三相无刷马达M的V相与U相之间供给整流输出Vout。
另一方面，在所述时间范围内，通过将开关元件SW2设为断开，从而平滑电容器SC的一端与U相、V相、W相之间的阻抗变高。其结果，从平滑电容器SC来看的输入阻抗变高，从整流电路15朝向V相与U相之间的整流输出Vout的供给停止。另一方面，回流电流以整流元件D9～V相～U相～开关元件SW4的路径而流动。
在从W相转子检测元件变为导通的时机即2T/3直至5T/6为止的期间，控制器19将开关元件SW3及开关元件SW4设为导通，另一方面，将其他开关元件设为断开。此时，从平滑电容器SC的一端直至开关元件SW3、W相、U相、开关元件SW4、平滑电容器SC的另一端为止之间的阻抗变低。
其结果，从平滑电容器SC来看的输入阻抗变低，从整流电路15向三相无刷马达M的W相与U相之间供给整流输出Vout。
另一方面，在所述时间范围内，通过将开关元件SW3设为断开，从而平滑电容器SC的一端与U相、V相、W相之间的阻抗变高。其结果，从平滑电容器SC来看的输入阻抗变高，从整流电路15朝向W相与U相之间的整流输出Vout的供给停止。另一方面，回流电流以整流元件D10～W相～U相～开关元件SW4的路径而流动。
在时间从5T/6直至T为止的期间，控制器19将开关元件SW3及开关元件SW5设为导通，另一方面，将其他开关元件设为断开。此时，从平滑电容器SC的一端直至开关元件SW3、W相、V相、开关元件SW5、平滑电容器SC的另一端为止之间的阻抗变低。
其结果，从平滑电容器SC来看的输入阻抗变低，从整流电路15向三相无刷马达M的W相与V相之间供给整流输出Vout。
另一方面，在所述时间范围内，通过将开关元件SW3设为断开，从而平滑电容器SC的一端与U相、V相、W相之间的阻抗变高。其结果，从平滑电容器SC来看的输入阻抗变高，从整流电路15朝向W相与V相之间的整流输出Vout的供给停止。另一方面，回流电流以整流元件D10～W相～V相～开关元件SW5的路径而流动。
如上所述，通过将开关元件SW1～SW6的导通与断开加以组合，开关电路17能够在从平滑电容器SC来看的输入阻抗低的状态即导通状态、与所述输入阻抗为高的状态即断开状态之间切换。
通过开关电路17切换导通状态与断开状态，能够切换从整流电路15向三相无刷马达M输出整流输出Vout的状态、与停止整流输出Vout向三相无刷马达M的输出的状态，从而能够使三相无刷马达M的转子旋转。
在所述时间0～T/3之间的开关元件SW1的开关动作、时间T/3～2T/3之间的开关元件SW2的开关动作、及时间2T/3～T之间的开关元件SW3的开关动作中，将从开关元件SW1～SW3变为导通直至切换为断开并再次变为导通为止的时间称作“开关周期Tsw”(图6)。
而且，在开关动作中，将各开关元件SW1～SW3变为导通的时间长度相对于开关周期Tsw的比例定义为“占空比”。进而，将在各开关元件SW1～SW3中执行开关动作的期间称作“电力供给期间Tps”。
如上所述，各开关元件SW1～SW3执行开关动作的期间，即，电力供给期间Tps均为T/3。即，电力供给期间Tps为转子旋转周期的1/3时间。如上所述，电力供给期间Tps为转子旋转周期的1/3时间的通电方式一般称作“120度通电方式”。
控制器19对开关电路17的各开关元件SW1～SW3的控制极输入一信号，所述信号是在电力供给期间Tps以比交流输入Vin的交流周期短的开关周期Tsw来高速切换导通信号与断开信号。由此，开关电路17通过控制器19的控制，能够在电力供给期间Tps，以开关周期Tsw来高速切换从平滑电容器SC来看的输入阻抗为低的导通状态与所述输入阻抗为高的断开状态。
而且，控制器19基于规定条件，来决定作为逆变器电路的开关电路17的各开关元件SW1～SW3的占空比，并基于所述决定的占空比，来调整对开关元件SW1～SW3的控制极输入的导通信号与断开信号在开关周期Tsw中的比率(PWM控制)。
如后所述，本实施方式中，占空比是依据平滑电容器SC的电压(整流输出Vout)的变动来进行调制。因而，以下，将最终算出的占空比称作“调制占空比DR”。调制占空比DR的具体计算方法将在后文进行详细说明。
通过在开关电路17中调整调制占空比DR，从而能够调整开关周期Tsw中的、整流输出Vout向负载LO的输出时间。即，能够对电力供给期间Tps内的整流输出Vout的合计输出时间进行调整，以调整在电力供给期间Tps供给的电流及电压的平均值。
本实施方式中，控制器19具有与平滑电容器SC并联连接的测定部191。测定部191是对平滑电容器SC的电压(整流输出Vout)进行测定的电压计。
测定部191例如构成为将对平滑电容器SC的电压进行分压的多个电阻元件串联连接而成的电路。此时，控制器19将控制器19中所具备的A/D转换器与串联连接的多个电阻元件中的任一个之间予以连接。由此，控制器19能够对平滑电容器SC的电压进行监控(monitor)。
[1-4.实施方式1中的驱动装置的控制方法]
以下，对于本实施方式的驱动装置100的控制方法，使用图7来进行说明。图7是表示驱动装置的控制方法的流程图。
当驱动装置100开始三相无刷马达M的控制时，控制器19从测定部191测定当前的平滑电容器SC的电压(步骤S1)。
如后所述，平滑电容器SC当前的电压测定值被用于计算将来的调制占空比DR。因而，控制器19将平滑电容器SC的电压测定值与测定出所述电压测定值的时间相关联地，存储到控制器19的存储元件的存储区域中。
另一实施方式中，控制器19也可将平滑电容器SC的电压测定值，与表示所述电压测定值是从测定开始第几个被测定出的编号相关联地予以存储。
接下来，控制器19算出用户利用控制器19而设定或者利用外部装置而设定的三相无刷马达M的转速指令值、与当前实际的三相无刷马达M的转子转速的差值(步骤S2)。将所述三相无刷马达M的转速的指令值称作目标转速。
三相无刷马达M的转子转速例如能够基于从设于转子的输出旋转轴的编码器(encoder)(未图示)输入的每单位时间的脉冲数来测定。或者，控制器19例如能够基于所述转子检测元件的导通或断开的时间长度、或导通与断开的一周期的长度，来测定转子的转速。
在算出目标转速与实际的转子转速的差值后，控制器19基于所述差值来算出各开关元件SW1～SW3的调制前的占空比(步骤S3)。在步骤S3中算出的调制前的占空比是独立于整流输出Vout的变动而设定，因此称作“基本占空比DRB”。
而且，本实施方式中，各开关元件SW1～SW3是以120度通电方式进行开关动作。因此，各开关元件SW1～SW3的基本占空比DRB分别具有不同的相位。而且，这些基本占空比DRB是独立于整流输出Vout而设定。进而，其合计除了基于目标转速等而变动以外，相对于时间为独立的固定值。
例如，在目标转速大于实际的转子转速的情况下，控制器19使当前设定的基本占空比DRB增加而算出基本占空比DRB。另一方面，在目标转速小于实际的转子转速的情况下，使当前设定的基本占空比DRB减少而算出基本占空比DRB。
所述步骤S2中，向三相无刷马达M输出的电力指令值也可由用户来设定。将向三相无刷马达M输出的电力指令值称作目标电力。此时，控制器19也可算出目标电力与实际输入至三相无刷马达M的电力实测值的差值。
输入至三相无刷马达M的电力例如能够通过下述方式来算出，即，控制器19将通过设置从整流电路15流向开关电路17的电流的检测机构(未图示)而获得的电流值、与由测定部191所探测到的平滑电容器SC的电压相乘。
作为所述电流的检测机构，例如能够通过在从开关元件SW4～SW6直到平滑电容器SC的纸面下端的路径中设置电流检测用的电阻来实现。控制器19能够基于所述电阻的两端电压之差的测定值，来测定流向开关电路17的电流。
此时，在所述步骤S3中，控制器19在目标电力比实际输入至三相无刷马达M的电力大的情况下，使当前设定的基本占空比DRB增加而算出基本占空比DRB。另一方面，在目标电力比实际输入至三相无刷马达M的电力小的情况下，使当前设定的基本占空比DRB减少而算出基本占空比DRB。
以上述方式算出基本占空比DRB后，控制器19对于各开关元件SW1～SW3，使用所述基本占空比DRB来算出依据平滑电容器SC的电压变动而调制的调制占空比DR(步骤S4)。
本实施方式中，控制器19从存储区域中读出在步骤S1中所测定的、规定时间前的过去的平滑电容器SC的电压测定值，并基于所述电压测定值的绝对值的倒数来修正基本占空比DRB，由此来算出应设定的调制占空比DR。
控制器19例如根据以下的数式，来算出在当前的时间t应设定的调制占空比DR(t)。
DR(t)＝{(A×Vave)/V(t-t')}×DRB(t)+(1-A)×DRB(t)
(A：1以下的正的常数，Vave：平滑电容器SC的电压平均值，V(t-t')：过去时间t'的平滑电容器SC的电压测定值，DRB(t)：时间t时的基本占空比DRB。)
若进一步改写所述调制占空比DR(t)，则成为如下。
DR(t)＝[{(A×Vave)/V(t-t')}+(1-A)]×DRB(t)
即，调制占空比DR(t)是将基本占空比DRB(t)设为依据平滑电容器SC的电压测定值而变动的值即[{(A×Vave)/V(t-t')}+(1-A)]倍所得。因而，将表示为所述[{(A×Vave)/V(t-t')}+(1-A)]的值称作调制占空比DR(t)的调制幅度。
算出所述时间t时的调制占空比DR(t)的数式中所含的、1以下的正的常数A的值能够根据整流输出Vout中所含的纹波电压的大小等来适当决定。而且，平滑电容器SC的电压的平均电压Vave例如能够通过对平滑电容器SC的电压测定值进行平均而算出。
而且，在每隔规定时间来测定所述电压测定值的情况下，所述数式中所用的过去的平滑电容器SC的电压测定值例如也可设为存储在存储区域的电压测定值中的、较此次的电压测定值为规定个数前的电压测定值。
在以上述方式算出调制占空比DR后，控制器19基于所述算出的调制占空比DR，来算出开关周期Tsw中的开关电路17的导通状态及断开状态的时间(步骤S5)。
控制器19例如能够算出将开关电路17设为导通状态的时间为Tsw×DR(Tsw：开关周期，DR：所算出的调制占空比)，且算出设为断开状态的时间为Tsw×(1-DR)。
随后，控制器19在开关元件SW1～SW3的任一个中，在电力供给期间Tps内反复执行下述操作，即，在开关周期Tsw中，以Tsw×DR的时间来输出将开关电路17设为导通状态的导通信号，以Tsw×(1-DR)的时间来输出设为断开状态的断开信号(步骤S6)。
对哪个开关元件SW1～SW3输出所述信号，例如可确认转子检测元件的导通与断开的状态，并依据图6所示的时间图来决定。
通过执行所述步骤S5～S6，控制器19根据所设定的调制占空比DR，来调节维持导通状态的长度与维持断开状态的长度，从而能够控制开关电路17的导通状态与断开状态的切换。
例如，除非控制器19判定为收到使驱动装置100的动作停止的指令，或者检测到驱动装置100的异常而结束驱动装置100的控制(只有在步骤S7中为“否”)，否则便反复执行所述步骤S1～S6。即，继续驱动装置100的控制。
另一方面，当判定为结束驱动装置100的控制时(在步骤S7中为“是”时)，控制器19根据需要来进行适当的结束序列控制后，停止驱动装置100的控制。
通过反复执行所述步骤S1～S6，以控制器19所设定的调制占空比DR如图8所示那样发生变动。图8是表示以驱动装置所设定的调制占空比的变动的一例的图。
图8中，整流输出Vout是以虚线来表示。另一方面，在各时间设定的调制占空比DR是以白三角与实线来表示。图8中，表示了整流输出Vout的变动的大致一周期量的调制占空比DR的设定值，图8所示的调制占空比DR的设定值的变动在驱动装置100的动作中继续。
如图8所示，以上述方式算出的调制占空比DR以对应于整流输出Vout的周期性的电压变动的方式，而在第一占空比DR1与比第一占空比DR1大的第二占空比DR2之间周期性地变动。第一占空比DR1与第二占空比DR2的大小例如能够通过算出占空比的所述数式中的常数A来决定。而且，也可将第二占空比DR2设为可由电源装置1来设定的最大的占空比。
但是，所述调制占空比DR的变动与整流输出Vout的电压变动为反向。其原因在于，本实施方式中，调制占空比DR是基于平滑电容器SC的电压测定值的倒数而算出。
而且，调制占空比DR的周期性的变动较整流输出Vout的周期性的变动偏离规定时间。具体而言，调制占空比DR成为第二占空比DR2的时机t2在图8中，从整流输出Vout达到极小值Vrmin的时机t1延迟了时间t'。
而且，调制占空比DR成为第一占空比DR1的时机t4也从整流输出Vout达到极大值Vrmax的时机t3延迟了时间t'。
所述调制占空比DR的变动相对于整流输出Vout的变动的延迟幅度(时间t')例如能够根据算出调制占空比DR的所述数式中的V(t-t')来决定。即，能够根据使用平滑电容器SC的电压测定值中的、过去多久的电压测定值来算出调制占空比DR而决定。
而且，整流输出Vout对应于交流输入Vin的频率而变动。具体而言，例如，若交流输入Vin的频率变大，则整流输出Vout的变动周期也变短。因而，控制器19也可基于交流输入Vin的交流周期，来决定调制占空比DR的变动与整流输出Vout的变动的具体的偏离幅度即时间t'。
例如，在交流输入Vin的交流周期变短的情况下，控制器19选择在比交流周期变小之前所选择的平滑电容器SC的过去的电压测定值更接近当前的时间所测定的电压测定值，来算出调制占空比DR。即，减小所述数式中的时间t'。
由此，即使交流输入Vin的交流周期发生变化，也能够将调制占空比DR的变动相对于整流输出Vout的变动的偏离维持为最佳值。具体而言，例如，能够将整流输出Vout的变动的相位与调制占空比DR的变动的相位的偏离维持为固定。
通过调制占空比DR成为第二占空比DR2的时机从整流输出Vout的电压达到极小值Vrmin的时机偏离规定时间t'，从而如图8所示，调制占空比DR成为第二占空比DR2的时机，即，调制占空比DR的调制幅度达到最大值的时机将包含在整流输出Vout的电压从极小值Vrmin上升至极大值Vrmax的期间内。
通过在整流输出Vout的电压从极小值Vrmin上升至极大值Vrmax的期间内包含调制占空比DR成为第二占空比DR2的时机，从而能够在所述期间内维持调制占空比DR大的状态。
在整流输出Vout的电压从极小值Vrmin上升至极大值Vrmax的期间内，用于对平滑电容器SC进行充电的输入电流流经平滑电容器SC。
因而，调制占空比DR成为第二占空比DR2的时机包含在整流输出Vout的电压从极小值Vrmin上升至极大值Vrmax的期间内，即，包含在从产生输入电流直至平滑电容器SC的电压达到极大值Vrmax为止的期间内，由此，通过在平滑电容器SC的充电期间内加大调制占空比DR，从而能够从整流电路15将更多的电力供给至负载LO。
另一方面，在整流输出Vout的电压从极小值Vrmin上升至极大值Vrmax的期间以外的期间，尤其是在整流输出Vout的电压从极大值Vrmax减少的期间内，调制占空比DR被设为相对较小的设定值。
所述期间内的整流输出Vout的电压减少意味着通过平滑电容器SC的放电来对负载LO供给电力。因而，通过在整流输出Vout的电压减少的期间将调制占空比DR设为小的设定值，能够抑制所述期间的对负载LO的电力供给量，从而能够抑制平滑电容器SC的放电量。
而且，通过抑制平滑电容器SC的放电量，从而也能够抑制用于将平滑电容器SC的电压设为极大值Vrmax的充电量。
如上所述，通过抑制平滑电容器SC的放电量与充电量，能够抑制平滑电容器SC的电流的流出与流入，从而能够抑制平滑电容器SC的经时劣化。在使用电解电容器来作为平滑电容器SC的情况下，电解电容器的寿命会受温度大幅影响，但电解电容器具有相对较大的内阻。因此，若出入平滑电容器SC的电流即所谓的纹波电流大，则会导致平滑电容器SC内部的发热，缩短寿命。
本实施方式中，能够抑制所述纹波电流，因此能够抑制因发热造成的平滑电容器SC的劣化，提高电路的可靠性。而且，若纹波电流少，则相应地，也能使用容量更小的电解电容器，因此能够抑制电路的制造成本。
另外，如上所述，即使在负载LO的驱动过程中对负载LO供给随时间变化的电力量，尤其，在所述负载LO如三相无刷马达M的转子那样具有大的惯性力矩(inertia moment)的情况下，或者，负载LO对供给电力的响应性差的情况下，负载LO的驱动也几乎不会产生脉动，能够根据所给予的电力量的平均值来稳定地驱动负载LO。
[1-5.实验结果]
以下，对用于验证使调制占空比DR的变动相对于平滑电容器SC的电压变动延迟规定时间的效果的实验结果进行说明。
为了验证所述效果，测定对调制占空比DR成为第二占空比DR2的时机相对于平滑电容器SC的电压达到极小值Vrmin的时机的延迟幅度(时间t')进行各种设定而使驱动装置100运行时的、流经三相无刷马达的U相的负载电流。
首先，使用图9来说明根据是否使调制占空比DR的变动相对于平滑电容器SC的电压变动产生延迟而负载电流如何变化。
在图9的下图，实线的绘图(plot)表示有延迟(时间t'＝t2')时的负载电流的绝对值。另一方面，虚线的绘图表示无延迟(时间t'＝0)时的负载电流的绝对值。
如图9所示，通过使调制占空比DR的变动相对于平滑电容器SC的电压变动产生延迟，从而在平滑电容器SC的电压从极小值Vrmin增加至极大值Vrmax为止的期间内，与未使调制占空比DR的变动产生延迟的情况相比，使更大的电流流向三相无刷马达的U相。即，通过使占空比的变动相对于平滑电容器SC的电压变动产生延迟，从而能够在平滑电容器SC的充电过程中，使电流更积极地流向三相无刷马达的U相。
另一方面，在平滑电容器SC的电压减少的期间，通过使调制占空比DR的变动相对于平滑电容器SC的电压变动产生延迟，从而与未产生延迟的情况相比，使更小的电流流向三相无刷马达的U相。即，通过使占空比的变动相对于平滑电容器SC的电压变动产生延迟，从而能够在平滑电容器SC的放电过程中，抑制流向三相无刷马达的U相的电流。
接下来，使用图10来说明使调制占空比DR的变动相对于平滑电容器SC的电压变动而延迟的时间t'发生各种变化时的平滑电容器SC的电压的变动幅度(纹波电压)、与出入平滑电容器SC的电流(充电电流及放电电流，所谓的纹波电流)如何变化。
在图10所示的验证结果中，使调制占空比DR的变动相对于平滑电容器SC的电压变动而延迟的时间t'是设为0(无延迟)、t1'、t2'、t3'、t4'(t1'＜t2'＜t3'＜t4')。而且，纹波电压是设为整流输出Vout的极大值Vrmax与极小值Vrmin的差值。进而，纹波电流是设为流出/流入平滑电容器SC的电流的均方根(Root Mean Square，RMS)值。
如图10所示，通过使调制占空比DR的变动相对于平滑电容器SC的电压变动产生延迟，从而与未产生延迟的情况相比，纹波电压与纹波电流均大幅减少。即，通过使调制占空比DR的变动相对于平滑电容器SC的电压变动产生延迟，从而能够大幅抑制流出/流入平滑电容器SC的电流量。
而且，通过使调制占空比DR的变动相对于平滑电容器SC的电压变动产生延迟，从而能够减少纹波电压，而输出电压更稳定且纹波率更小的整流输出Vout。
进而，如图10所示，使调制占空比DR的变动相对于平滑电容器SC的电压变动而延迟的时间t'的长度越大，则纹波电压及纹波电流越减少。通过使纹波电流减少，从而能够获得抑制平滑电容器SC的劣化而提高电路可靠性的效果、或者通过使用容量更小的电容器来作为平滑电容器SC而抑制成本的效果。
但是，优选的是，不使调制占空比DR的变动相对于平滑电容器SC的电压变动而延迟的时间t'过大。将所述延迟时间t'设定得过大的结果为，例如，如图11所示，调制占空比DR达到第二占空比DR2的时机t2成为平滑电容器SC的电压达到极大值Vrmax的时机t3附近的时间。图11所示的示例中，将使调制占空比DR的变动相对于平滑电容器SC的电压变动而延迟的时间t'设为t5'。
此时，如图11所示，尤其在平滑电容器SC的电压达到极大值Vrmax附近的时间范围内，在图11的下图以实线所示的对负载LO的负载电流变得过剩。另外，在图11的下图以虚线所示的绘图，是将调制占空比DR的变动相对于平滑电容器SC的电压变动而延迟的时间t'设定为t2'时的负载电流的绝对值。
其原因在于，在调制占空比DR达到第二占空比DR2的时机t2处于平滑电容器SC的电压达到极大值Vrmax的时机t3附近的情况下，当平滑电容器SC的电压为极大值Vrmax附近时，调制占空比DR将变大。即，原因在于，当整流输出Vout的电压大时，欲积极地对负载LO供给电力。
若过剩的电流流向负载LO，则构成整流电路15及开关电路17的各元件等中的导通损失将变大。其结果，能量效率变差，和/或，电源装置1因大的导电损失而过热。其结果，电源装置1进行异常运行或发生故障。
而且，在过剩的电流流向负载LO的情况下，作为开关电路17的开关元件SW1～SW6，必须使用电流容量大且高速的开关元件等，因而会导致驱动装置100的高成本化。
(实施方式2)
[2-1.实施方式2的概要]
所述实施方式1中，各开关元件SW1～SW3的基本占空比DRB除了根据目标转速、目标电力等而发生变动以外，相对于时间为独立的固定值。并不限于此，各开关元件SW1～SW3的基本占空比DRB也可除了根据目标转速、目标电力等而发生变动以外，还相对于时间发生变动。即，基本占空比DRB也可表示为时间函数。
[2-2.实施例1]
以下，使用图12～图15来说明实施例1，所述实施例1是将各开关元件SW1～SW6的基本占空比DRB设定为以相位与其他开关元件SW1～SW6的基本占空比DRB不同的规定周期而变动的正弦波。图12是表示对各开关元件所设定的基本占空比的一例的图。图13是表示各开关元件的调制占空比的一例的图。图14是表示使基本占空比的变动频率更大时的调制占空比的一例的图。图15是表示使基本占空比的变动频率进一步加大时的调制占空比的一例的图。
图12～图15中，粗实线所示的基本占空比DRB及调制占空比DR为U相的占空比。粗虚线所示的基本占空比DRB及调制占空比DR为V相的占空比。粗一点链线所示的基本占空比DRB及调制占空比DR为W相的占空比。而且，在图12～图15上的图表中，以粗实线来表示调制幅度，以粗虚线来表示整流输出Vout的值。
实施例1中，使开关电路17的高端侧，即，开关元件SW1～SW3的占空比呈正弦波状变动。另外，低端(low side)侧的开关元件SW4～SW6是与对应的开关元件SW1～SW3互补地使占空比发生变动。而且，以下的图中，将开关元件SW1的占空比表示为“U相”，将开关元件SW2的占空比表示为“V相”，将开关元件SW3的占空比表示为“W相”。
如图12所示，实施例1中，U相的基本占空比DRB呈正弦波状变动，若将U相设为基准，则V相的基本占空比DRB呈相位延迟了120度的正弦波状地变动，W相的基本占空比DRB呈相位延迟了240度的正弦波状地变动。即，各相的基本占空比DRB具有互不相同的相位。
因而，若以数式来表示各相的基本占空比DRB，则成为如下。以下的数式中，C是基本占空比的振幅，在0≦C≦1/2的范围内根据目标转速和/或目标电力等而发生变动，但相对于整流输出Vout及时间为独立的值。当C＝0时，各相的基本占空比均为1/2。ω为角速度，使用频率f而表示为2πf。t为时间。
U相的基本占空比：1/2+C×sin(ωt)
V相的基本占空比：1/2+C×sin(ωt-2π/3)
W相的基本占空比：1/2+C×sin(ωt-4π/3)
通过设定如上所述的呈正弦波状变动的基本占空比DRB，从而开关电路17能够将具有由ω来决定的频率的正弦波状的电压及电流输出至输出部13。
本实施方式中，控制器19通过将以上述方式表示的正弦波状的基本占空比DRB的振幅C，乘以第一实施方式中所说明的、依据平滑电容器SC的电压测定值而变动的调制幅度[{(A×Vave)/V(t-t')}+(1-A)]，从而算出调制占空比DR。因而，实施例1中，各相的调制占空比DR以下述方式来表示。
U相的调制占空比：1/2+[{(A×Vave)/V(t-t')}+(1-A)]×{C×sin(ωt)}
V相的调制占空比：1/2+[{(A×Vave)/V(t-t')}+(1-A)]×{C×sin(ωt-2π/3)}
W相的调制占空比：1/2+[{(A×Vave)/V(t-t')}+(1-A)]×{C×sin(ωt-4π/3)}
以上述方式表示的各相的调制占空比DR如图13所示，变动周期中看不到大的变动。另一方面，在调制占空比DR中，基本占空比DRB中所含的正弦波的振幅被调制为C×[{(A×Vave)/V(t-t')}+(1-A)]，因此调制占空比DR的波形成为从正弦波稍许变形的形状。但是，调制占空比DR的正弦波部分的振幅的调制幅度与第一实施方式同样，在直至整流输出Vout达到极大为止的期间内达到最大。
而且，所述调制占空比DR的设定方法在基本占空比DRB的频率与图11所示的情况不用的情况下也能够适用。具体而言，如图14及图15所示，即使加大基本占空比DRB的角速度ω，各相的调制占空比DR的正弦波部分的振幅的调制幅度也与第一实施方式的调制占空比DR同样，在直至整流输出Vout达到极大为止的期间内，所述调制幅度达到最大。即，能够相对于基本占空比DRB的任意角速度ω，即，相对于任意频率，来适当地设定调制占空比DR。
进而，所述基本占空比DRB的调制对于以规定周期变动的正弦波以外的任意形状的基本占空比DRB例如梯形形状的基本占空比，也能够同样地适用。
[2-3.实施例2]
以下，使用图16～图19来说明以二相调制方式来对各开关元件SW1～SW6的基本占空比DRB进行调制时的实施例2。图16是表示对各开关元件所设定的基本占空比的另一例的图。图17是表示调制占空比的调制幅度与各开关元件的调制占空比的另一例的图。图18是表示使基本占空比的变动频率更大时的调制占空比的调制幅度与调制占空比的另一例的图。图19是表示使基本占空比的变动频率进一步加大时的调制占空比的调制幅度与调制占空比的另一例的图。
图16～图19中，粗实线所示的基本占空比DRB及调制占空比DR为U相的占空比。粗虚线所示的基本占空比DRB及调制占空比DR为V相的占空比。粗一点链线所示的基本占空比DRB及调制占空比DR为W相的占空比。而且，在图17～图19上的图表中，以粗实线来表示调制幅度，以粗虚线来表示整流输出Vout的值。
二相调制方式是如下所述的占空比的调制方式，即，使三个开关元件SW1～SW3中的任意两个开关元件SW1～SW2进行PWM调制，另一方面，另一个开关元件SW1～SW3设为断开状态。二相调制方式能够设置可将任一开关元件SW1～SW3设为断开状态的期间，因此，若与所述实施例1相比较，则具有能够减少开关损失的优点。
对于各相所设定的基本占空比DRB的时间变动如图16所示。若以数式来表示所述基本占空比DRB，则成为如下。另外，以下所示的数式表示U相的基本占空比DRB。V相及W相的基本占空比DRB分别是使U相的基本占空比DRB延迟120度及240度所得者。
以下的数式中，D为基本占空比的振幅，根据目标转速、目标电力等而变动，但相对于整流输出Vout及时间为独立的值。ω为角速度。n为整数。t为时间。
(i)D×sin(ωt)(2πn≦ωt＜2πn+2π/3)
(ii)D×sin(ωt-π/3)(2πn+2π/3≦ωt＜2πn+4π/3)
(iii)0(2πn+4π/3≦ωt＜2π(n+1))
本实施方式中，控制器19通过将以上述方式表示的基本占空比DRB的振幅D，乘以第一实施方式中所说明的、依据平滑电容器SC的电压测定值而变动的调制幅度[{(A×Vave)/V(t-t')}+(1-A)]，从而算出调制占空比DR。以上述方式算出的各相的调制占空比DR如图17～图19所示，与所述实施例1同样地，依据所述变动幅度而变动。
而且，如图17～图19所示，本实施方式的调制占空比DR的设定方法在使用以二相调制方式进行调制的基本占空比DRB的情况下，也能够与所述实施例1同样地，适用于基本占空比DRB的任意频率。
如所述实施例1及2所示，即便在使基本占空比DRB作为时间函数而任意变动的情况下，通过在从产生输入给平滑电容器的输入电流开始直至平滑电容器SC的电压达到极大为止的期间内，即，在平滑电容器SC进行充电的期间内，使从平滑电容器SC来看的输入阻抗为低的状态更长，也能够抑制流经平滑电容器SC的电流量，从而能够抑制平滑电容器SC的劣化。
(实施方式3)
[3-1.实施方式3的概要]
所述实施方式1中，在平滑电容器SC的充电期间内，即，在平滑电容器SC的电压从极小值Vrmin上升至极大值Vrmax的期间内，将开关电路17为导通状态的时间相对于开关周期Tsw的比例即占空比设为大的设定值，以在平滑电容器SC的充电期间内积极地对负载LO供给电力，由此来抑制流出/流入平滑电容器SC的电流量。
尤其在使用三相无刷马达M之类的无刷马达来作为负载LO的情况下，为了进行马达的高效驱动，进行所谓的提前角控制，即，对将电力供给至负载LO的期间即电力供给期间Tps的开始时机进行调整。
在提前角控制中，相对于无刷马达的转子的旋转，流经作为电磁铁的定子(stator)的电流的相位受到调整。流经定子的电磁铁的电流的相位主要会因定子线圈所具有的电感成分，而相对于施加至定子线圈的电压的相位产生延迟。所述延迟在为了使转子高速旋转而加大流经定子线圈的电流和/或缩短所述电流的周期时变得尤为显著。
因此，如所述图6所示，即使在由转子检测元件检测到转子的时机对三相无刷马达M的U相、V相、W相施加电压，电流开始流向这些相的时机也处于由转子检测元件检测到转子的时机之后。由此，由流向U相、V相、W相的电流所产生的来自定子的旋转磁场的相位不会成为相对于转子的旋转为最佳的相位。其结果，例如转子的旋转扭矩有时会下降等，而无法使转子效率良好地旋转。
因而，实施方式3中，电力供给期间Tps的开始时机，即，开始整流输出Vout的电压输出的时机如图20所示，设为由转子检测元件检测到转子的时机之前。由此，能够在由转子检测元件检测到转子的时机、或者其附近的时机，开始对定子线圈的电流供给。
以下，将在时间上使电力供给期间Tps的开始时机提前时的大小称作“提前角δ”。而且，提前角δ为0则意味着电力供给期间Tps的开始时机与由转子检测元件检测到转子的时机一致。
实施方式3中，特征进一步在于：在平滑电容器SC的充电期间内，即，在平滑电容器SC的电压从极小值Vrmin上升至极大值Vrmax的期间内，为了对作为负载LO的三相无刷马达M积极地供给电力，在所述期间内，将电力供给期间Tps的开始时机设为比为了使转子效率良好地旋转而经调整的时机更前的时机。即，使所述期间内的提前角δ比用于使转子效率良好地旋转的提前角δ大。
另外，例如在转子的转速不大，即使将提前角δ设为0，定子线圈的电流相位也不会相对于施加电压的相位而大幅延迟的情况下，和/或即使定子线圈的电流相位相对于施加电压的相位产生偏离也不会对转子的旋转效率造成大的影响等的情况下，也可将提前角δ设为0。
实施方式3中，仅有在平滑电容器SC的充电期间内积极地对负载LO供给电力(电流)的方法与实施方式1不同，而驱动装置100的结构、各构成元件的功能等与实施方式1的驱动装置100相同。
因而，以下，仅对实施方式3的驱动装置100的控制方法进行说明，而省略关于驱动装置100的结构等的说明。
[3-2.实施方式3中的驱动装置的控制方法]
以下，使用图21来说明驱动装置100的实施方式3中的控制方法。图21是表示实施方式3中的驱动装置的控制方法的流程图。
当驱动装置100开始三相无刷马达M的控制时，控制器19从测定部191测定当前的平滑电容器SC的电压(步骤S1')。
接下来，控制器19算出用户利用控制器19而设定的或者利用外部装置而设定的三相无刷马达M的转速指令值、与当前实际的三相无刷马达M的转子转速的差值(步骤S2')。将三相无刷马达M的转速的指令值称作目标转速。
在算出目标转速与实际的转子转速的差值后，控制器19基于所述差值来算出基本占空比DRB(步骤S3')。
例如，在目标转速大于实际的转子转速的情况下，控制器19使当前设定的基本占空比DRB增加而算出新的基本占空比DRB。另一方面，在目标转速小于实际的转子转速的情况下，使当前设定的基本占空比DRB减少而算出新的基本占空比DRB。
所述步骤S2'中，目标电力也可由用户来设定。此时，控制器19也可算出目标电力、与实际输入至三相无刷马达M的电力实测值的差值。
此时，在所述步骤S3'中，控制器19在目标电力大于实际输入至三相无刷马达M的电力的情况下，使当前设定的基本占空比DRB增加而算出新的基本占空比DRB。另一方面，在目标电力小于实际输入至三相无刷马达M的电力的情况下，使当前设定的基本占空比DRB减少而算出新的基本占空比DRB。
在算出基本占空比DRB后，控制器19算出依据平滑电容器SC的电压变动而变动的提前角δ(步骤S4')。本实施方式中，具体而言，例如依据图22所示的流程图来算出提前角δ。
首先，控制器19算出用于使三相无刷马达M的转子效率良好地旋转的提前角(步骤S41')。将用于使三相无刷马达M的转子效率良好地旋转的提前角称作基本提前角δb。
具体而言，例如基于算出基本占空比DRB时所测定出的转子转速的实测值，来算出基本提前角δb。
更具体而言，例如，控制器19参照将转子的转速与相对于所述转子的转速为最佳的基本提前角δb相关联的表(table)，通过在所述表中检索转子转速的实测值关联于哪个基本提前角δb，便能够基于转子转速的实测值来算出基本提前角δb。
除此以外，控制器19例如也能够通过将转子转速的实测值代入将基本提前角δb表示为转子转速的函数的数式，从而基于转子转速的实测值来算出基本提前角δb。
接下来，控制器19在算出此次应设定的提前角δ时，判定是否对新算出的基本提前角δb进行修正。具体而言，控制器19从存储区域中读出规定时间前的过去的平滑电容器SC的电压测定值，判定所述电压测定值是否小于平滑电容器SC的电压的平均电压Vave(步骤S42')。
若规定时间前的过去的平滑电容器SC的电压测定值为平滑电容器SC的电压的平均电压Vave以上(步骤S42'中为“否”时)，控制器19将在步骤S41'中算出的基本提前角δb设为此次应设定的提前角δ(步骤S43')。
另一方面，若规定时间前的过去的平滑电容器SC的电压测定值小于平滑电容器SC的电压的平均电压Vave(步骤S42'中为“是”时)，控制器19基于所述规定时间前的过去的平滑电容器SC的电压测定值的倒数来修正在步骤S41'中算出的基本提前角δb，并将修正后的基本提前角设为此次应设定的提前角δ(步骤S44')。
具体而言，例如，控制器19使用以下所示的数式来算出此次应设定的提前角δ(δ(t))。
δ(t)＝δb(t)×{B×Vave/V(t-t')-E}
(B、E：正的常数(其中B≧E+1)，Vave：平滑电容器SC的电压(整流输出Vout的电压)的平均值，V(t-t')：过去时间t'的平滑电容器SC的电压测定值，δb(t)：时间t时的基本提前角。)
所述正的常数B及E的值只要满足所述条件例如B≧E+1，便可根据整流输出Vout中所含的纹波电压的大小等来适当决定。
而且，在每隔规定时间来测定所述电压测定值的情况下，所述数式中所用的过去的平滑电容器SC的电压测定值例如也可设为存储在存储区域的电压测定值中的、较此次的电压测定值为规定个数前的电压测定值。
在以上述方式算出应设定的提前角δ后，控制器19基于所述算出的提前角δ来决定电力供给期间Tps的开始时机，在所述决定的开始时机开始电力供给期间Tps(步骤S5')。
每当开始电力供给期间Tps时，控制器19首先基于在所述步骤S1'～S3'中算出的基本占空比DRB，来算出在所述电力供给期间Tps内执行的开关动作的导通状态及断开状态的时间。
控制器19例如可使用开关周期Tsw，来算出将开关电路17设为导通状态的时间为Tsw×DRB，且算出设为断开状态的时间为Tsw×(1-DRB)。
接下来，控制器19基于所算出的提前角δ来决定具体在哪个时间性的时机来开始电力供给期间Tps。具体而言，例如能够以下述方式来算出具体的时机。以下的说明中，控制器19对从某一相的转子检测元件的输出上升或下降而检测结果发生变化的时机，直至其他相的转子检测元件的输出上升或下降而检测结果发生变化的时机为止的时间进行计数。
而且，如图20所示，从某一相的转子检测元件的检测结果发生变化的时机，直至其他相的转子检测元件的检测结果发生变化的时机为止的最短时间固定为T/6。这意味着，从某一相的转子检测元件的检测结果发生变化开始，直至其他相的转子检测元件的检测结果发生变化为止，转子的相位变化固定的π/3。此处，将所述转子的相位变化π/3的时间定义为Ta。
因而，例如在决定开关元件SW1的电力供给期间Tps的开始时机的情况下，控制器19从V相转子检测元件的信号变为断开开始，开始所述时间的计数，在所述时间计数为{1-δ/(π/3)}×Ta的时机，开始开关元件SW1的电力供给期间Tps。
即，控制器19在从V相转子检测元件的信号变为断开开始而转子的相位变化了π/3-δ的时机，开始开关元件SW1的电力供给期间Tps。
而且，对于其他相的电力供给期间Tps的开始时机，也能够与所述同样地算出。
转子的相位变化π/3的时间Ta根据转子的转速而变化。因而，控制器19在决定开关元件SW1的电力供给期间Tps的开始时机的情况下，例如在即将决定所述开始时机之前，将从W相转子检测元件的信号变为导通开始，直至V相转子检测元件的信号变为断开为止的时间，预先计数为时间Ta。
反言之，通过对从某一相的转子检测元件的检测结果发生变化的时机开始，直至其他相的转子检测元件的检测结果发生变化的时机为止的最短时间Ta进行计数，控制器19能够算出转子的角速度为(π/3)/Ta＝π/(3Ta)。
随后，控制器19反复执行下述操作，即，在开关元件SW1～SW3的任一个中，在以上述方式决定的开始时机开始电力供给期间Tps，在所述电力供给期间Tps内，在开关周期Tsw中，以Tsw×DRB输出将开关电路17设为导通状态的导通信号，且以Tsw×(1-DRB)输出设为断开状态的断开信号。
通过执行所述步骤S5'，从而控制器19能够在所设定的开始时机，开始开关电路17的导通状态与断开状态的切换，且在电力供给期间继续所述切换。
例如，除非控制器19判定为收到使驱动装置100的动作停止的指令，或者检测到驱动装置100的异常而结束驱动装置100的控制(只有在步骤S6'中为“否”)，否则便反复执行所述步骤S1'～S5'。即，继续驱动装置100的控制。
另一方面，当判定为结束驱动装置100的控制时(在步骤S6'中为“是”时)，控制器19停止驱动装置100的控制。
通过反复执行所述步骤S1'～S6'，从而以控制器19所设定的提前角δ例如图23所示那样发生变动。图23中，整流输出Vout是以虚线来表示。另一方面，在各时间设定的提前角δ是以白三角与实线来表示。
如图23所示，以上述方式算出的提前角δ以与整流输出Vout的周期性的电压变动对应的方式，在第一提前角δ1(第一时机的一例)与比第一提前角δ1大的第二提前角δ2(第二时机的一例)之间周期性地变动。此处，第一提前角δ1与基本提前角δb相等。
而且，第二提前角δ2也可为能以驱动装置100来设定的提前角的最大值。
但是，提前角δ的变动与整流输出Vout的电压变动为反向。其原因在于，本实施方式中，提前角δ是基于平滑电容器SC的电压测定值的倒数而算出。
而且，提前角δ的周期性的变动较整流输出Vout的周期性的变动偏离规定时间。具体而言，提前角δ成为第二提前角δ2的时机t2”在图23中，从整流输出Vout达到极小值Vrmin的时机t1”延迟了时间t'。
提前角δ的变动相对于整流输出Vout的变动的延迟幅度例如能够根据算出提前角δ的所述数式中的V(t-t')来决定。即，能够根据使用平滑电容器SC的电压(整流输出Vout的电压)测定值中的、过去多久的电压测定值而决定。
而且，与实施方式1同样，控制器19也可基于交流输入Vin的交流周期来决定提前角δ的变动与整流输出Vout的变动的具体的偏离幅度即时间t'。由此，即使交流输入Vin的交流周期发生变化，也能够将提前角δ的变动相对于整流输出Vout的变动的偏离维持为最佳值。
进而，如图23所示，以上述方式算出的提前角δ成为第二提前角δ2的时机包含在整流输出Vout的电压从极小值Vrmin上升至极大值Vrmax的期间内。
由此，在平滑电容器SC的充电期间内，能够使电力供给期间Tps的开始时机相对于转子的旋转角度成为规定角度的时机而进一步提前，以便从整流电路15将更多的电力及电流供给至三相无刷马达M。
另一方面，在整流输出Vout的电压从极小值Vrmin上升至极大值Vrmax的期间以外的期间，提前角δ大致固定为第一提前角δ1，即，基本提前角δb。由此，在平滑电容器SC的放电期间内，既能将三相无刷马达M的转子的旋转效率维持为高，又能抑制平滑电容器SC的放电量。
通过抑制平滑电容器SC的电流流出及流入，能够抑制因电容器纹波电流引起的平滑电容器SC的发热，提高电路的可靠性。而且，若纹波电流少，则相应地，也能使用容量更小的电解电容器，因此能够抑制电路的制造成本。
[3-3.实验结果]
以下，对用于验证相对于平滑电容器SC的电压变动而使提前角δ发生变动、及使提前角δ的变动相对于平滑电容器SC的电压变动而延迟规定时间的效果的实验结果进行说明。
首先，为了验证相对于平滑电容器SC的电压变动而使提前角δ发生变动的效果，图24中表示：在驱动装置100中，在将提前角δ固定为基本提前角δb的情况、与使提前角δ发生变动但不使所述变动产生延迟的情况下，对流向三相无刷马达M的U相的负载电流进行测定的结果。
在图24的下图中，虚线所示的绘图表示未使提前角δ发生变动时的负载电流的绝对值，实线所示的绘图表示使提前角δ发生变动但未使所述变动产生延迟时的负载电流的绝对值。
如图24所示，通过相对于平滑电容器SC的电压变动而使提前角δ发生变动，从而与未使提前角δ发生变动的情况相比，尤其能够在平滑电容器SC的电压达到极大值Vrmax的时间t3”附近抑制负载电流。
接下来，对使提前角δ的变动相对于平滑电容器SC的电压变动而延迟规定时间的效果进行说明。为了验证所述效果，在以下的实验中，对提前角δ成为第二提前角δ2的时机相对于平滑电容器SC的电压达到极小值Vrmin的时机的延迟幅度即时间t'进行各种设定，以测定负载电流。
首先，使用图25来说明根据是否使提前角δ的变动相对于平滑电容器SC的电压变动延迟规定时间，而负载电流如何变化。
在图25的下图，虚线所示的绘图表示未使提前角δ的变动相对于平滑电容器SC的电压变动而延迟规定时间时的负载电流的绝对值，实线所示的绘图表示使提前角δ的变动相对于平滑电容器SC的电压变动而延迟了规定时间时的负载电流的绝对值。
如图25所示，通过相对于平滑电容器SC的电压变动而使提前角δ的变动产生延迟，从而在平滑电容器SC的电压从极小值Vrmin增加至极大值Vrmax为止的期间内，与未产生延迟的情况相比，有更大的负载电流流动。即，通过使提前角δ产生延迟，从而能够在平滑电容器SC的充电期间内，使电流更积极地流向负载LO。
接下来，使用图26来说明使相对于平滑电容器SC的电压变动而使提前角δ的变动产生延迟的时间t'进行各种变化时的、出入平滑电容器SC的电流(纹波电流)如此变化。
图26中，相对于平滑电容器SC的电压变动而使提前角δ的变动产生延迟的时间t'是设为0、t1”'、t2”'、t3”'(t1”'＜t2”'＜t3”')。而且，纹波电流是设为流出/流入平滑电容器SC的电流的RMS值。进而，作为参考，以一点链线来表示未使提前角δ发生变动时的纹波电流的大小。
如图26所示，在使提前角δ发生变动且未相对于平滑电容器SC的电压变动而使提前角δ的变动产生延迟的情况下，与未使提前角δ发生变动的情况相比，纹波电流稍许变大。另一方面，通过使提前角δ的变动相对于平滑电容器SC的电压变动产生延迟，与未进行提前角δ的变动的情况相比，能够减小纹波电流。而且，纹波电流相对于提前角δ的变动相对于平滑电容器SC的电压变动的延迟时间而线性地减少。
即，通过使提前角δ的变动相对于平滑电容器SC的电压变动产生延迟，从而能够减少流出/流入平滑电容器SC的电流量。由此，能够抑制平滑电容器SC内部的发热，提高可靠性。或者，能够使平滑电容器SC的容量更小，因此能够抑制成本。
进而，使用图27来说明使相对于平滑电容器SC的电压变动而使提前角δ的变动产生延迟的时间t'进行各种变化时的负载电流的绝对值的最大值，即，峰值电流如何变化。
如图27所示，通过使提前角δ发生变动，从而与未使提前角δ发生变动的情况相比，能够抑制负载电流的绝对值的最大值。当提前角δ的变动相对于平滑电容器SC的电压变动的延迟时间达到某规定时间t2”'以上时，负载电流的最大值存在增加的倾向。反言之，通过将提前角δ的变动相对于平滑电容器SC的电压变动的延迟时间设为规定的时间范围内，能够抑制负载电流变得过大。
根据以上的结果可知的是，通过使提前角δ发生变动，且将提前角δ的变动相对于平滑电容器SC的电压变动的延迟时间设为规定范围内，从而既能抑制朝向三相无刷马达M的电流变得过大，又能减少流出/流入平滑电容器SC的电流量。
(其他实施方式)
如上所示，作为本申请中揭示的技术例示，对所述实施方式进行了说明。但是，本揭示中的技术并不限定于此，能适当地进行变更、置换、附加、省略等。因此，以下例示其他实施方式。
[1]
图7、图21及图22所示的流程图的处理顺序和/或处理内容能够在本揭示的技术范围内进行适当变更。例如，这些流程图中的平滑电容器SC的电压测定与占空比和/或提前角δ的计算的顺序也可为相反。即，也可先执行占空比和/或提前角δ的计算，随后执行平滑电容器SC的电压测定。
[2]
所述实施方式1～实施方式3能够加以组合。即，控制器19也可算出如下所述的调制占空比DR与提前角δ，所述调制占空比DR是在从产生输入给平滑电容器SC的输入电流开始直至平滑电容器SC的电压达到极大值Vrmax为止的期间内至少包含调制占空比DR的调制幅度达到最大值的期间的调制占空比，所述提前角δ是在所述期间内至少包含提前角δ达到变动的最大值即第二提前角δ2的期间的提前角。
此时，控制器19也可按照规定的条件，仅使调制占空比DR相对于平滑电容器SC的电压变动而产生延迟，或者仅使提前角δ产生延迟，或者使调制占空比DR与提前角δ这两者产生延迟。
而且，控制器19也可按照规定的条件，来变更使调制占空比DR相对于平滑电容器SC的电压变动产生延迟的效果的程度、与使提前角δ产生延迟的效果的程度。例如，通过依据规定的条件来对算出调制占空比DR及提前角δ的以上说明的数式的常数A～E的值进行变更，从而能够达成变更所述效果的程度。
[3]
所述实施方式1～实施方式3中，是基于平滑电容器SC的电压的规定时间前的过去的测定值，来算出调制占空比DR及提前角δ。并不限于此，也可基于其他参数来算出调制占空比DR及提前角δ。
例如，控制器19也可使调制占空比DR和/或提前角δ呈三角波状地周期性变动，将三角波状的调制占空比DR和/或提前角δ达到最大值的时机，设为比整流输出Vout的电压的绝对值达到最小的时机迟的时机。
具体而言，例如，如图28所示，控制器19也可使呈三角波状地周期性变动的调制占空比DR的变动幅度和/或提前角δ达到最大值的时机，成为平滑电容器SC的电压达到平均电压Vave的时机tave或者比所述时机tave稍许延迟的时机。
三角波状的调制占空比DR的调制幅度和/或提前角δ的变动中的、调制占空比DR的调制幅度和/或提前角δ相对于时间经过的上升比例和/或下降比例能够依据规定条件来适当调整。
而且，在三角波状的调制占空比DR的调制幅度和/或提前角δ的变动中，调制占空比DR的调制幅度和/或提前角δ也可将调制占空比DR的调制幅度为最小值和/或第一提前角δ1的期间持续规定的长度。
[4]
控制器19也可在从整流输出Vout的电压的绝对值达到第一电压V1开始直至达到第二电压V2为止的期间，将调制占空比DR的调制幅度和/或提前角δ设定为调制占空比DR的调制幅度的最大值和/或第二提前角δ2，所述第一电压V1被设定在整流输出的电压的绝对值的极小值Vrmin附近，所述第二电压V2被设定在整流输出Vout的电压的绝对值的极大值Vrmax附近。
具体而言，例如，如图29所示，控制器19也可在平滑电容器SC的电压减少的期间中平滑电容器SC的电压达到第一电压V1的时机t11、与在平滑电容器SC的电压增加的期间中平滑电容器SC的电压达到第二电压V2的时机t12的期间内，将调制占空比DR的调制幅度和/或提前角δ设为调制占空比DR的调制幅度的最大值和/或第二提前角δ2，而在除此以外的期间内，将调制占空比DR的调制幅度和/或提前角δ设为调制占空比DR的最小值和/或第一提前角δ1。
[5]
进而，控制器19也可如图30所示，在平滑电容器SC的电压增加的期间中平滑电容器SC的电压达到第一电压V1的时机t13、与在平滑电容器SC的电压增加的期间中平滑电容器SC的电压达到第二电压V2的时机t12的期间内，将调制占空比DR的调制幅度和/或提前角δ设为调制占空比DR的调制幅度的最大值和/或第二提前角δ2，而在除此以外的期间内，将调制占空比DR和/或提前角δ设为调制占空比DR的调制幅度的最小值和/或第一提前角δ1。
此时，如图30所示，调制占空比DR的调制幅度和/或提前角δ在整流输出Vout的电压的绝对值上升的期间中成为调制占空比DR的调制幅度的最大值和/或第二提前角δ2。
在整流输出Vout的电压的绝对值上升的期间中成为调制占空比DR的调制幅度的最大值和/或第二提前角δ2的调制占空比DR和/或提前角δ例如也能通过下述方式来算出，即，当平滑电容器SC的电压的当前测定值变得比所述当前测定值附近的过去测定值大时，将调制占空比DR的调制幅度和/或提前角δ设为调制占空比DR的最大值和/或第二提前角δ2。
通过所述[3]～[5]中说明的方法，控制器19也能算出如下所述的调制占空比DR和/或提前角δ，即，在从产生输入给平滑电容器SC的输入电流开始直至平滑电容器SC的电压达到极大值Vrmax为止的期间内，包含调制占空比DR的变动幅度和/或提前角δ成为调制占空比DR的变动幅度的最大值和/或第二提前角δ2的期间的至少一部分。
[6]
尤其在开关电路17为临界模式升压斩波器方式的转换器、临界模式降压斩波器方式的转换器、LLC转换器、准谐振反激转换器等转换器的情况下，控制器19也可使开关周期Tsw在第一周期T1sw与比第一周期T1sw大的第二周期T2sw之间变动。
具体而言，控制器19也可设定开关周期Tsw，以使得在从产生输入给平滑电容器SC的输入电流开始直至平滑电容器SC的电压达到极大值Vrmax为止的期间内，包含开关周期Tsw成为第二周期的期间的至少一部分。开关周期Tsw的所述变动能够与上文说明的调制占空比DR及提前角δ的变动方法同样地实现。
随后，控制器19以如上述那样设定的开关周期Tsw来切换开关电路17的导通状态与断开状态，由此能够使开关周期Tsw在第一周期T1sw与比第一周期T1sw大的第二周期T2sw之间变动，而执行开关电路17的开关动作。
[7]
控制器19也可基于交流输入Vin的电压值和/或相位，来检测从产生输入给平滑电容器SC的输入电流开始直至平滑电容器SC的电压达到极大值Vrmax为止的期间。
当交流输入Vin的电压的绝对值变得大于平滑电容器SC的电压时，产生使平滑电容器SC充电的输入电流。平滑电容器SC的电压因电路中的电感器成分等的影响，会较之稍迟而上升。
在交流输入Vin的电压的绝对值达到极大值(交流输入Vin的相位为(2n+1)π/2(n：整数))后，交流输入Vin的电压的绝对值减少，在变得比平滑电容器SC的电压小的时机附近，输入电流开始减少，输入电流最终变为0。平滑电容器SC的电压在输入电流开始减少稍前，开始减少。
因而，控制器19能够考虑输入电流的产生及减少的时机与平滑电容器SC的电压上升及下降的时机发生偏离的原因，基于交流输入Vin的电压值和/或相位，来检测从产生输入给平滑电容器SC的输入电流直至平滑电容器SC的电压达到极大值Vrmax为止的期间。
作为输入电流的产生及减少的时机与平滑电容器SC的电压上升及下降的时机发生偏离的原因，例如有电路中的电感器成分、对负载LO的电力或平滑电容器SC的纹波电压等。
[8]
在所述实施方式3中调整电力供给期间Tps的开始时机的情况下，伴随所述开始时机的调整，电力供给期间Tps的结束时机也会发生移动。即，即使开始时机受到调整，电力供给期间Tps的长度仍为固定。
但是，并不限于此，控制器19也可通过增减电力供给期间Tps来调整开始时机。通过增减电力供给期间Tps来调整开始时机的做法有时也被称作通电角调制。
例如，通过在开始时机的调整前后固定电力供给期间Tps的结束时机，而使电力供给期间Tps增加，从而能够使开始时机在时间上向前移动，即，使提前角δ增加。另一方面，通过在开始时机的调整前后固定电力供给期间Tps的结束时机，而使电力供给期间Tps减少，从而能够使开始时机在时间上向后移动，即，使提前角δ减少。
而且，例如，通过在开始时机的调整前后固定电力供给期间Tps中的规定时机，而使电力供给期间Tps增加，从而能够在使开始时机在时间上向前移动的同时，使结束时机在时间上向后移动。另一方面，通过在开始时机的调整前后固定电力供给期间Tps中的规定时机，而使电力供给期间Tps减少，从而能够在使开始时机在时间上向后移动的同时，使结束时机在时间上向前移动。
[9]
所述实施方式1～实施方式3中，对作为逆变器的开关电路17的开关元件SW1～SW3进行了PWM控制。另一方面，开关元件SW4～SW6如图6及图20所示，各自重复如下所述的低速开关动作，即，以T/3持续导通，并以2T/3持续断开。
但是，并不限于此，也可对开关元件SW4～SW6进行PWM控制，另一方面，使开关元件SW1～SW3如实施方式1～实施方式3中的开关元件SW4～SW6那样低速地进行开关动作。
[10]
所述实施方式1～实施方式3中，作为输入电流的功率因数改善，使用了包含电感器元件L和平滑电容器SC的功率因数改善电路，即所谓的被动型功率因数校正(PowerFactor Correction，PFC)电路，但也可使用包含斩波器电路等开关电路的功率因数改善电路，即所谓的主动型PFC电路。此时，能获得更高的功率因数，并且能够抑制伴随交流周期而产生的纹波电流，从而能够获得下述优点，即，抑制电解电容器的劣化，或者通过小容量化而削减成本。

Claims (30)

1.一种电源装置，包括：
输出部，连接负载；
输入部，输入电压在正与负之间以规定周期而变动的交流输入；
整流电路，所述整流电路是将从所述输入部输入的所述交流输入转换为电压为正或负中的任一种的整流输出的电路，且具有对所述整流输出进行平滑化的平滑电容器；
开关电路，连接所述平滑电容器以作为输入，连接所述输出部以作为输出，以比所述规定周期短的开关周期来切换导通状态与断开状态，所述导通状态是从所述平滑电容器来看的输入阻抗低的状态，所述断开状态是所述输入阻抗比所述导通状态时高的状态；以及
控制器，输出调制占空比，且在执行在所述导通状态与所述断开状态之间切换所述开关电路的控制时，设定所述调制占空比，以使得在从产生输入给所述平滑电容器的输入电流开始直至所述平滑电容器的电压达到极大为止的期间内包含所述调制占空比的调制幅度达到最大值的时机，所述调制占空比是依照所述整流输出的变动来对维持所述导通状态的期间相对于所述开关周期的比例即占空比进行调制所得。
2.根据权利要求1所述的电源装置，其中
所述控制器具有对所述整流输出的电压进行测定的测定部。
3.根据权利要求1或2所述的电源装置，其中
所述平滑电容器是电解电容器。
4.根据权利要求1或2所述的电源装置，其中
所述控制器设定所述调制占空比，以使得所述调制占空比的调制幅度为所述最大值的时机包含在所述整流输出的电压的绝对值上升的期间内。
5.根据权利要求1或2所述的电源装置，其中
所述控制器将所述调制占空比的调制幅度设为较所述整流输出所具有的周期性的变动偏离规定时间的变动。
6.根据权利要求5所述的电源装置，其中
所述规定时间是基于所述交流输入的频率来决定。
7.根据权利要求5所述的电源装置，其中
所述控制器基于所述规定时间前的过去的所述整流输出的电压的绝对值的倒数，来设定所述调制占空比的调制幅度。
8.根据权利要求5所述的电源装置，其中
所述控制器使所述调制占空比的调制幅度呈三角波状地周期性变动，将三角波状的所述调制占空比的调制幅度达到最大值的时机设为较所述整流输出的电压的绝对值达到最小的时机而延迟的时机。
9.根据权利要求1或2所述的电源装置，其中
所述控制器在从所述整流输出的电压的绝对值达到第一电压开始直至达到第二电压为止的期间，将所述调制占空比的调制幅度设定为所述最大值，所述第一电压被设定在所述整流输出的电压的绝对值的极小值附近，所述第二电压被设定在所述整流输出的电压的绝对值的极大值附近。
10.根据权利要求1或2所述的电源装置，其中
所述控制器在所述整流输出的电压的绝对值上升的期间，将所述调制占空比的调制幅度设定为所述最大值。
11.根据权利要求1或2所述的电源装置，其中
所述开关电路是逆变器电路。
12.根据权利要求1或2所述的电源装置，其中
所述控制器基于向所述输出部输出的目标电力与输出至所述输出部的实际电力的差值，来设定所述调制占空比。
13.根据权利要求1或2所述的电源装置，其中
所述控制器基于与所述整流输出的变动独立地设定的基本占空比和所述整流输出的变动，来算出所述调制占空比。
14.根据权利要求13所述的电源装置，其中
所述基本占空比是基于向所述输出部输出的目标电力与输出至所述输出部的实际电力的差值来设定。
15.根据权利要求13所述的电源装置，其中
所述基本占空比以规定周期而变动。
16.根据权利要求13所述的电源装置，其中
所述开关电路具有多个开关元件，所述多个开关元件分别具有不同的相位且以所述开关周期来切换导通状态与断开状态，
所述基本占空比是与所述整流输出的变动独立地，被设定为维持各开关元件的导通状态的期间相对于所述开关周期的比例。
17.根据权利要求16所述的电源装置，其中
各开关元件的所述基本占空比是基于向所述输出部输出的目标电力与输出至所述输出部的实际电力的差值来设定。
18.根据权利要求16或17所述的电源装置，其中
各开关元件的所述基本占空比是以相位与其他开关元件的所述基本占空比不同的规定周期来变动。
19.根据权利要求18所述的电源装置，其中
所述开关电路是逆变器电路，
所述控制器是以二相调制方式来对各开关元件的所述基本占空比进行调制。
20.一种驱动装置，包括：权利要求1至19中任一项所述的电源装置；以及马达，连接于所述输出部。
21.根据权利要求20所述的驱动装置，其中
所述控制器基于所述马达的目标转速与所述马达的实际转速的差值，来设定所述调制占空比。
22.一种电源装置，包括：
输出部，连接负载；
输入部，输入电压在正与负之间以规定周期而变动的交流输入；
整流电路，所述整流电路是将从所述输入部输入的所述交流输入转换为电压为正或负中的任一种的整流输出的电路，且具有对所述整流输出进行平滑化的平滑电容器；
开关电路，连接所述平滑电容器以作为输入，连接所述输出部以作为输出，以比所述规定周期短的开关周期来切换导通状态与断开状态，所述导通状态是从所述平滑电容器来看的输入阻抗低的状态，所述断开状态是所述输入阻抗比所述导通状态时高的状态；以及
控制器，使所述开关周期在第一周期与比所述第一周期大的第二周期之间变动，且在执行在所述导通状态与所述断开状态之间切换所述开关电路的控制时，设定所述开关周期，以使得在从产生输入给所述平滑电容器的输入电流开始直至所述平滑电容器的电压达到极大为止的期间内包含所述开关周期成为所述第二周期的期间的至少一部分。
23.一种控制方法，是电源装置的控制方法，所述电源装置包括：输出部，连接负载；输入部，输入电压在正与负之间以规定周期而变动的交流输入；整流电路，所述整流电路是将从所述输入部输入的所述交流输入转换为电压为正或负中的任一种的整流输出的电路，且具有对所述整流输出进行平滑化的平滑电容器；以及开关电路，连接所述平滑电容器以作为输入，连接所述输出部以作为输出，以比所述规定周期短的开关周期来切换导通状态与断开状态，所述导通状态是从所述平滑电容器来看的输入阻抗低的状态，所述断开状态是所述输入阻抗比所述导通状态时高的状态，所述控制方法包括下述步骤：
在输出调制占空比时，设定所述调制占空比，以使得在从产生输入给所述平滑电容器的输入电流开始直至所述平滑电容器的电压达到极大为止的期间内包含所述调制占空比的调制幅度达到最大值的时机，所述调制占空比是依照所述整流输出的变动来对维持所述导通状态的期间相对于所述开关周期的比例即占空比进行调制所得；以及
根据所设定的所述调制占空比，对维持所述导通状态的长度与维持所述断开状态的长度进行调节，以控制所述开关电路的所述导通状态与所述断开状态的切换。
24.根据权利要求23所述的控制方法，其中
设定所述调制占空比的步骤包括下述步骤：基于与所述整流输出的变动独立地设定的基本占空比和所述整流输出的变动，来算出所述调制占空比。
25.根据权利要求24所述的控制方法，其中
所述开关电路具有多个开关元件，所述多个开关元件分别具有不同的相位且以所述开关周期来切换导通状态与断开状态，所述基本占空比是与所述整流输出的变动独立地，被设定为维持各开关元件的导通状态的期间相对于所述开关周期的比例。
26.根据权利要求25所述的控制方法，其中
设定所述调制占空比的步骤是基于向所述输出部输出的目标电力与输出至所述输出部的实际电力的差值来设定各开关元件的所述基本占空比。
27.根据权利要求25或26所述的控制方法，其中
各开关元件的所述基本占空比是以相位与其他开关元件的所述基本占空比不同的规定周期来变动。
28.根据权利要求27所述的控制方法，其中
所述开关电路是逆变器电路，
设定所述调制占空比的步骤是以二相调制方式来对所述基本占空比进行调制。
29.一种控制方法，是电源装置的控制方法，所述电源装置包括：输出部，连接负载；输入部，输入电压在正与负之间以规定周期而变动的交流输入；整流电路，所述整流电路是将从所述输入部输入的所述交流输入转换为电压为正或负中的任一种的整流输出的电路，且具有对所述整流输出进行平滑化的平滑电容器；以及开关电路，连接所述平滑电容器以作为输入，连接所述输出部以作为输出，以比所述规定周期短的开关周期来切换导通状态与断开状态，所述导通状态是从所述平滑电容器来看的输入阻抗低的状态，所述断开状态是所述输入阻抗比所述导通状态时高的状态，所述控制方法包括下述步骤：
使所述开关周期在第一周期与比所述第一周期大的第二周期之间变动，且在执行在所述导通状态与所述断开状态之间切换所述开关电路的控制时，设定所述开关周期，以使得在从产生输入给所述平滑电容器的输入电流开始直至所述平滑电容器的电压达到极大为止的期间内包含所述开关周期成为所述第二周期的期间的至少一部分；以及
以所设定的开关周期，来控制所述开关电路的所述导通状态与所述断开状态的切换。
30.一种存储介质，其存储用于使计算机发挥功能的程序，其特征在于，所述程序使计算机执行权利要求23至29中任一项所述的控制方法。
CN201880046150.2A 2017-07-31 2018-07-25 电源装置、驱动装置、控制方法以及存储介质 Active CN110870184B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017-148434 2017-07-31
JP2017148434A JP2020167747A (ja) 2017-07-31 2017-07-31 電源装置、駆動装置、制御方法、及びプログラム
PCT/JP2018/027932 WO2019026729A1 (ja) 2017-07-31 2018-07-25 電源装置、駆動装置、制御方法、及びプログラム

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110870184A CN110870184A (zh) 2020-03-06
CN110870184B true CN110870184B (zh) 2023-03-28

Family

ID=65233836

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201880046150.2A Active CN110870184B (zh) 2017-07-31 2018-07-25 电源装置、驱动装置、控制方法以及存储介质

Country Status (4)

Country Link
US (1) US11251721B2 (zh)
JP (1) JP2020167747A (zh)
CN (1) CN110870184B (zh)
WO (1) WO2019026729A1 (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11095206B2 (en) * 2019-09-27 2021-08-17 Apple Inc. AC-DC converter with boost front end having flat current and active blanking control

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5416686A (en) * 1993-04-02 1995-05-16 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Power inverter apparatus for coping with an abrupt change in phase of input voltage
JP2004327104A (ja) * 2003-04-22 2004-11-18 Mitsubishi Electric Corp 誘導加熱調理器
CN104269999A (zh) * 2014-07-03 2015-01-07 华中科技大学 谐振变换器的闭环启动方法
CN104348389A (zh) * 2013-08-07 2015-02-11 广州市香港科大***研究院 风力发电控制器
WO2015123459A1 (en) * 2014-02-14 2015-08-20 The American University In Cairo Multilevel multistate voltage regulator
CN105305783A (zh) * 2009-10-12 2016-02-03 意法半导体股份有限公司 用于谐振转换器的控制设备
CN105684290A (zh) * 2013-10-29 2016-06-15 三菱电机株式会社 直流电源装置和制冷循环设备

Family Cites Families (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US1442126A (en) * 1923-01-16 Mail-assembling machine
US1571547A (en) * 1924-02-21 1926-02-02 Safety Car Heating & Lighting Signal apparatus
US2200166A (en) * 1937-08-17 1940-05-07 Farnsworth Television & Radio Image analyzing and dissecting tube
US2275941A (en) * 1940-08-03 1942-03-10 Westinghouse Electric & Mfg Co Pilot-channel protective relaying system
DE818785C (de) * 1948-02-09 1951-10-29 Hermann Wende Schieber fuer Reissverschluesse mit Verschlussleisten
US2660044A (en) * 1951-01-16 1953-11-24 Easy Washing Machine Corp Washing machine with direct motor drive
US2948659A (en) * 1954-08-10 1960-08-09 Pfizer & Co C Synthesis of 2-keto-l-gulonic acid
US3932132A (en) * 1973-07-31 1976-01-13 Olympus Optical Co., Ltd. System for detecting the particular chemical constituent of a fluid
JPH05199796A (ja) * 1992-01-17 1993-08-06 Meidensha Corp 可変速駆動装置の電流制御方式
JP3229520B2 (ja) * 1995-06-16 2001-11-19 三菱電機株式会社 相回転異常検出装置
JP3332810B2 (ja) * 1997-07-15 2002-10-07 株式会社日立製作所 インバータ制御装置
JPH11179559A (ja) 1997-12-18 1999-07-06 Nissan Motor Co Ltd 単相インバータ溶接機の制御装置
WO2000074199A1 (fr) * 1999-05-27 2000-12-07 Ntt Data Corporation Appareil de transmission d'energie et procede de transmission d'energie
US6961253B1 (en) * 1999-10-08 2005-11-01 Lambda Electronics Drive circuits for synchronous rectifiers
DE60226356T2 (de) * 2001-02-08 2009-07-30 Seimi Chemical Co. Ltd., Chigasaki Flüssigkristallzusammensetzung, welche eine optisch aktive Verbindung und enthält, und elektrooptisches Flüssigkristallelement
US6671191B2 (en) * 2001-03-22 2003-12-30 Sanyo Denki Co., Ltd. Electric power conversion apparatus
TWI291282B (en) * 2002-06-03 2007-12-11 Fuji Electric Co Ltd Power converter
US7105948B2 (en) * 2002-09-10 2006-09-12 Abb Schweiz Ag Apparatus for the voltage maintenance of an electrical AC voltage supply network and method for operating such an apparatus
JP2004120812A (ja) 2002-09-24 2004-04-15 Matsushita Electric Works Ltd 電源装置
US7049771B2 (en) * 2004-01-27 2006-05-23 Nippon Yusoki Co., Ltd. Multi-phase carrier signal generator and multi-phase carrier signal generation method
US7049778B2 (en) * 2004-02-09 2006-05-23 Nippon Yusoki Co., Ltd. Inverter control apparatus and inverter control method
JP4303152B2 (ja) * 2004-03-22 2009-07-29 株式会社日立製作所 発電システムおよびその制御方法
US7710747B2 (en) * 2006-12-11 2010-05-04 Fuji Electric Systems Co., Ltd. Voltage-source inverter apparatus utilizing ripple voltage
US8390972B2 (en) * 2007-04-17 2013-03-05 Hamilton Sundstrand Corporation Secondary protection approach for power switching applications
JP4743161B2 (ja) * 2007-05-17 2011-08-10 株式会社デンソー 車両用電源制御装置
JP4508236B2 (ja) * 2007-12-19 2010-07-21 株式会社デンソー 回転機の制御装置
JP2011193704A (ja) 2010-03-17 2011-09-29 Meidensha Corp 直流−交流電力変換装置
CN102005938B (zh) * 2010-08-25 2013-01-30 力博特公司 Ups中的桥臂过零工作时的控制方法
US9647526B1 (en) * 2013-02-15 2017-05-09 Ideal Power, Inc. Power-packet-switching power converter performing self-testing by admitting some current to the link inductor before full operation
US9950627B2 (en) 2013-11-07 2018-04-24 Hitachi Automotive Systems, Ltd. Power conversion device
JP6364199B2 (ja) * 2014-02-06 2018-07-25 日立オートモティブシステムズ株式会社 電力変換システム
JP6007939B2 (ja) * 2014-04-23 2016-10-19 株式会社デンソー スイッチング制御装置
WO2016013549A1 (ja) * 2014-07-24 2016-01-28 Ntn株式会社 送電装置
JP6669616B2 (ja) * 2016-09-09 2020-03-18 日本碍子株式会社 ガスセンサ
CN108923665B (zh) * 2018-06-15 2023-06-27 深圳市赛格瑞电子有限公司 一种ac-ac转换电路和装置

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5416686A (en) * 1993-04-02 1995-05-16 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Power inverter apparatus for coping with an abrupt change in phase of input voltage
JP2004327104A (ja) * 2003-04-22 2004-11-18 Mitsubishi Electric Corp 誘導加熱調理器
CN105305783A (zh) * 2009-10-12 2016-02-03 意法半导体股份有限公司 用于谐振转换器的控制设备
CN104348389A (zh) * 2013-08-07 2015-02-11 广州市香港科大***研究院 风力发电控制器
CN105684290A (zh) * 2013-10-29 2016-06-15 三菱电机株式会社 直流电源装置和制冷循环设备
WO2015123459A1 (en) * 2014-02-14 2015-08-20 The American University In Cairo Multilevel multistate voltage regulator
CN104269999A (zh) * 2014-07-03 2015-01-07 华中科技大学 谐振变换器的闭环启动方法

Also Published As

Publication number Publication date
US11251721B2 (en) 2022-02-15
CN110870184A (zh) 2020-03-06
JP2020167747A (ja) 2020-10-08
WO2019026729A1 (ja) 2019-02-07
US20200235677A1 (en) 2020-07-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9882466B2 (en) Power conversion device including an AC/DC converter and a DC/DC converter
US9960703B2 (en) DC power-supply device and refrigeration-cycle application device including the same
US8503205B2 (en) AC/DC converter with a PFC and a DC/DC converter
US10164546B2 (en) Electric power conversion device
US8941350B2 (en) Power conversion apparatus, power conversion method, motor system, and two-phase induction motor
CN110870198B (zh) 驱动装置、控制方法以及存储介质
US10056826B2 (en) Direct-current power supply device for controlling at frequency being 3N times frequency of three-phase alternating current and refrigeration-cycle applied device including the same
JP2018182815A (ja) 電力変換装置
CN110870184B (zh) 电源装置、驱动装置、控制方法以及存储介质
US9543849B2 (en) Power conversion apparatus, power conversion method, motor system, and three-phase motor
KR101911262B1 (ko) 노이즈 저감 기능을 가지는 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기
JP6103031B1 (ja) 電力変換装置の制御装置
Singh et al. Power quality improvement in bridgeless zeta converter fed switch reluctance motor drive
JP2017070056A (ja) インバータ駆動装置
KR20110077801A (ko) 직류전원 공급장치 및 직류전원 공급방법
JP2021044909A (ja) 電源装置、制御方法、及びプログラム
KR101846967B1 (ko) 모터 제어 장치
JP5748804B2 (ja) 電力変換装置
JP6522227B2 (ja) コンバータ回路、インバータ回路および空気調和機の電力変換装置
JP2020031507A (ja) 電力変換装置及び、これを用いたインバータ装置
KR102069067B1 (ko) 리플 저감 정류부를 포함하는 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기
JP2021118600A (ja) 電源装置、制御方法、及びプログラム
JP7304125B2 (ja) スイッチング電源装置とその制御回路及び制御方法
KR20180137994A (ko) 전력 변환 장치 및 그 제어 방법
Hackner et al. Comparison of topologies to drive the machine of an automotive electrical power steering with higher voltage levels

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant