JP5867476B2 - 電流共振型電源装置 - Google Patents
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Description
本発明は、電流共振型電源装置に関し、特に電流共振型電源装置の軽負荷時の出力電圧制御に関する。
図１６は従来の電流共振型電源装置を示す回路図である。図１６において、交流電圧を整流する全波整流回路ＲＣ１の出力両端には、平滑コンデンサＣ１が接続されるとともに、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２との直列回路が接続される。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とは交互にオン／オフされる。スイッチ素子Ｑ２の両端には共振リアクトルＬｒとトランスＴの一次巻線Ｐと電流共振コンデンサＣ２との直列回路が接続される。
トランスＴの二次巻線Ｓ１と二次巻線Ｓ２とは直列に接続され、二次巻線Ｓ１の一端にはダイオードＤ１のアノードが接続され、二次巻線Ｓ２の一端にはダイオードＤ２のアノードが接続される。ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のカソードは平滑コンデンサＣ３の一端に接続され、平滑コンデンサＣ３の他端は、二次巻線Ｓ１の一端と二次巻線Ｓ２の一端との接続点に接続される。平滑コンデンサＣ３の両端には検出器１１が接続される。なお、共振リアクトルＬｒはトランスＴのリーケージインダクタンスを代用しても良い。
検出器１１は、平滑コンデンサＣ３の出力電圧を検出し、発振器１３に出力する。発振器１３は、平滑コンデンサＣ３の出力電圧に応じて発振周波数を可変した周波数信号を生成する。コンパレータＣＭ１は、発振器１３からの周波数信号が電源Ｖｃｃの電圧を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで分圧した分圧電圧以上である場合にＨレベルを出力し、発振器１３からの周波数信号が電源Ｖｃｃの電圧を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで分圧した分圧電圧未満である場合にＬレベルを出力する。
インバータＩＮ１は、コンパレータＣＭ１からの出力を反転して反転出力によりスイッチ素子Ｑ２をオン／オフさせる。ハイサイドドライバー１２は、コンパレータＣＭ１からの出力によりスイッチ素子Ｑ１をオン／オフさせる。
次にこのように構成された従来の電流共振型電源装置の動作を説明する。まず、スイッチ素子Ｑ１がオンすると、ＲＣ１→Ｑ１→Ｌr→Ｐ→Ｃ２→ＲＣ１の経路で電流が流れる。この電流は、トランスＴの１次側の励磁インダクタンスＬｐに流れる励磁電流と、一次巻線Ｐ、二次巻線Ｓ２、ダイオードＤ２、コンデンサＣ３を介して出力端子ＯＵＴから負荷へ供給される負荷電流との合成電流となる。前者の電流は、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣ２との正弦波状の共振電流となり、スイッチ素子Ｑ１のオン期間に比べて低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者の電流は、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣ２との共振要素が現れた正弦波状の共振電流となる。
スイッチ素子Ｑ１がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣ２、スイッチ素子Ｑ２の両端に有する電圧共振コンデンサＣｒｖ（図示せず）による電圧疑似共振が発生する。このとき、小さい容量の電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数がスイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２の両端電圧として観測される。即ち、スイッチ素子Ｑ１の電流は、スイッチ素子Ｑ１のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移る。電圧共振コンデンサＣｒｖがゼロボルトまで放電されると、スイッチ素子Ｑ２の内部ダイオードに電流が移行する。これは、トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギーがスイッチ素子Ｑ２の内部ダイオードを介して電流共振コンデンサＣ２を充電する。この期間にスイッチ素子Ｑ２をオンさせることでスイッチ素子Ｑ２のゼロボルトスイッチが可能となる。
スイッチ素子Ｑ２がオンすると、電流共振コンデンサＣ２を電源として、Ｃ２→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ２→Ｃ２の経路で電流が流れる。この電流は、トランスＴの励磁インダクタンスＬｐに流れる励磁電流と、一次巻線Ｐ、二次巻線Ｓ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ３を介して出力端子ＯＵＴから負荷へ供給される負荷電流との合成電流となる。前者の電流は、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣ２の正弦波状の共振電流となり、スイッチ素子Ｑ２のオン期間に比べて低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者の電流は、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣ２との共振要素が現れた正弦波状の共振電流となる。
スイッチ素子Ｑ２がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣ２、電圧共振コンデンサＣｒｖによる電圧疑似共振が発生する。このとき、小さい容量の電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数がスイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２の両端電圧として観測される。即ち、スイッチ素子Ｑ２の電流は、スイッチ素子Ｑ２のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移る。電圧共振コンデンサＣｒｖが平滑コンデンサＣ１の出力電圧まで充電されると、スイッチ素子Ｑ１の内部ダイオードに電流が移行する。これは、トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギがスイッチ素子Ｑ１の内部ダイオードを介して平滑コンデンサＣ１に回生される。この期間にスイッチ素子Ｑ１をオンさせることでスイッチ素子Ｑ１のゼロボルトスイッチが可能となる。
図１７に従来の電流共振型電源装置の軽負荷時の各部の波形を示す。図１７において、Ｉｄ（Ｑ１）はスイッチ素子Ｑ１のドレイン電流、Ｉ（Ｐ）は一次巻線Ｐに流れる電流、Ｖ（Ｃ２）は電流共振コンデンサＣ２の両端電圧、Ｖｄｓ（Ｑ２）はスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間の電圧、Ｖ（Ｐ）は一次巻線Ｐの両端電圧、Ｖ（Ｄ１）はダイオードＤ１の両端電圧、Ｖ（Ｄ２）はダイオードＤ２の両端電圧を示す。
また、従来の電流共振型電源装置は、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とがデューティ５０％で交互にオン／オフを繰り返し、スイッチング周波数を制御することにより出力電圧を制御している。このとき、図１７に示すように、電流共振コンデンサＣ２の電圧Ｖ（Ｃ２）は、平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖ（Ｃ１）の両端電圧の１／２電圧を中心に上下対象の充放電を繰り返す。これにより、一次巻線Ｐに電圧Ｖ（Ｐ）が発生し、二次巻線Ｓ１，Ｓ２に電圧が発生し、この電圧をダイオードＤ１，Ｄ２で整流することにより出力電圧が得られる。
なお、従来の技術の関連技術として、例えば特許文献１〜特許文献２に記載された電流共振型電源装置が知られている。
しかしながら、従来の電流共振型電源装置では、重負荷時に二次側へ必要な電力供給できるトランスＴの励磁電流を設定した場合、図１７に示すように、軽負荷時においてもトランスＴの励磁電流は大きな電流が流れ、ゼロにはならない。また、軽負荷時のスイッチング周波数は高くなるので、その結果、トランスＴの励磁電流が重負荷時と比較して減少しても電流共振型電源装置全体から見た損失は大きく減少しない。このため、効率が低下していた。
本発明は、軽負荷時にトランスの励磁電流、即ち電流共振コンデンサの充放電電流及び損失を小さくして効率を向上させる電流共振型電源装置を提供することにある。
上記課題を解決するために、本発明は、直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点と前記直流電源の一端とに接続され、リアクトルとトランスの一次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、前記トランスの二次巻線に発生する電圧を全波整流及び平滑して直流電圧を取り出す全波整流平滑回路と、前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間とを重負荷時に同一の所定時間に設定して交互にオン／オフさせる制御回路と、前記全波整流平滑回路の直流電圧を検出する検出器と、前記検出器で検出された直流電圧に基づき軽負荷時には、前記第１スイッチ素子の第１オン時間を前記所定時間よりも短くする第１オン時間制御部とを備えることを特徴とする。
また、本発明は、直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点と前記直流電源の一端とに接続され、リアクトルとトランスの一次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、前記トランスの二次巻線に発生する電圧を全波整流及び平滑して直流電圧を取り出す全波整流平滑回路と、前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間とを同一の所定時間に設定して交互にオン／オフさせるとともに前記直流電圧の値に応じて前記第１スイッチ素子及び前記第２スイッチ素子のスイッチング周波数を制御する制御回路と、前記コンデンサの電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部により検出された電流の値に基づき軽負荷時には、前記第１オン時間を前記所定時間よりも短くし、前記第２オン時間を前記所定時間よりも長くする第５オン時間制御部とを備えることを特徴とする。
本発明によれば、第１オン時間制御部が、検出器で検出された直流電圧に基づき軽負荷時には、第１スイッチ素子の第１オン時間を所定時間よりも短くするので、軽負荷時に電流共振コンデンサの充放電電流を小さくして、損失を小さくして効率を向上させる電流共振型電源装置を提供することができる。
以下、本発明の電流共振型電源装置のいくつかの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は本発明の実施例１の電流共振型電源装置の回路図である。図１に示す実施例１の電流共振型電源装置は、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間とスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間とを同一の所定時間に設定して交互にオン／オフさせる制御回路を備える。即ち、デューティが５０％に設定される。
なお、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ時には、両スイッチ素子が同時にオフする期間、いわゆるデッドタイムが必要であるが、本制御形態の説明に影響を与えないので、デッドタイムは別途設定されているものとして説明は割愛する。
この制御回路は、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間を設定するための回路として、電流源Ｉ１、加算器１６、コンデンサＣ７、ＭＯＳＦＥＴＱ３、バッファＢＦ１、フリップフロップ回路ＦＦ１を備える。
制御回路は、スイッチ素子Ｑ２の第２オン時間を設定するための回路として、電流源Ｉ２、加算器１７、コンデンサＣ８、ＭＯＳＦＥＴＱ４、バッファＢＦ２、フリップフロップ回路ＦＦ１を備える。
また、検出器１１で検出された直流電圧に基づきフィードバック量（ＦＢ量）が大きい軽負荷時には、加算器１６は、電流源Ｉ１の電流とより大きいフィードバック電流ＩＦＢとを加算することにより、電流を大きくして、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間を所定時間よりも短くする。電流源Ｉ１と加算器１６とは第１オン時間制御部を構成する。
なお、スイッチ素子Ｑ１は、第１スイッチ素子に対応し、スイッチ素子Ｑ２は、第２スイッチ素子に対応する。ダイオードＤ１，Ｄ２と平滑コンデンサＣ３は、トランスＴの二次巻線Ｓ１，Ｓ２に発生する電圧を全波整流及び平滑して直流電圧を取り出す全波整流平滑回路を構成する。
次に、制御回路の接続構成について説明する。電源Ｖｃｃには電流源Ｉ１の一端が接続され、電流源Ｉ１の他端は加算器１６を介してコンデンサＣ７の一端とＭＯＳＦＥＴＱ３のドレインとバッファＢＦ１の入力端とに接続される。コンデンサＣ７の他端とＭＯＳＦＥＴＱ３のソースとは接地される。ＭＯＳＦＥＴＱ３のゲートはフリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力端子Ｑｂとローサイドのスイッチ素子Ｑ２のゲートに接続される。バッファＢＦ１の出力端子はフリップフロップ回路ＦＦ１のリセット端子Ｒに接続される。
加算器１６は、電流源Ｉ１の電流と検出器１１で検出されたフィードバック量ＦＢに応じたフィードバック電流ＩＦＢとを加算して、加算された電流でコンデンサＣ７を充電する。
電源Ｖｃｃには電流源Ｉ２の一端が接続され、電流源Ｉ２の他端は加算器１７を介してコンデンサＣ８の一端とＭＯＳＦＥＴＱ４のドレインとバッファＢＦ２の入力端とに接続される。コンデンサＣ８の他端とＭＯＳＦＥＴＱ４のソースとは接地される。ＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートはフリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子Ｑとハイサイドドライバー１２に接続される。バッファＢＦ２の出力端子はフリップフロップ回路ＦＦ１のセット端子Ｓに接続される。
また、電流共振型電源装置は、コンデンサＣ４，Ｃ５、抵抗Ｒ３，Ｒ４、スイッチＳＷ１、ツェナーダイオードＺＤ１、Ｖ／Ｉ（電圧電流変換器）１４を有する第２オン時間制御部を備えることを特徴とする。
第２オン時間制御部は、コンデンサＣ４により検出された電流の平均値に基づきスイッチ素子Ｑ１の平均電流値が小さい時即ち軽負荷時にはスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間を所定時間よりも長くし、スイッチ素子Ｑ１の平均電流値が大きい時即ち重負荷時にはスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間を所定時間に設定する。
コンデンサＣ４の一端は、トランスＴの一次巻線Ｐの一端とコンデンサＣ２の一端とに接続され、トランスＴの一次巻線Ｐに流れる電流を検出する電流検出部を構成する。コンデンサＣ４の他端には、抵抗Ｒ４の一端とスイッチＳＷ１の一端とが接続され、抵抗Ｒ４の他端は接地される。
スイッチＳＷ１の他端は、抵抗Ｒ３の一端に接続され、抵抗Ｒ３の他端はコンデンサＣ５の一端とＶ／Ｉ１４の入力端子に接続され、コンデンサＣ５の他端は接地される。コンデンサＣ５の両端にはツェナーダイオードＺＤ１が接続される。電圧をクランプするためのツェナーダイオードＺＤ１は、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のデューティを初期値として５０％にするために設けられる。Ｖ／Ｉ１４の出力端子は加算器１７に接続される。
スイッチＳＷ１は、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＨレベルが入力されたときにオンする。加算器１７は、電流源Ｉ２の電流とＶ／Ｉ１４からの電流Ｉ３とを加算して、加算された電流でコンデンサＣ８を充電する。
次にこのように構成された実施例１の電流共振型電源装置の動作を図１乃至図３を参照しながら詳細に説明する。図２は、本発明の実施例１の電流共振型電源装置の重負荷時、中負荷時及び軽負荷時のローサイドのスイッチ素子Ｑ２のオン時間とハイサイドのスイッチ素子Ｑ１のオン時間とフィードバック（ＦＢ）量、コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５、コンデンサＣ７の電流ＩＣ７、コンデンサＣ８の電流ＩＣ８の変化を示す図である。
図３は、本発明の実施例１の電流共振型電源装置の重負荷時（図３（ｃ））、中負荷時（図３（ｂ））及び軽負荷時（図３（ａ））の各部の動作を説明するためのタイミングチャートである。
図３において、Ｉ６は電流源Ｉ１＋ＩＦＢの電流、Ｉ７は電流源Ｉ２＋Ｉ３の電流、ＶＣ７は、コンデンサＣ７の電圧、Ｑ１Ｖｄｓはスイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧、Ｑ３VgsはＭＯＳＦＥＴＱ３のゲート・ソース間電圧、VＣ８はコンデンサＣ８の電圧、Ｑ２Ｖｄｓはスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧、Ｑ４VgsはＭＯＳＦＥＴＱ４のゲート・ソース間電圧、ＦＦ１Ｒ、ＦＦ１Ｓ、ＦＦ１Ｑ、ＦＦ１Ｑｂは、それぞれフリップフロップ回路ＦＦ１のリセット端子Ｒ、セット端子Ｓ、出力端子Ｑ、反転出力端子Ｑｂの信号を示す。
まず、図３（ｃ）に示す重負荷時の動作を説明する。最初に、コンデンサＣ８が充電されているものとする。この時、例えば時刻ｔ１１には、バッファＢＦ２からＨレベルがフリップフロップ回路ＦＦ１のセット端子Ｓに出力されるので、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＨレベルがハイサイドドライバー１２に出力される。このため、スイッチ素子Ｑ１がオンする。
このとき、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＨレベルがＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートに出力されるので、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオンする。このため、コンデンサＣ８の電荷が放電する。また、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱｂからＬレベルがＭＯＳＦＥＴＱ３のゲートに出力されるので、ＭＯＳＦＥＴＱ３がオフする。
次に、時刻ｔ１１〜ｔ１２において、加算器１６で加算された電流源Ｉ１の電流とフィードバック電流ＩＦＢとがコンデンサＣ７に流れると、コンデンサＣ７が充電されて電圧が上昇していく。
時刻ｔ１２において、コンデンサＣ７の電圧が所定値を超えると、バッファＢＦ１はＨレベルをフリップフロップ回路ＦＦ１のリセット端子Ｒに出力するので、フリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力端子ＱｂからＨレベルがスイッチ素子Ｑ２のゲートに出力される。このため、スイッチ素子Ｑ２がオンする。また、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＨレベルがＭＯＳＦＥＴＱ３のゲートに出力されるので、ＭＯＳＦＥＴＱ３がオンする。このため、コンデンサＣ７が放電する。
また、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＬレベルがＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートに出力されるので、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオフする。このため、後述するように、時刻ｔ１２〜ｔ１３において、コンデンサＣ８の電圧が上昇していく。
また、時刻ｔ１２において、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＬレベルがハイサイドドライバー１２に出力されるので、スイッチ素子Ｑ１はオフする。即ち、時刻ｔ１１〜ｔ１２の時間がスイッチ素子Ｑ１のオン時間となる。
重負荷時には、図２に示すように、フィードバック量が小さいので、フィードバック電流ＩＦＢも小さく、コンデンサＣ７の電圧が所定値に達するまでの充電時間（時刻ｔ１１〜ｔ１２までの時間）がより長くなる。
一方、軽負荷時には、図２に示すように、フィードバック量が大きいので、フィードバック電流ＩＦＢも大きく、コンデンサＣ７の電圧が所定値に達するまでの充電時間（時刻ｔ１〜ｔ２までの時間）がより短くなる。このため、図３に示すように、スイッチ素子Ｑ１のオン時間は、重負荷時には長く、軽負荷時には短くなる。
一方、電流源Ｉ２側では、以下のような動作が行われる。まず、スイッチ素子Ｑ１がオンしている時（時刻ｔ１１〜ｔ１２）には、スイッチ素子Ｑ１を介してトランスＴの一次巻線Ｐに電流が流れるので、コンデンサＣ４とコンデンサＣ２とは、トランスＴの一次巻線Ｐに流れる電流を容量比で分流して抵抗Ｒ４に出力する。
また、スイッチ素子Ｑ１がオンしている時には、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＨレベルが出力されるので、スイッチＳＷ１がオンする。このため、抵抗Ｒ４に発生した電圧は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５との積分回路により積分され、コンデンサＣ５には電流の平均値が得られる。図２に示すようにコンデンサＣ５の電圧ＶＣ５は軽負荷時には小さく、重負荷時には大きくなる。
さらに、Ｖ／Ｉ１４は、コンデンサＣ５の電圧を電流に変換し、変換された電流を加算器１７に入力する。時刻ｔ１２〜ｔ１３において、加算器１７は、Ｖ／Ｉ１４からの電流Ｉ３と電流源Ｉ２の電流とを加算して、コンデンサＣ８を充電する。すると、コンデンサＣ８の電圧が上昇していく。
時刻ｔ１３において、コンデンサＣ８の電圧が所定値を超えると、バッファＢＦ２の出力からＨレベルをフリップフロップ回路ＦＦ１のセット端子Ｓに出力するので、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＨレベルがハイサイドドライバー１２に出力されるので、スイッチ素子Ｑ１がオンする。また、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＨレベルがＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートに出力されるので、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオンする。このため、コンデンサＣ８が放電する。
フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＬレベルがＭＯＳＦＥＴＱ３のゲートに出力されるので、ＭＯＳＦＥＴＱ３がオフする。このとき、フリップフロップ回路ＦＦ１の出力端子ＱからＬレベルがスイッチ素子Ｑ２に出力されるので、スイッチ素子Ｑ２はオフする。即ち、時刻ｔ１２〜ｔ１３の時間がスイッチ素子Ｑ２のオン時間となる。
重負荷時には、図２に示すように、電流Ｉ３が大きいので、コンデンサＣ８の電圧が所定値に達するまでの充電時間（時刻ｔ１２〜ｔ１３のまでの時間）がより短くなる。
一方、軽負荷時には、図２に示すように、電流Ｉ３が小さいので、コンデンサＣ８の電圧が所定値に達するまでの充電時間（時刻ｔ２〜ｔ３のまでの時間）がより長くなる。このため、図３（ｃ）に示すように、重負荷時にはスイッチ素子Ｑ２のオン時間は短くなり、図３（ａ）に示すように、軽負荷時にはスイッチ素子Ｑ２のオン時間は長くなる。
従って、軽負荷時には、図６に示すように、電流共振コンデンサＣ２の電圧Ｖ（Ｃ２）は、１／２Ｖ（Ｃ１）より低い電圧で上下に変動している。即ち、軽負荷時にスイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２のオン／オフの時間を可変して、デューティ５０％から変化させることにより、電流共振コンデンサＣ２の充放電電流及び損失を小さくして効率を向上させることができる。
このように実施例１の電流共振型電源装置によれば、図２に示すように、ハイサイドのスイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏは、軽負荷には所定時間（デューティが５０％の時の時間）よりも短くなる。このため、電流共振コンデンサＣ２は、平滑コンデンサＣ１より低い電圧を中心に充放電させることで、充放電電流が小さいにもかかわらず、一次巻線Ｐに十分な電圧を印加することができる。
なお、図４に、実施例１の電流共振型電源装置の重負荷時の各部の波形を示す。図５に、実施例１の電流共振型電源装置の中負荷時の各部の波形を示す。図６に実施例１の電流共振型電源装置の軽負荷時の各部の波形を示す。図４〜図６において、Ｖｂは抵抗Ｒ４の電圧、Ｖｃは抵抗Ｒ３の電圧を示す。
図７は、本発明の実施例２の電流共振型電源装置の回路図である。図７に示す本発明の実施例２の電流共振型電源装置は、図１に示す実施例１の電流共振型電源装置の構成に対して、さらに、Ｖ／Ｉ１４ａと、加算器１８とを備えることを特徴とする。コンデンサＣ４，Ｃ５、抵抗Ｒ３，Ｒ４、スイッチＳＷ１、ツェナーダイオードＺＤ１、Ｖ／Ｉ１４ａ、加算器１８は第３オン時間制御部を構成する。
Ｖ／Ｉ１４ａは、コンデンサＣ５の電圧を電流に変換し、変換された電流Ｉ４を加算器１８に出力する。加算器１８は、検出器１１からのＦＢ量からＶ／Ｉ１４ａからの電流Ｉ４を減算して減算されたフィードバック電流ＩＦＢを加算器１６に出力する。加算器１６は、加算器１８からの減算されたフィードバック電流ＩＦＢと電流源Ｉ１の電流とを加算して、加算された電流でコンデンサＣ７を充電する。
重負荷時では、図８に示すように、ＦＢ量がゼロであるので、コンデンサＣ７に流れる電流は、電流Ｉ１から電流Ｉ４を減算した値となる。中負荷時から軽負荷時になるに連れて、ＦＢ量が徐々に大きくなり、かつＶ／Ｉ１４ａからの電流Ｉ４が小さくなるので、フィードバック電流ＩＦＢの変化は、大きくなっていく。
このため、図２に示す電流Ｉ６の変化よりも図８に示す電流Ｉ６の変化が大きくなる。従って、軽負荷時にはさらに大きい電流でコンデンサＣ７が充電されるので、図８に示すように、スイッチ素子Ｑ１のオン時間が実施例１のスイッチ素子Ｑ１のオン時間よりもさらに短くなる。従って、実施例２の電流共振型電源装置においては、実施例１の電流共振型電源装置よりもその効果が大となる。
図９は、本発明の実施例３の電流共振型電源装置の回路図である。図９に示す本発明の実施例３の電流共振型電源装置は、図７に示す実施例２の電流共振型電源装置の構成に対して、さらに、基準電源Ｖ１、加算器１９，２０を備えることを特徴とする。
基準電源Ｖ１、コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５、加算器２０、Ｖ／Ｉ１４，１４ａは、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間とスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間とのデューティが５０％から５０％以外に切り替えるための負荷状態を設定する負荷状態設定部を構成する。
電流共振型電源装置は、負荷状態設定部で設定された負荷状態から軽負荷になるに連れてスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間を所定時間よりも徐々に長くする。前記第３オン時間制御部は、負荷状態設定部で設定された負荷状態から軽負荷になるに連れてスイッチ素子Ｑ１の第１オン時間を所定時間よりも徐々に短くする第４オン時間制御部を備えることを特徴とする。
加算器２０は、基準電源Ｖ１の電圧からコンデンサＣ５の電圧を減算し、減算出力をＶ／Ｉ１４，１４ａに出力する。Ｖ／Ｉ１４，１４ａは、基準電源Ｖ１の電圧がコンデンサＣ５の電圧を超える時に、即ち、減算出力が正電圧である時に、電圧を電流に変換して出力する。
加算器１９は、ＦＢ量からＶ／Ｉ１４を減算して、減算された電流を電流Ｉ１９として加算器１７に出力する。加算器１７は、加算器１９からの電流Ｉ１９と電流源Ｉ２の電流とを加算して、加算された電流でコンデンサＣ８を充電する。
加算器１８は、Ｖ／Ｉ１４ａからの電流とＦＢ量とを加算して、加算された電流をＩ１８として加算器１６に出力する。加算器１６は、加算器１８からの電流Ｉ１８と電流源Ｉ１の電流を加算して加算された電流でコンデンサＣ７を充電する。
次にこのように構成された実施例３の電流共振型電源装置の動作を説明する。図１０に、本発明の実施例２の電流共振型電源装置の重負荷時、中負荷時及び軽負荷時のローサイドのスイッチ素子のオン時間とハイサイドのスイッチ素子のオン時間とＦＢ量、電流Ｉ１８〜Ｉ１９、電圧Ｖ２０、コンデンサＣ７，Ｃ８の充電電流Ｉ６，Ｉ７の変化を示す。
まず、図１０に示すように、基準電源Ｖ１の電圧が中負荷位の負荷状態に設定される。コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５が基準電源Ｖ１の電圧以上である場合には、Ｖ／Ｉ１４，１４ａは動作しない。このため、重負荷から中負荷位までは、Ｖ／Ｉ１４，１４ａから電流が、加算器１８，１９に出力されない。従って、通常のＦＢ量のみによる制御により、スイッチ素子Ｑ１のオン時間、スイッチ素子Ｑ２のオン時間が決定される。この時、５０％デューティで動作する。
一方、中負荷位から軽負荷時になるに連れて、電圧ＶＣ５が低下するため、電圧Ｖ２０の減算結果が正となるので、Ｖ／Ｉ１４，１４ａから電流が加算器１８，１９に出力されるので、通常のＦＢ量にＶ／Ｉ１４，１４ａからの電流が加算される。このため、コンデンサＣ７，Ｃ８には図８に示したような電流Ｉ６，Ｉ７が流れる。このため、中負荷位から軽負荷時までは、実施例２と同様な動作が行われる。
このように実施例３の電流共振型電源装置によれば、基準電源Ｖ１、コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５、Ｖ／Ｉ１４，１４ａにより、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間とスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間とのデューティが５０％から５０％以外に切り替えるための負荷状態を設定する。この例では、基準電源Ｖ１の電圧を中負荷位の負荷状態に設定し、基準電源Ｖ１の電圧がコンデンサＣ５の電圧ＶＣ５を超える時に、Ｖ／Ｉ１４，１４ａを動作させることで、デューティを５０％から５０％以外に切り替えることができる。
即ち、デューティを５０％から５０％以外に切り替える負荷状態を重負荷、中負荷、軽負荷のいずれか最適な負荷に設定できるので、電流共振型電源装置の効率を良くすることができる。
なお、デューティを５０％以外から５０％に切り替える負荷状態を設定する場合についても、デューティを５０％から５０％以外に切り替える負荷状態を設定する場合と同様である。
図１１は、本発明の実施例４の電流共振型電源装置の回路図である。図１１に示す本発明の実施例４の電流共振型電源装置は、図１６に示す従来の電流共振型電源装置の構成に対して、コンデンサＣ４，Ｃ５、抵抗Ｒ３，Ｒ４、スイッチＳＷ１、ダイオードＤ３を有する第５オン時間制御部を備えることを特徴とする。
この第５オン時間制御部は、コンデンサＣ４により検出された電流の値に基づき軽負荷には、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間とスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間との一方のオン時間を所定時間よりも短くし、第１オン時間と第２オン時間との他方のオン時間を所定時間よりも長くする。
コンデンサＣ４，Ｃ５、抵抗Ｒ３，Ｒ４、スイッチＳＷ１の接続構成は、図１に示すそれらの接続構成と同じであるので、その説明は省略する。
コンデンサＣ５の一端にはダイオードＤ３のカソードが接続され、ダイオードＤ３のアノードは、抵抗Ｒ２の一端と抵抗Ｒ１の一端とコンパレータＣＭ１の反転入力端子に接続される。コンパレータＣＭ１の出力端子にはインバータＩＮ２の入力端子が接続されるとともにスイッチ素子Ｑ２のゲートが接続される。インバータＩＮ２の出力端子はハイサイドドライバー１２に接続され、スイッチ素子Ｑ１のゲートに接続される。
次にこのように構成された実施例４の電流共振型電源装置の動作を図１１及び図１２を参照しながら詳細に説明する。
まず、スイッチ素子Ｑ１がオンしている時には、スイッチ素子Ｑ１を介してトランスＴの一次巻線Ｐに電流が流れるので、コンデンサＣ４は、トランスＴの一次巻線Ｐに流れる電流をコンデンサＣ２とＣ４との容量比で分流して抵抗Ｒ４に出力する。
また、スイッチ素子Ｑ１がオンしている時には、インバータＩＮ２からはＨレベルが出力されるので、スイッチＳＷ１がオンする。このため、抵抗Ｒ４に発生した電圧は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５との積分回路により積分され、コンデンサＣ５の両端には電流の平均値が得られる。電流の平均値は、軽負荷時には小さく、重負荷時には大きくなる。
このため、軽負荷時には、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点における基準電圧が重負荷時における基準電圧よりも小さくなる。コンパレータＣＭ１は、発振器１３からの三角波信号が基準電圧以上のときにＨレベルをスイッチ素子Ｑ２に出力してオンさせ、三角波信号が基準電圧未満のときにＬレベルをスイッチ素子Ｑ２に出力してオフさせる。軽負荷時には、基準電圧が重負荷時における基準電圧よりも小さくなるので、Ｈレベル期間が長くなり、スイッチ素子Ｑ２のオン時間Ｔｌｏが長くなる。
一方、インバータＩＮ２は、コンパレータＣＭ１の出力を反転し、発振器１３からの三角波信号が基準電圧未満のときにＨレベルをスイッチ素子Ｑ１に出力してオンさせ、三角波信号が基準電圧以上のときにＬレベルをスイッチ素子Ｑ１に出力してオフさせる。このため、軽負荷時には、基準電圧が重負荷時における基準電圧よりも小さくなるので、Ｈレベル期間が短くなり、図１２に示すように、スイッチ素子Ｑ１のオン時間Ｔｈｏが短くなる。
従って、実施例４の電流共振型電源装置においても、実施例１の電流共振型電源装置効果の効果と同様な効果が得られる。
図１３は、本発明の実施例５の電流共振型電源装置の回路図である。図１３に示す実施例５の電流共振型電源装置は、図１６に示す従来の電流共振型電源装置の構成に対して、コンデンサＣ５、抵抗Ｒ３，Ｒ１６〜Ｒ２０、ダイオードＤ３，Ｄ４、コンパレータＣＭ２を有する第６オン時間制御部を備えることを特徴とする。
この第６オン時間制御部は、コンデンサＣ２電圧を抵抗分割して検出された電圧の値に基づき軽負荷には、スイッチ素子Ｑ１の第１オン時間とスイッチ素子Ｑ２の第２オン時間との一方のオン時間を所定時間よりも短くし、第１オン時間と第２オン時間との他方のオン時間を所定時間よりも長くする。
コンデンサＣ２の一端と一次巻線Ｐの一端とには抵抗Ｒ１７の一端が接続され、抵抗Ｒ１７の他端には抵抗Ｒ２０の一端とコンパレータＣＭ２の非反転入力端子が接続される。コンパレータＣＭ２の反転入力端子には抵抗Ｒ１６の一端と抵抗Ｒ１９の一端とが接続され、抵抗Ｒ１６の他端は電源Ｖｃｃに接続され、抵抗Ｒ１９の他端は接地される。
コンパレータＣＭ２の反転入力端子と出力端子との間には、抵抗Ｒ１８とダイオードＤ４との直列回路が接続される。コンパレータＣＭ２の出力端子には抵抗Ｒ３の一端とダイオードＤ４のアノードとが接続される。抵抗Ｒ３の他端にはコンデンサＣ５の一端とダイオードＤ３のアノードとが接続される。ダイオードＤ３のカソードは抵抗Ｒ１の一端と抵抗Ｒ２の一端とに接続される。
次にこのように構成される実施例５の電流共振型電源装置の動作を図１３及び図１４を参照しながら詳細に説明する。
まず、スイッチ素子Ｑ１がオンしている時には、スイッチ素子Ｑ１を介してトランスＴの一次巻線Ｐに電流が流れるので、コンデンサＣ２が充電され、抵抗Ｒ１７を介して抵抗Ｒ２０に電圧Ｖｅが発生する。コンパレータＣＭ２は、電源Ｖｃｃの電圧を抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１９とで分圧した分圧電圧Ｖｄと抵抗Ｒ２０の両端電圧とを比較する。
軽負荷時には、抵抗Ｒ２０に発生する電圧が重負荷時の電圧よりも大きくなるので、軽負荷時のコンパレータＣＭ２の出力は重負荷時の出力よりも大きくなる。このため、軽負荷時のコンデンサＣ５の電圧も大きくなるので、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点における基準電圧は大きくなる。
コンパレータＣＭ１は、発振器１３からの三角波信号が基準電圧以上であるときにＨレベルをスイッチ素子Ｑ１に出力する。軽負荷時には、基準電圧が重負荷時よりも上がるので、Ｈレベルの時間が短くなり、スイッチ素子Ｑ１のオン時間が短くなる。
一方、インバータＩＮ１は、コンパレータＣＭ１の出力を反転するので、発振器１３からの三角波信号が基準電圧未満であるときにＨレベルをスイッチ素子Ｑ２に出力する。即ち、軽負荷時には、基準電圧が重負荷時よりも上がるので、スイッチ素子Ｑ２のオン時間が長くなる。
従って、実施例５の電流共振型電源装置においても、実施例１の電流共振型電源装置効果の効果と同様な効果が得られる。図１５に、軽負荷時の各部の波形を示す。
なお、本発明は、実施例１乃至５の電流共振型電源装置に限定されるものではない。実施例５の電流共振型電源装置では、抵抗Ｒ１６の電源を電源Ｖｃｃから供給したが、例えば、抵抗Ｒ１６の一端を平滑コンデンサＣ１の一端と全波整流回路ＲＣ１の出力端とに接続して、平滑コンデンサＣ１から抵抗Ｒ１６に電源を供給するようにしても良い。このようにしても実施例５の効果と同様な効果が得られる。また、本発明は、実施例１乃至５の電流共振型電源装置を組み合わせて用いても良い。
本発明は、スイッチング電源装置に利用可能である。
ＲＣ１ 全波整流回路
Ｑ１，Ｑ２ スイッチ素子
Ｌｒ 共振リアクトル
Ｔ トランス
Ｐ 一次巻線
Ｓ１，Ｓ２ 二次巻線
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｃ１，Ｃ３ 平滑コンデンサ
Ｃ２ 電流共振コンデンサ
Ｃ４，Ｃ５，Ｃ７，Ｃ８ コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ４，Ｒ１６〜Ｒ２０ 抵抗
ＣＭ１，ＣＭ２ コンパレータ
ＳＷ１ スイッチ
ＢＦ１，ＢＦ２ バッファ
ＦＦ１ フリップフロップ回路
Ｉ１，Ｉ２ 電流源
１１ 検出器
１２ ハイサイドドライバー
１３ 発振器
１４，１４ａ Ｖ／Ｉ
１６〜２０ 加算器
Ｑ１，Ｑ２ スイッチ素子
Ｌｒ 共振リアクトル
Ｔ トランス
Ｐ 一次巻線
Ｓ１，Ｓ２ 二次巻線
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｃ１，Ｃ３ 平滑コンデンサ
Ｃ２ 電流共振コンデンサ
Ｃ４，Ｃ５，Ｃ７，Ｃ８ コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ４，Ｒ１６〜Ｒ２０ 抵抗
ＣＭ１，ＣＭ２ コンパレータ
ＳＷ１ スイッチ
ＢＦ１，ＢＦ２ バッファ
ＦＦ１ フリップフロップ回路
Ｉ１，Ｉ２ 電流源
１１ 検出器
１２ ハイサイドドライバー
１３ 発振器
１４，１４ａ Ｖ／Ｉ
１６〜２０ 加算器
Claims (8)
- 直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点と前記直流電源の一端とに接続され、リアクトルとトランスの一次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、
前記トランスの二次巻線に発生する電圧を全波整流及び平滑して直流電圧を取り出す全波整流平滑回路と、
前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間とを重負荷時に同一の所定時間に設定して交互にオン／オフさせる制御回路と、
前記全波整流平滑回路の直流電圧を検出する検出器と、
前記検出器で検出された直流電圧に基づき軽負荷時には、前記第１スイッチ素子の第１オン時間を前記所定時間よりも短くする第１オン時間制御部と、
を備えることを特徴とする電流共振型電源装置。 - 前記トランスの一次巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出された電流の値に基づき軽負荷時には、前記第２オン時間を前記所定時間よりも長くする第２オン時間制御部と、
を備えることを特徴とする請求項１記載の電流共振型電源装置。 - 前記電流検出部により検出された電流の値に基づき軽負荷時には、前記第１オン時間を前記所定時間よりも短くする第３オン時間制御部を備えることを特徴とする請求項２記載の電流共振型電源装置。
- 前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間とのデューティが５０％から５０％以外に切り替えるための負荷状態を設定する負荷状態設定部と、
前記負荷状態設定部で設定された負荷状態から軽負荷になるに連れて前記第２オン時間を前記所定時間よりも徐々に長くする第４オン時間制御部とを備えることを特徴とする請求項２記載の電流共振型電源装置。 - 前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間とのデューティを５０％から５０％以外に切り替えるための負荷状態を設定する負荷状態設定部を備え、
前記第３オン時間制御部は、前記負荷状態設定部で設定された負荷状態から軽負荷になるに連れて前記第１オン時間を前記所定時間よりも徐々に短くすることを特徴とする請求項３記載の電流共振型電源装置。 - 直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点と前記直流電源の一端とに接続され、リアクトルとトランスの一次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、
前記トランスの二次巻線に発生する電圧を全波整流及び平滑して直流電圧を取り出す全波整流平滑回路と、
前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間とを同一の所定時間に設定して交互にオン／オフさせるとともに前記直流電圧の値に応じて前記第１スイッチ素子及び前記第２スイッチ素子のスイッチング周波数を制御する制御回路と、
前記コンデンサの電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出された電流の値に基づき軽負荷時には、前記第１オン時間を前記所定時間よりも短くし、前記第２オン時間を前記所定時間よりも長くする第５オン時間制御部と、
を備えることを特徴とする電流共振型電源装置。 - 直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点と前記直流電源の一端とに接続され、リアクトルとトランスの一次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、
前記トランスの二次巻線に発生する電圧を全波整流及び平滑して直流電圧を取り出す全波整流平滑回路と、
前記第１スイッチ素子の第１オン時間と前記第２スイッチ素子の第２オン時間とを同一の所定時間に設定して交互にオン／オフさせるとともに前記直流電圧の値に応じて前記第１スイッチ素子及び前記第２スイッチ素子のスイッチング周波数を制御する制御回路と、
前記コンデンサの電圧を検出する電圧検出部と、
前記電圧検出部により検出された電圧の値に基づき軽負荷時には、前記第１オン時間を前記所定時間よりも短くし、前記第２オン時間を前記所定時間よりも長くする第６オン時間制御部と、
を備えることを特徴とする電流共振型電源装置。 - 前記リアクトルは、トランスのリーケージインダクタンスからなることを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載の電流共振型電源装置。
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